JPH01311884A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH01311884A JPH01311884A JP63250509A JP25050988A JPH01311884A JP H01311884 A JPH01311884 A JP H01311884A JP 63250509 A JP63250509 A JP 63250509A JP 25050988 A JP25050988 A JP 25050988A JP H01311884 A JPH01311884 A JP H01311884A
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- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 48
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 claims abstract description 24
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 13
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
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- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
A、産業上の利用分野
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
B0発明の概要
本発明は、すべり周波数制御方式のベクトル制御装置に
おいて、 鉄損分によるトルク軸電流及び磁束軸電流への影響を取
り除いた演算を行って電動機一次電流又は電圧を制御す
ることにより、 鉄損による補償をしたベクトル制御にしながら制御を簡
単化できるようにしたものである。
おいて、 鉄損分によるトルク軸電流及び磁束軸電流への影響を取
り除いた演算を行って電動機一次電流又は電圧を制御す
ることにより、 鉄損による補償をしたベクトル制御にしながら制御を簡
単化できるようにしたものである。
C1従来の技術
すべり周波数制御方式のベクトル制御において、その基
礎となる電圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回
転するd−Q二軸で表すと次の(1)式になり、トルク
Tは(2)式になる。
礎となる電圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回
転するd−Q二軸で表すと次の(1)式になり、トルク
Tは(2)式になる。
・・・(1)
T=K(1,d・ 114 Lq・ 夏1.) ・
・・(2)但し、 V +d、 V lq : d軸とq軸の一次電圧r
+d、 I 1Q: d軸とq軸の一次電流1 *a
、 I tq: d軸とq軸の二次電流R,,R,ニ
ー次、二次抵抗 り、、Lz ニー次、二次インダクタンスM ニー
次と二次の相互インダクタンスP :d/dt ω ;電源角周波数 ω* :すべり周波数 K :定数 」二連の方程式において、ベクトル制御にはq軸を二次
電流、d軸を磁束軸となるようにしている。
・・(2)但し、 V +d、 V lq : d軸とq軸の一次電圧r
+d、 I 1Q: d軸とq軸の一次電流1 *a
、 I tq: d軸とq軸の二次電流R,,R,ニ
ー次、二次抵抗 り、、Lz ニー次、二次インダクタンスM ニー
次と二次の相互インダクタンスP :d/dt ω ;電源角周波数 ω* :すべり周波数 K :定数 」二連の方程式において、ベクトル制御にはq軸を二次
電流、d軸を磁束軸となるようにしている。
このようなベクトル制御においては、誘導電動機の固定
子に存在するうず電流で発生する鉄損か考慮されておら
ず、鉄損によってトルク変動等を起こす問題がある。
子に存在するうず電流で発生する鉄損か考慮されておら
ず、鉄損によってトルク変動等を起こす問題がある。
上述の鉄損を二軸法に導入することにより、磁束とトル
ク電流の間の相互干渉を無くし、また駆動領域と回生領
域でのトルク指令と実トルクとの誤差を無くし、さらに
周波数による実トルクの変化を無くした制御方式が提案
されている(例えば、電気学会、産業電力電気応用研究
会、インバータで駆動される誘導機の定数、1987年
IO月)。
ク電流の間の相互干渉を無くし、また駆動領域と回生領
域でのトルク指令と実トルクとの誤差を無くし、さらに
周波数による実トルクの変化を無くした制御方式が提案
されている(例えば、電気学会、産業電力電気応用研究
会、インバータで駆動される誘導機の定数、1987年
IO月)。
D9発明が解決しようとする課題
前述の鉄損を考慮した制御方式は、
11q=Io(励磁電流一定)
1+d= (IT+ I。’ )
但し、 ■1 :トルク分電流
10′二鉄損分電流
R1:鉄損抵抗
ω :電源角周波数
となるよう制御する。
しかし、この制御方式では二次磁束λ、9及びトルクT
は、 となる。即ち、二次磁束λ、qは負荷の大きさによって
変動し、すべり周波数ω*及びトルクTはトル・り電流
