JP2001245497A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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Abstract
に用いられる誘導電動機の定数のうち、1次抵抗、相互
インダクタンスと2次自己インダクタンスの比であるイ
ンダクタンス比、漏れインダクタンスの設定誤差や運転
中の変動による制御性能の劣化を抑制することにある。 【解決手段】 励磁電流指令と1次電流から検出した励
磁電流成分を一致させるため、電圧を補正する補正手段
15の出力を用いて、周波数電圧制御手段12,18,
21の出力である電圧指令を1次抵抗で偏微分した量と
補正手段の出力を掛けた量に基づき1次抵抗を補正する
第1の定数補正手段100と、周波数電圧制御手段の出
力である電圧指令をインダクタンス比で偏微分した量と
前記補正手段の出力を掛けた量に基づきインダクタンス
比を補正する第2の定数補正手段100と、周波数電圧
制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタンスで
偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基づき
漏れインダクタンスを補正する第3の定数補正手段10
0を具備することである。
Description
装置装置に係り、特に、交流電動機の定数を推定する技
術に関する。
制御装置として、図3に示す構成の制御装置がある。図
3において、1は交流電源、2はコンバータ、3は平滑
コンデンサ、4はインバータ、5は電流検出器、6は誘
導電動機、11は速度制御部、12aは電圧演算部、1
3は電圧変換部、14はq軸電流制御部、15はd軸電
流制御部、16は補正電圧演算部、17はd軸2次磁束
指令部、18aは周波数演算部、19は積分器、20は
電流変換部、21aは速度推定部である。交流電源1の
出力する交流電圧をコンバータ2で整流し、平滑コンデ
ンサ3で平滑する事により直流電圧に変換する。変換さ
れた直流電圧は、電圧変換部13の出力であるU相電圧
指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*に
従い、インバータ4で交流電圧に変換され、誘導電動機
6を駆動する。誘導電動機6を流れる電流であるU相電
流IuとW相電流Iwは電流検出器5で検出される。検
出された電流IuとIwは、電流変換部20で積分器1
9の出力である位相θに基づき回転座標変換され、dq
回転座標系の成分であるd軸電流Idとq軸電流Iqに
変換される。一方、速度制御部11は、速度推定部21
aの出力である推定速度ωr^が外部から与えられる速
度指令ωr*に一致するようにq軸電流指令Iq*を制御
する。q軸電流制御部14では、速度制御部11の出力
するq軸電流指令Iq*とq軸電流Iqを用いて(1)
式に従ってq軸電流制御量ΔVq0を出力する。但し、
(1)式のKpcqとKicqは制御ゲインであり、s
は微分演算子である。
軸電流指令Id*とd軸電流Idを用いて(2)式に従
ってd軸電流制御量ΔVd0を出力する。但し、(2)
式でKpcdとKicdは制御ゲインである。
量ΔVd0とq軸電流制御量ΔVq0から(3)式に従
いd軸電圧補正量ΔVdとq軸電圧補正量ΔVqを演算
する。但し、KdとKqは制御ゲインである。
指令Iq*、d軸2次磁束指令部17の出力であるd軸
2次磁束指令φd*、周波数演算部18aの出力である
周波数指令値ω1*、d軸電圧補正量ΔVd及びq軸電
圧補正量ΔVqから(4)式に従い、dq回転座標系の
電圧指令であるd軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*
を演算する。但し、R1*は1次抵抗設定値、Lσ*は1
次側に換算した漏れインダクタンス設定値、Km*は相
互インダクタンスM*と2次インダクタンスL2*から
(5)式により演算されるインダクタンス比である。
軸電圧指令Vq*は電圧変換部13によりdq軸回転座
標軸から積分器19の出力である位相θに基づき固定座
標軸に変換され、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令V
v*、W相電圧指令Vw*に変換され、電圧制御が行われ
る。また、d軸電流指令Id*から(6)式に従いd軸
2次磁束指令部17でd軸2次磁束指令φd*が演算さ
れる。
d軸2次磁束指令φd*及び速度推定部21aの出力で
ある速度推定値ωr^から(7)式により周波数指令値
ω1*が演算される。但し、R2*は2次抵抗設定値であ
る。
位相θを演算する。また、速度推定部21aでは、q軸
電流Iqとd軸2次磁束指令φd*から(8)式に従い
速度推定値ωr^が演算される。ただし、T1は推定応
答を決める制御定数である。
タ定数と電圧演算部12a、周波数演算部18a及び速
度推定部21aで用いられるモータ定数が一致していれ
ば、誘導電動機6の2次磁束は一定に制御されると共
に、q軸電流Iqがトルクに比例することになり、良好
な制御特性が得られる。このような制御方法をとして
は、特開平6−105580号公報、特開平6−284
771号公報、特開平8−317698号公報に記載の
制御方法がある。また、誘導電動機の定数を推定する方
法として特開平8−80100号公報がある。この定数
推定法によれば、1次磁束の実際値と1次自己インダク
タンスと励磁電流の積で与えられる設定値に一致したと
き、零となる誤差電流から誘導電動機の定数が推定でき
る。また、誘導電動機の定数を推定する別の方法とし
て、特開平9−191699号公報に記載の方法があ
る。この定数推定方法によれば、d軸電流の指令値とd
軸電流の変動に応じて1次抵抗と漏れインダクタンスを
推定している。1次抵抗は、周波数指令値及びq軸電流
の少なくとも一方が所定値以下の場合に同定し、漏れイ
ンダクタンスは、周波数指令値及びq軸電流がともに所
定値以上の場合に同定する。
動機の制御方法は、制御装置に設定された誘導電動機の
定数に基づき誘導電動機を制御している。しかしなが
ら、誘導電動機の定数は誘導電動機の温度により変動す
るものがあり、運転中に温度が変化すると、定数が変動
する。また、広い速度範囲にわたり制御を行うために、
高速域でd軸電流指令を減少させる場合、誘導電動機の
内部の磁束飽和の影響のため、定数が変動する場合があ
る。このように定数の変動により、制御装置に設定され
た誘導電動機の定数と実際の定数に誤差が生じると、制
御性能が悪くなったり、不安定現象が発生する場合があ
る。一方、従来例で示した特開平8−80100号公報
に記載の方法は、1次磁束を基準値に一致させる方法で
あるため、2次磁束を一定とする制御方式には適用する
ことが出来ない。さらに、特開平9−191699号公
報に記載の方法は、推定する定数を周波数指令値とq軸
電流で切り替えているため、加減速を行う場合に切替周
波数付近でショックが発生する。また、磁束による速度
起電力に関する項を推定することができない。
御方法において制御に用いられる誘導電動機の定数のう
ち、1次抵抗、インダクタンス比あるいは1次自己イン
ダクタンス、漏れインダクタンスを運転中に推定するこ
とにより、これら定数の設定誤差や運転中の変動による
制御性能の劣化を抑制することにある。
に、誘導電動機の1次電流を検出する検出器と、該検出
器で検出された電流から励磁電流とトルク電流を検出す
る1次電流成分検出手段と、励磁電流指令値と前記1次
電流検出手段の出力である励磁電流の差が零となるよう
な補正電圧を出力する補正手段と、該補正手段の出力と
前記誘導電動機の1次抵抗と相互インダクタンスと2次
自己インダクタンスの比であるインダクタンス比と漏れ
インダクタンスに基づき周波数指令と電圧指令を出力す
る周波数電圧制御手段からなる誘導電動機の制御装置に
おいて、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を1
次抵抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量
に基づき1次抵抗を補正する第1の定数補正手段、周波
数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダクタ
ンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に
基づき前記漏れインダクタンスを補正する第2の定数補
正手段、周波数電圧制御手段の出力である電圧指令をイ
ンダクタンス比で偏微分した量と前記補正手段の出力を
掛けた量に基づきインダクタンス比を補正する第3の定
数補正手段の少なくとも一つを具備する。
図面を用いて説明する。図1は、本発明の第1の実施形
態による誘導電動機の制御装置の構成を示す。図1にお
いて、1は交流電源、2はコンバータ、3は平滑コンデ
ンサ、4はインバータ、5は電流検出器、6は誘導電動
機、11は速度制御部、12bは電圧演算部、13は電
圧変換部、14はq軸電流制御部、15はd軸電流制御
部、16は補正電圧演算部、17はd軸2次磁束指令
部、18bは周波数演算部、19は積分器、20は電流
変換部、21bは速度推定部、100は定数補正演算部
である。ここで、図3の従来例と同一構成の部分は同一
の符号をつけている。このため、従来例と同一の符号の
部分の説明は省略する。電圧演算部12bは、d軸電流
指令Id*、q軸電流指令Iq*、周波数指令値ω1*、
d軸電圧補正量ΔVd、q軸電圧補正量ΔVq、定数補
正演算部100の出力である1次抵抗推定値R1^と漏
れインダクタンス推定値Lσ^とインダクタンス比推定
値Km^及びd軸2次磁束指令φd*から(9)式に従
い、d軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*を演算す
る。
の周波数ω1で回転する回転座標軸上での電圧方程式は
(10)式で表される。但し、Vdは実際のd軸電圧、
Vqは実際のq軸電圧、Idは実際のd軸電流、Iqは
実際のq軸電流、φdは実際のd軸2次磁束、φqは実
際のq軸2次磁束、R1は実際の1次抵抗、Kmは実際
のインダクタンス比、R2は2次抵抗値、Lσは実際の
漏れインダクタンス、Mは相互インダクタンス、L2は
2次インダクタンス、ωrは誘導電動機6が回転する速
度、ωsは周波数ω1と速度ωrの差であるすべり周波
数である。
軸2次磁束φqを(11)式とすると、(10)式の第
3行から定常状態(s=0)では、d軸2次磁束φdは
(12)式となる。
ぞれ(13)式及び(14)式が導出できる。ただし、
ωr=ω1−ωsである。
抗R1と1次抵抗推定値R1^、実際の漏れインダクタ
ンスLσと漏れインダクタンス推定値Lσ^、実際のイ
ンダクタンス比Kmとインダクタンス比推定値Km^が
それぞれ一致し、d軸電圧補正量ΔVd、q軸電圧補正
量ΔVqが0であると仮定する。
電流指令Iq*に一致するように制御され、同様にd軸
電流Idは、d軸電流制御部15によりd軸電流指令I
d*に一致するように制御されるため、(17)式が成
り立つ。
ができるため、周波数指令値ω1*に合わせると、(1
8)式が成り立つ。
4及び電圧変換部13の働きによりd軸電圧指令Vd*
及びq軸電圧指令Vq*にそれぞれ一致する。よって
(13)式から、(11)式及び(12)式が成り立つ
ためには、(9)式に基づいて電圧を制御する必要があ
る。周波数演算部18bでは、d軸2次磁束指令φd
*、q軸電流指令Iq*、速度推定部21aの出力である
速度推定値ωr^、及び定数補正演算部100の出力で
あるインダクタンス比推定値Km^から(19)式に従
い周波数指令値ω1*を演算する。これは、(14)式
の関係を満たすようにするためである。
電流Iq、q軸電流指令Iq*、周波数指令値ω1*、q
軸電流制御部14の出力ΔVd0及び定数補正演算部1
00の出力である1次抵抗推定値R1^と漏れインダク
タンス推定値Lσ^とインダクタンス比推定値Km^か
ら速度推定値ωr^を演算する。(9)式の第2行と
(10)式の第2行に対して(11)〜(18)式を適
用して速度ωrについて解くと、(20)式となり、
(21)式で速度推定値ωr^を求めることができる。
磁束の方向がd軸磁束と平行になり、d軸電流指令を一
定にした状態では、d軸電流指令に比例する2次磁束の
大きさも一定となるため、2次磁束と直交するq軸電流
とトルクが比例する。これにより、q軸電流を制御すれ
ば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部100