指令Iアに比例しないためその補正制御が複雑になる問
題があった。
は、 となる。即ち、二次磁束λ、qは負荷の大きさによって
変動し、すべり周波数ω*及びトルクTはトル・り電流
指令Iアに比例しないためその補正制御が複雑になる問
題があった。
本発明の目的は、鉄損補償をしたベクトル制御にしなが
ら制御を簡単化できるようにしたベクトル制御装置を提
供するにある。
ら制御を簡単化できるようにしたベクトル制御装置を提
供するにある。
89課題を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するため、誘導電動機の磁束軸
一次電流■、とこれに直交するトルク軸一次電流11d
及びすべり周波数ω*をトルク電流指令■。″と励磁電
流指令■。′から次式%式%: M :相互インダクタンス L、:二次インダクタンス R1二次次抵抗 ω :電源角周波数 によって求め、これら電流El(1,IIQ及びすべり
周波数ω*になるよう誘導電動機の一次電流制御又は電
圧制御を行う構成にしたものである。
一次電流■、とこれに直交するトルク軸一次電流11d
及びすべり周波数ω*をトルク電流指令■。″と励磁電
流指令■。′から次式%式%: M :相互インダクタンス L、:二次インダクタンス R1二次次抵抗 ω :電源角周波数 によって求め、これら電流El(1,IIQ及びすべり
周波数ω*になるよう誘導電動機の一次電流制御又は電
圧制御を行う構成にしたものである。
また、一次電流11d、IIqを
によって求める構成、さらに■、を
Itq−I。′
によって求める構成にしたものである。
28作用
鉄損を考慮した定常状態での電圧方程式は次式となる。
但し、Sはすべり。
・・・(6)
また、二次磁束λtds λ、及びトルクTはλ、、=
MI、d+L、I、、+−(1,9+L、) ・・
・(7)ω R1 λtq”MIIq”Lflfq−(++a++td)
・・・(8)ω T=Kr (M (I tar +qI z91 +a
)R。
MI、d+L、I、、+−(1,9+L、) ・・
・(7)ω R1 λtq”MIIq”Lflfq−(++a++td)
・・・(8)ω T=Kr (M (I tar +qI z91 +a
)R。
(I yql ll”r tq’+I tdr
、d+I td”) )ω ・・・(9) となり、鉄損抵抗R1の存在により、dM@束λ、dが
q軸電流r 1Q12Qの影響を受け、逆にq軸磁束λ
□がd軸電流11a、Itdの影響を受ける。
、d+I td”) )ω ・・・(9) となり、鉄損抵抗R1の存在により、dM@束λ、dが
q軸電流r 1Q12Qの影響を受け、逆にq軸磁束λ
□がd軸電流11a、Itdの影響を受ける。
また、トルクTは鉄損抵抗R1を介して発生するトルク
成分が存在する。
成分が存在する。
ここで、λ、9が負荷による影響を無くすためにはλ、
9=一定となるよう(8)式から但し、■o:無負荷時
励磁電流(一定)の電流を流すことが条件になる。また
、トルクをトルク電流Erに比例させるには、r 、q
== 0 。
9=一定となるよう(8)式から但し、■o:無負荷時
励磁電流(一定)の電流を流すことが条件になる。また
、トルクをトルク電流Erに比例させるには、r 、q
== 0 。
λyd=1になるよう(7)式から
の電流を流すことが条件となる。
従って(10)、(11)式から電流■ldは・・・(
12) となるし、電流II、は(12)式と(l I)式か・
・・(13) となる。これら電流11q+Ildを励磁電流■。とI
、d(トルク電流IT)との関係から求めて電動機に与
えることにより、前述の条件 λ、d=o 1 T=KT−M・■。・■↑ ■ となり、λ、qが一定となるし、(・ルクTは負荷及び
周波数に関係なくトルク電流指令■工に比例する。また
、このときのすべり周波数ω8は(6)式の3行目から によって制御すれば良い。
12) となるし、電流II、は(12)式と(l I)式か・
・・(13) となる。これら電流11q+Ildを励磁電流■。とI
、d(トルク電流IT)との関係から求めて電動機に与
えることにより、前述の条件 λ、d=o 1 T=KT−M・■。・■↑ ■ となり、λ、qが一定となるし、(・ルクTは負荷及び
周波数に関係なくトルク電流指令■工に比例する。また
、このときのすべり周波数ω8は(6)式の3行目から によって制御すれば良い。
以上までのことにより、鉄損を含めた制御にら磁束電流
I I4を(13)式により制御し、トルク電流1t(
1+d)を(12)式により制御し、すべり周波数ω*
を(I5)式により制御する。
I I4を(13)式により制御し、トルク電流1t(
1+d)を(12)式により制御し、すべり周波数ω*
を(I5)式により制御する。
なお、電流11qqlldにはRo、ωか係数として含
まれるが、これらは−欠周波数の関係であり、−欠周波
数からR1,ωを求めておくことができる。
まれるが、これらは−欠周波数の関係であり、−欠周波
数からR1,ωを求めておくことができる。
また、上述の(I2)式及び(13)式の各項を具体的
に計算すると第4図(A)及び第4図(B)に示す周波
数特性になる。
に計算すると第4図(A)及び第4図(B)に示す周波
数特性になる。
但し、
定洛出カニ 0.75KW−4P
定格電圧:200V−50Hz
Lt=0.16)[、M=0.1531−IR,=1.