では、2次磁束をd軸と平行にするため、定数補正演算
部100の出力である1次抵抗推定値R1^と漏れイン
ダクタンス推定値Lσ^とインダクタンス比推定値Km
^について(15)式が成り立つように演算を行う。
(15)式が成り立つとき、(16)式が成り立つこと
から、d軸電圧補正量ΔVd及びq軸電圧補正量ΔVq
が0になるように、1次抵抗推定値R1^と漏れインダ
クタンス推定値Lσ^とインダクタンス比推定値Km^
を補正する。ここで問題となるのは、d軸電圧補正量Δ
Vdとq軸電圧補正量ΔVqの二つの量から1次抵抗推
定値R1^と漏れインダクタンス推定値Lσ^とインダ
クタンス比推定値Km^の三つの量を補正するため、各
補正量が一意には決めることができない。そこで、これ
らの推定値のうちで補正を行った場合にd軸電圧補正量
ΔVdとq軸電圧補正量ΔVqに影響を及ぼす割合に応
じて推定値の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を
補正する推定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各
自の補電圧補正量を乗算する。この演算を各軸について
行い、すべての軸の演算結果を加算して積分することに
より補正する推定値とする。具体的には、(22)〜
(24)式に従って補正を行う。ただし、Tは推定応答
を決めるためのゲインである。
0の詳細ブロックを図2に示す。101は1次抵抗設定
器、110は漏れインダクタンス設定器、120はイン
ダクタンス比設定器、102と103と106と111
と112と114と116と121と122と124は
乗算器、104と107と117と125は加算器、1
13は減算器、105と115と123は積分器であ
る。d軸電圧補正量ΔVdとd軸電流指令Id*が乗算
器102に接続され、q軸電圧補正量ΔVqとq軸電流
指令Iq*が乗算器103に接続される。乗算器102
の出力と乗算器103の出力が加算器104で加算さ
れ、加算器104の出力は積分器105で積分される。
積分器105の出力と1次抵抗の設定値R1*が設定さ
れた1次抵抗設定器101の出力が乗算器106に接続
され、乗算器106の出力と1次抵抗設定器101の出
力が加算器107で加算され、1次抵抗推定値R1^と
して出力される。また、d軸電圧補正量ΔVdとq軸電
流指令Iq*が乗算器111に接続され、q軸電圧補正
量ΔVqとd軸電流指令Id*が乗算器112に接続さ
れる。乗算器112の出力から乗算器111の出力が減
算器113で減算され、減算器113の出力と周波数指
令ω1*が乗算器114に接続され、乗算器114の出
力が積分器115で積分される。積分器115の出力と
漏れインダクタンスの設定値Lσ*が設定された漏れイ
ンダクタンス設定器110の出力が乗算器116に接続
され、乗算器116の出力と漏れインダクタンス設定器
110が加算器117で加算され、漏れインダクタンス
推定値Lσ^として出力される。さらに、q軸電圧補正
量ΔVqとd軸2次磁束指令φd*が乗算器121に接
続され、乗算器121の出力と周波数指令ω1*が乗算
器122に接続される。乗算器122の出力は積分器1
23で積分され、積分器123の出力とインダクタンス
比の設定値Km*が設定されたインダクタンス比設定器
120の出力が乗算器124に接続される。乗算器12
4の出力とインダクタンス比設定器120が加算器12
5で加算され、インダクタンス比推定値Km^として出
力される。このような構成とすることにより、d軸電圧
補正量ΔVd及びq軸電圧補正量ΔVqが0になるよう
に、1次抵抗推定値R1^と漏れインダクタンス推定値
Lσ^とインダクタンス比推定値Km^が補正される。
また、すべての条件において、1次抵抗推定値R1^と
漏れインダクタンス推定値Lσ^とインダクタンス比推
定値Km^が適正な割合で補正される。
一例を説明する。図4において、横軸は時間、縦軸は上
から順に速度指令ωr*、モータの負荷トルク、d軸電
流指令Id*とq軸電流指令Iq*、速度ωr、周波数指
令ω1*、d軸電圧補正値△Vd、q軸電圧補正値△V
q、1次抵抗誤差△R1、漏れインダクタンス誤差△L
σ及びインダクタンス比誤差△kmである。ここで、1
次抵抗誤差△R1は1次抵抗推定値R1^と実際の1次
抵抗R1の差であり、漏れインダクタンス誤差△Lσは
漏れインダクタンス推定値Lσ^と実際の漏れインダク
タンスLσの差であり、インダクタンス比誤差△kmは
インダクタンス比推定値Km^と実際のインダクタンス
比Kmの差である。まず、図4で仮定した定数補正演算
部100の初期状態について説明する。時刻T0におい
て、1次抵抗誤差△R1が負の値、漏れインダクタンス
誤差△Lσが負の値、インダクタンス比誤差△kmが正
の値であると仮定する。また、時刻T0において、1次
抵抗推定値R1^と1次抵抗設定器101の出力、漏れ
インダクタンス推定値Lσ^と漏れインダクタンス設定
器110の出力、インダクタンス比推定値Km^とイン
ダクタンス比設定器120の出力はそれぞれ一致してい
ると仮定する。すなわち、積分器105、積分器115
及び積分器123のそれぞれの出力がすべて0であるこ
とを仮定する。次に、図4で仮定した運転条件について
説明する。速度指令ωr*は時刻T0から時刻T1まで
の期間である期間△T1の間は小さな値が与えられ、時
刻T1において大きな値に変化する。その後、時刻T3
までの期間すなわち期間△T2と期間△T3の間は大き
な値のままである。モータの負荷トルクは時刻T0から
時刻T2の期間すなわち期間△T1と期間△T2の間は
0であり、時刻T2で正の値となり、その後時刻T3ま
での期間すなわち期間△T3の間は正の値を保持する。
このときの定数補正演算部100に関連する動作を説明
する。d軸電流指令Id*は時刻T0から時刻T3の期
間一定に保持される。q軸電流指令Iq*はモータの負
荷トルクと関係が深く、時刻T1でモータを加速するた
めに正の値をとっているが、期間△T1と期間△T2の
間はほぼ0であり、期間△T3では正の値となる。速度
ωrは速度制御部11と速度推定部21bの働きによ
り、速度指令ωr*と一致するように制御される。この
ため、期間△T1では小さな値、期間T2と期間△T3
では大きな値となる。尚、時刻T2において、少し減少
しているのは、モータの負荷トルクの増加に対してモー
タの出力トルクが遅れるためである。周波数指令ω1*
はモータの負荷トルクが0である期間△T1と期間△T
2においては、q軸電流指令Iq*が0であることから
すべりが0となるため、速度ωrにほぼ一致し、期間△
T1では小さな値であり、期間△T2では大きな値とな
る。期間△T3ではモータの負荷トルクが正の値になる
ため、q軸電流指令Iq*も正の値をとるため、すべり
周波数に相当する分、周波数指令ω1*は増加する。
の動作について説明する。時刻T0では、1次抵抗誤差
△R1が負の値、漏れインダクタンス誤差△Lσが負の
値、インダクタンス比誤差△kmが正の値であり、周波
数指令値ω1*が小さな値、q軸電流指令Iq*が0であ
る。(9)式の第1行の右辺からd軸電圧補正量△Vd
を除く部分は、1次抵抗誤差△R1が負の値で有ること
から、1次抵抗誤差△R1が0である場合に比べて小さ
な値となる。このため、d軸電流Idが小さく流れ、d
軸電流制御部15の出力△Vd0が増加し、d軸電圧補
正量△Vdも増加する。すなわち、1次抵抗誤差△R1
が0である場合とd軸電流指令Vd*が同じになるよう
にd軸電圧補正量△Vdは制御される。よって、d軸電
圧補正量△Vdは正の値となる。一方、q軸電圧補正量
△Vqは、d軸電流制御部15の出力△Vd0が増加す
ることから、d軸電圧補正量△Vdと同様に正の値とな
る。これは、(3)式の関係による。尚、ここでq軸電
流制御部14の出力△Vd0が0になるように速度推定
部21bが速度推定値を制御するため、q軸電流制御部
14の出力△Vd0の影響は無視することが出来る。
の動作は次のようになる。d軸電圧補正量△Vdから積
分器105のゲインが高く、周波数指令値ω1*が小さ
な値であり、q軸電流指令が0であることから、q軸電
圧補正量△Vqから積分器105のゲイン、d軸電圧補
正量△Vdとq軸電圧補正量△Vqから積分器115の
ゲイン及びq軸電圧補正量△Vqから積分器123のゲ
インは小さくなる。このため、積分器115の入力が正