85Ω、 Rm=6.I5Ωの電動機において、
第4図(A)には−吹型流11aの第1項の絶対値特性
l11d、Iと第2項の特性11+dtlとを示し、第
4図(B)には−吹型流I IQの第1項の特性N+q
+Iと第2項の特性If、□lを示す。
85Ω、 Rm=6.I5Ωの電動機において、
第4図(A)には−吹型流11aの第1項の絶対値特性
l11d、Iと第2項の特性11+dtlとを示し、第
4図(B)には−吹型流I IQの第1項の特性N+q
+Iと第2項の特性If、□lを示す。
これら特性から、−吹型流11dの第1項は運転周波数
ωに拘わらずほぼ一定であり、鉄損の影響を受けにくい
ものである。また、−吹型流t+qの第2項はほとんど
無視できる。また、−吹型流IIdの第2項と一次電流
11qの第1項とでは前者の方が鉄損の影響が大きい。
ωに拘わらずほぼ一定であり、鉄損の影響を受けにくい
ものである。また、−吹型流t+qの第2項はほとんど
無視できる。また、−吹型流IIdの第2項と一次電流
11qの第1項とでは前者の方が鉄損の影響が大きい。
これらの事実から、−吹型流I 1a及び1111とし
てI+aの第1項の鉄損抵抗及びfillの第2項を無
視した下記式、 さらにはIllのRmを無視した I rq= I o” ・・・
(13″)の簡略化を施すことができる。この簡略化は
制御装置の演算処理を簡単化して演算時間を短縮し、特
に周波数ωの変化に対する演算ステップ数の低減で運転
周波数の変化に対する応答性を高め又は演算速度の低い
もので済むことになる。
てI+aの第1項の鉄損抵抗及びfillの第2項を無
視した下記式、 さらにはIllのRmを無視した I rq= I o” ・・・
(13″)の簡略化を施すことができる。この簡略化は
制御装置の演算処理を簡単化して演算時間を短縮し、特
に周波数ωの変化に対する演算ステップ数の低減で運転
周波数の変化に対する応答性を高め又は演算速度の低い
もので済むことになる。
G、実施例
第1図は本発明の一実施例を示す装置構成図であり、電
動機の一次電流制御による場合である。
動機の一次電流制御による場合である。
インバータIは電流制御部2によって相電流ia′″、
lb”slc”に出力電流制御されて誘導電動機3を駆
動し、電動機3の回転子角速度ω1が速度検出器4で検
出され、この角速度ω*は速度指令N1と比較されてP
I演算の速度制御増幅器5にトルク電流指令1丁”とし
て取り出される。すべり周波数演算部6は励磁電流指令
■。′とトルク電流指令IT”とが取り込まれ、前述の
(15)式に従ったすべり周波数ω1を求める。
lb”slc”に出力電流制御されて誘導電動機3を駆
動し、電動機3の回転子角速度ω1が速度検出器4で検
出され、この角速度ω*は速度指令N1と比較されてP
I演算の速度制御増幅器5にトルク電流指令1丁”とし
て取り出される。すべり周波数演算部6は励磁電流指令
■。′とトルク電流指令IT”とが取り込まれ、前述の
(15)式に従ったすべり周波数ω1を求める。
演算部7及び8は、トルク電流指令It’及び励磁電流
指令I。1から前述の(12)式に従った演算を行い、
両演算結果は加算器9による加算によってd軸−吹型流
値1+aが求められる。同様に、演算部!0及び11は
、前述の(I3)式に従った演算を行い、両演算結果は
加算器12による加算によってq袖−吹型流値11qが
求められる。
指令I。1から前述の(12)式に従った演算を行い、
両演算結果は加算器9による加算によってd軸−吹型流
値1+aが求められる。同様に、演算部!0及び11は
、前述の(I3)式に従った演算を行い、両演算結果は
加算器12による加算によってq袖−吹型流値11qが
求められる。
電流指令値演算部13は、電流11dとI l’lから
振幅]■−及び位相角φ 1111=、/TπTrロアー ・・・(16)
φ = jan−’ (1+d/ I +q)
−(17)を求め、すべり周波数ω*と角速度ω1か
ら一次角周波数ω。
振幅]■−及び位相角φ 1111=、/TπTrロアー ・・・(16)
φ = jan−’ (1+d/ I +q)
−(17)を求め、すべり周波数ω*と角速度ω1か
ら一次角周波数ω。
ω。=ω*+ω* ・・・(18)を求め、
各相−吹型流指令i6“、jb”、lc’を下記式から
求める。
各相−吹型流指令i6“、jb”、lc’を下記式から
求める。
r a”=J2 l I + l SIN (ωat+
φ)・・・(19−1) ・・・(19−2) ・・・(19−3) これら電流指令1a”、j b’、le”は電流制御部
2の指令にされる。
φ)・・・(19−1) ・・・(19−2) ・・・(19−3) これら電流指令1a”、j b’、le”は電流制御部
2の指令にされる。
次に、第2図は本発明の他の実施例を示し、前述の(1
2’)、 (13’)式に基づいて構成される場合で
ある。同図が第1図と異なる部分は、演算部7の演算を
係数Lt/Mのみを電流I7“に乗算し、演算部lOと
加算器12による演算を省略した点にある。
2’)、 (13’)式に基づいて構成される場合で
ある。同図が第1図と異なる部分は、演算部7の演算を
係数Lt/Mのみを電流I7“に乗算し、演算部lOと
加算器12による演算を省略した点にある。
この構成により、演算処理数を低減しなから鉄損による
誤差を第1図のものと同程度に少なくする。
誤差を第1図のものと同程度に少なくする。
第3図は本発明の他の実施例を示し、前述の(12′)
と(13″)式に基づいて構成され、第2図において演
算部!■を省略し、IQ””IIqとして演算する。
と(13″)式に基づいて構成され、第2図において演
算部!■を省略し、IQ””IIqとして演算する。
本実施例においては第2図のものよりも演算処理を一層
簡単化しなから鉄損による誤差を少なくする。
簡単化しなから鉄損による誤差を少なくする。
なお、上述までの実施例では電流基準lr+l。
φによるベクトル演算を行う場合を示すが、本発明はこ
れに限定されることなく、電圧V Ia、 V Iqに
よるベクトル演算を行うことで同等の作用効果を得るこ
とができる。
れに限定されることなく、電圧V Ia、 V Iqに
よるベクトル演算を行うことで同等の作用効果を得るこ
とができる。
H1発明の効果
以上のとおり、本発明によれば、電動機の鉄損を考慮し
たベクトル制御において、鉄損抵抗によるd軸とq軸電
流との間の干渉分を取り除いて一次電流又は電圧制御を
行うようにしたため、トルク電流指令に比例したトルク
及びすべり周波数を得て従来の補正制御を不要にする効
果がある。また−吹型流I+d+I+qの演算の簡略化
を可能とし、これにより演算速度の向上による応答性の
一層の向上又は制御装置の簡単化を図ることもできる。
たベクトル制御において、鉄損抵抗によるd軸とq軸電
流との間の干渉分を取り除いて一次電流又は電圧制御を
行うようにしたため、トルク電流指令に比例したトルク
及びすべり周波数を得て従来の補正制御を不要にする効
果がある。また−吹型流I+d+I+qの演算の簡略化
を可能とし、これにより演算速度の向上による応答性の
一層の向上又は制御装置の簡単化を図ることもできる。
第1図は本発明の一実施例を示す装置構成図、第2図及
び第3図は本発明の他の実施例を示す装置構成図、第4
図(A)及び第4図(B)は本発明に係る一次電流式の
各項特性図である。 ■・・・インバータ、3・・・誘導電動機、6・・・す
べり周波数演算部、7,8.to、11・・・演算部、
13・・・電流指令値演算部。 外2名 第4図(A) 11dの特性図 運転周波数(H2)
び第3図は本発明の他の実施例を示す装置構成図、第4
図(A)及び第4図(B)は本発明に係る一次電流式の
各項特性図である。 ■・・・インバータ、3・・・誘導電動機、6・・・す
べり周波数演算部、7,8.to、11・・・演算部、
13・・・電流指令値演算部。 外2名 第4図(A) 11dの特性図 運転周波数(H2)
Claims (3)
- (1)誘導電動機の磁束軸一次電流I_i_qとこれに
直交するトルク軸一次電流I_i_d及びすべり周波数
ω_*をトルク電流指令I_γ^*と励磁電流指令I_
O^*から次式 I_i_d=−[(R_m^2+ω^2ML_2)/(
R_m^2+ω^2M^2)]I_T^*−[ωMRm
/(Rm^2+ω^2M^2)]I_O^*I_i_q