の値となり、1次抵抗推定値が増加し、1次抵抗誤差△
R1が増加する。また、これにより(9)式の第1行の
右辺からd軸電圧補正量△Vdを除く部分が増加し、d
軸電流制御部15の出力△Vd0及びd軸電圧補正量△
Vdが減少する。これに伴い、q軸電圧補正量△Vqも
減少する。一方、漏れインダクタンス誤差△Lσとイン
ダクタンス比誤差△kmは、積分器115と積分器12
3の入力が小さいことから殆ど変化しない。すなわち、
期間△T1では、(9)式において1次抵抗誤差の影響
が大きいことから、1次抵抗誤差が重点的に補正され
る。一方、漏れインダクタンス誤差とインダクタンス比
誤差は影響が小さいことから、漏れインダクタンス誤差
とインダクタンス比誤差のq軸電圧の補正は殆ど行われ
ない。
くなると、(9)式の第2行が第1行に対して相対的に
大きくなる。このため、第2行で記述されるq軸電圧の
関係が重要となる。インダクタンス比△Kmが正の値で
有ることから、(9)式の第2行の右辺からq軸電圧補
正量△Vqを除く部分がインダクタンス比誤差△Kmが
0である場合に比べて大きな値となる。このため、q軸
電圧補正量△Vqが0である場合には、q軸電圧が大き
くなり、速度起電力を大きくするため、d軸磁束が増加
する。そして、d軸電流が増加し、これにより、d軸電
流制御部15の出力△Vd0が減少し、d軸電圧補正量
△Vd及びq軸電圧補正量△Vqが減少する。この結
果、d軸電圧補正量△Vd及びq軸電圧補正量△Vqは
負の値となる。
の動作は次のようになる。d軸電圧補正量△Vdから積
分器105のゲインは期間△T1と同じである。周波数
指令ω1*が大きくなったことから、q軸電圧補正量△
Vqから積分器115のゲイン及びq軸電圧補正量△V
qから積分器123のゲインが大きくなる。また、q軸
電流指令が0であることから、q軸電圧補正量△Vqか
ら積分器105のゲイン及びd軸電圧補正量△Vdから
積分器115のゲインは0である。ここで、周波数指令
ω1*が大きいことから、積分器115の入力及び積分
器123の入力が積分器105の入力に比べて大きくな
る。q軸電圧補正量△Vqが負の値であることから積分
器123の出力は減少し、インダクタンス比推定値Km
^が減少する。よって、インダクタンス比誤差△Kmも
減少する。インダクタンス比推定値Km^が減少する
と、(9)式の第2行の右辺からq軸電圧補正量△Vq
を除く部分が減少し、d軸電流制御部15の出力△Vd
0が増加する。このため、d軸電圧補正量△Vd及びq
軸電圧補正量△Vqが増加して0に近づく。また、1次
抵抗推定値R1^は積分器105の入力が負の値である
ことから減少する。しかしながら、d軸電圧補正量△V
d及びq軸電圧補正量△Vqが増加して0に近づくた
め、補正量はわずかである。また、q軸電流指令Iq*
が0であることから積分器115の入力が負の値とな
り、漏れインダクタンス推定値△Lσ^は減少し、漏れ
インダクタンス誤差△Lσも減少する。すなわち、期間
△T2では、(9)式におけるインダクタンス比誤差の
影響が大きいことから、インダクタンス比誤差が重点的
に補正される。このため、1次抵抗推定値R1^や漏れ
インダクタンス推定値△Lσ^は、本来補正すべき方向
とは逆に補正されてしまう。しかしながら、後述する図
5の様に様々な条件による補正を施すことにより、定数
の誤差は0に近づいていく。
きくなると、(9)式の第2行が第1行に対して相対的
に大きいことは変わらないが、時刻T2までにインダク
タンス比推定値Km^はほぼ補正が終わっているため、
(9)式の第1行が重要となる。周波数指令ω1*が大
きいことから(9)式の第1行の右辺において、漏れイ
ンダクタンス誤差△Lσの影響が1次抵抗誤差△R1よ
りも大きくなる。(9)式の第1行の右辺からd軸電圧
補正量△Vdを除く部分が、漏れインダクタンス誤差△
Lσが負の値で有ることから、誤差が0である場合に比
べて大きな値となり、d軸電圧補正量△Vdは負の値と
なる。よって、d軸電流制御部15の出力△Vd0が負
の値であるから、q軸電圧補正量△Vqも負の値であ
る。
の動作は次のようになる。d軸電圧補正量△Vdから積
分器105のゲインは期間△T1や期間△T2と同じで
ある。q軸電圧補正量△Vqから積分器115のゲイン
及びq軸電圧補正量△Vqから積分器123のゲインが
大きいのも期間△T2と同じである。さらに、q軸電流
指令が正の値であることから、q軸電圧補正量△Vqか
ら積分器105のゲイン及びq軸電圧補正量△Vqから
積分器115のゲインが大きくなる。ここで、q軸電流
指令Iq*がd軸電流指令Id*よりも大きいため、q軸
電圧補正量△Vqから積分器115のゲインは、d軸電
圧補正量△Vdから積分器115のゲインより大きくな
る。また、期間△T2と同様に周波数指令ω1*が大き
いことから、積分器123の入力や積分器115の入力
は積分器105のゲインに比べて大きくなる。d軸電圧
補正量△Vdから積分器115のゲインが大きく、か
つ、d軸電圧補正量△Vdは乗算器111を経て減算器
113に接続されていることから、積分器115の入力
は正の値となる。このため、積分器115の出力は増加
し、漏れインダクタンス推定値△Lσ^及び漏れインダ
クタンス誤差△Lσは増加し、0に近づく。一方、積分
器123の入力は負の値であるため、積分器123の出
力が減少し、インダクタンス比推定値Km^及びインダ
クタンス比誤差△Kmも減少する。また、1次抵抗推定
値R1^は積分器105の入力が負の値であることから
減少する。しかしながら、d軸電圧補正量△Vd及びq
軸電圧補正量△Vqが増加して0に近づくため、補正量
はわずかである。すなわち、期間△T3では、(9)式
におけるインダクタンス誤差の影響が大きいことから、
漏れインダクタンス誤差が重点的に補正される。このた
め、1次抵抗推定値R1^やインダクタンス比Km^
は、本来補正すべき方向とは逆に補正されてしまう。し
かしながら、全体の誤差は減少方向に向かうため、後述
する図5の様に様々な条件による補正を施すことによ
り、定数の誤差は0に近づいていく。
続したときの動作波形図を示す。図5において、すべて
のグラフの横軸は時間であり、縦軸は上から速度指令ω
r*、誘導電動機6にかかる負荷トルク、d軸電圧補正
量ΔVd、q軸電圧補正量ΔVq、実際の1次抵抗と1
次抵抗推定値R1^の偏差ΔR1、実際の漏れインダク
タンスLσと漏れインダクタンス推定値Lσ^の偏差Δ
Lσ、実際のインダクタンス比Kmとインダクタンス比
推定値Km^の偏差ΔKmである。運転を始める前に1
次抵抗設定器101、漏れインダクタンス設定器11
0、インダクタンス比設定器120に、実際の1次抵抗
R1、実際の漏れインダクタンスLσ、実際のインダク
タンス比Kmに対して誤差のある値を設定し、速度指令
を一番上のグラフ、負荷トルクを上から二番目のグラフ
のように加える。このとき、運転条件が変化するところ
では、d軸電圧補正量ΔVd、q軸電圧補正量ΔVqの
絶対値が一時的に大きくなるが、時間とともに0に収束
していく。また、1次抵抗推定値の偏差ΔR1、漏れイ
ンダクタンス推定値の偏差ΔLσ、インダクタンス比推
定値の偏差ΔKmも時間とともに0に収束しており、定
数の推定が実現できている。
示す。図6において、1は交流電源、2はコンバータ、
3は平滑コンデンサ、4はインバータ、5は電流検出
器、6は誘導電動機、11は速度制御部、12cは電圧
演算部、13は電圧変換部、14はq軸電流制御部、1
5はd軸電流制御部、16は補正電圧演算部、18cは
周波数演算部、19は積分器、20は電流変換部、21
cは速度推定部、200は定数補正演算部である。ここ
で、図2の第1の実施形態と同一構成の部分は同一の符
号をつけている。このため、第1の実施形態と同一の符
号の部分の説明は省略する。電圧演算部12cは、d軸
電流指令Id*、q軸電流指令Iq*、周波数指令値ω1
*、d軸電圧補正量ΔVd、q軸電圧補正量ΔVq及び
定数補正演算部200の出力である1次抵抗推定値R1
^と漏れインダクタンス推定値Lσ^と1次自己インダ
クタンス推定値L1^から(25)式に従い、d軸電圧
指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*を演算する。
し、さらに(26)式の関係を用いて整理することによ
り得られ、第1の実施形態の電圧演算部12bと同様の
働きをする。
流指令Iq*及び速度推定部21cの出力である速度推