=−[ω^2M^2/(Rm^2+ω^2M^2)]I
_O^*+{[Rmω(M−L_2)]/(Rm^2+
ω^2M^2)}I_T^*ω_*=(R_2/m)・
(I_T^*/I_O^*) 但し、Rm:鉄損抵抗 M:相互インダクタンス L_2:二次インダクタンス R_2:二次抵抗 ω:電源角周波数 によって求め、これら電流I_i_d、I_i_q及び
すべり周波数ω_*になるよう誘導電動機の一次電流制
御又は電圧制御を行う構成にしたことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。 - (2)誘導電動機の磁束軸一次電流I_i_qとこれに
直交するトルク軸一次電流I_i_d及びすべり周波数
ω_*をトルク電流指令I_T^*と励磁電流指令I_
O^*から次式 I_i_d=(L_2/M)I_T^*−[(ωMRm
)/(Rm^2+ω^2M^2)I_O^*]I_i_
q=−[(ω^2M^2)/(Rm^2+ω^2M^2
)I_O^*]ω_*=(R_2/M)・(I_T^*
/I_O^*) 但し、Rm:鉄損抵抗 M:相互インダクタンス L_2:二次インダクタンス R_2:二次抵抗 ω:電源角周波数 によって求め、これら電流I_i_d、I_i_q及び
すべ周波数ω_*になるよう誘導電動機の一次電流制御
又は電圧制御を行う構成にしたことを特徴とする誘導電
動機のベクトル制御装置。 - (3)誘導電動機の磁束軸一次電流I_i_qとこれに
直交するトルク軸一次電流I_i_d及びすべり周波数
ω_*をトルク電流指令I_T^*と励磁電流指令IO
^*から次式 I_i_d=−[(L_2/M)I_T^*]−[(ω
MRm)/(Rm^2+ω^2M^2)I_O^*]I
_i_q=I_O^* ω_*=(R_2/M)・(I_T^*/I_O^*) 但し、Rm:鉄損抵抗 M:相互インダクタンス L_2:二次インダクタンス R_2:二次抵抗 ω:電源角周波数 によって求め、これら電流I_i_d、I_i_q及び
すべり周波数ω_*になるよう誘導電動機の一次電流制
御又は電圧制御を行う構成にしたことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63250509A JP2625969B2 (ja) | 1988-03-11 | 1988-10-04 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
EP89104256A EP0333054B1 (en) | 1988-03-11 | 1989-03-10 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
ES89104256T ES2056984T3 (es) | 1988-03-11 | 1989-03-10 | Sistema de control para controlar la velocidad de rotacion de un motor electrico. |
KR89002954A KR960001576B1 (en) | 1988-03-11 | 1989-03-10 | Control system for controlling revolution speed of electric |
US07/322,250 US5155797A (en) | 1987-09-08 | 1989-03-10 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
DE68915589T DE68915589T2 (de) | 1988-03-11 | 1989-03-10 | Regelsystem zur Regelung der Umdrehungsgeschwindigkeit eines elektrischen Motors. |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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