定値ωr^から(27)式に従い、周波数指令値ω1*
を演算する。推定値と実際の定数が一致していると仮定
すれば、(19)式に(5)式と(6)式を代入するこ
とにより得られ、(14)式の関係を満たすように制御
することが出来る。ただし、L2*は2次自己インダク
タンスの設定値である。
q*、q軸電流制御部14の出力ΔVd0、周波数指令
値ω1*及び定数補正演算部200の出力である1次抵
抗推定値R1^から(28)式を用いて速度推定値ωr
^を演算する。
次磁束の方向がd軸磁束と平行になり、d軸電流指令を
一定にした状態では、d軸電流指令に比例する2次磁束
の大きさも一定となるため、2次磁束と直交するq軸電
流とトルクが比例する。これにより、q軸電流を制御す
れば、トルクの制御が可能となる。定数補正演算部20
0では、2次磁束をd軸と平行にするため、定数補正演
算部200の出力である1次抵抗推定値R1^と漏れイ
ンダクタンス推定値Lσ^と1次自己インダクタンスL
1^について(29)式が成り立つように演算を行う。
(29)式が成り立つとき、前述した(16)式が成り
立つことから、d軸電圧補正量ΔVd及びq軸電圧補正
量ΔVqが0になるように1次抵抗推定値R1^と漏れ
インダクタンス推定値Lσ^と1次自己インダクタンス
L1^を補正する。
のうちで補正を行った場合にd軸電圧補正量ΔVdとq
軸電圧補正量ΔVqに影響を及ぼす割合に応じて推定値
の補正を行う。すなわち、各軸の電圧指令を補正する推
定値で偏微分し、各定数を乗算し、さらに各自の補電圧
補正量を乗算する。この演算を各軸について行い、すべ
ての軸の演算結果を加算して積分することにより、補正
する推定値とする。具体的には、前述した(22)〜
(23)式及び(30)式に従って補正を行う。
0の詳細ブロックを図7に示す。ここで、図2の第1の
実施形態と同一構成の部分は同一の符号をつけている。
このため、第1の実施形態と同一の符号の部分の説明は
省略する。210は漏れインダクタンス設定器、220
は1次自己インダクタンス設定器、211と214と2
16と221と222と224は乗算器、217と22
5は加算器、215と223は積分器である。d軸電圧
補正量ΔVdとq軸電流指令Iq*が乗算器211に接
続され、乗算器211の出力と周波数指令ω1*が乗算
器214に接続され、乗算器214の出力が積分器21
5で積分される。積分器115の出力と漏れインダクタ
ンスの設定値Lσ*が設定された漏れインダクタンス設
定器210の出力が乗算器216に接続され、乗算器2
16の出力と漏れインダクタンス設定器210が加算器
217で加算され、漏れインダクタンス推定値Lσ^と
して出力される。また、q軸電圧補正量ΔVqとd軸電
流指令Id*が乗算器221に接続され、乗算器221
の出力と周波数指令ω1*が乗算器222に接続され
る。乗算器222の出力は積分器223で積分され、積
分器223の出力と1次自己インダクタンスの設定値L
1*が設定された1次自己インダクタンス設定器220
の出力が乗算器224に接続される。乗算器224の出
力と1次自己インダクタンス設定器220が加算器22
5で加算され、1次自己インダクタンス推定値L1^と
して出力される。このような構成とすることにより、d
軸電圧補正量ΔVd及びq軸電圧補正量ΔVqが0にな
るように、1次抵抗推定値R1^と漏れインダクタンス
推定値Lσ^と1次自己インダクタンスL1^が補正さ
れる。また、すべての条件において、1次抵抗推定値R
1^と漏れインダクタンス推定値Lσ^と1次自己イン
ダクタンスL1^が適正な割合で補正される。
ダクタンスMが与えられれば、(31)式を用いて漏れ
インダクタンスLσとインダクタンス比Kmから算術演
算により求まる定数である。
ス、インダクタンス比に限らず、これらの定数と予め設
定された相互インダクタンスの様な値から算術演算によ
り求まる自己インダクタンスの様な定数も推定できる。
することにより、2次磁束を一定とする制御方法におい
て、制御で用いられる誘導電動機の定数のうち、1次抵
抗、インダクタンス比あるいは1次自己インダクタン
ス、漏れインダクタンスを運転状態に応じて最適に同定
することができ、これら定数の設定誤差や運転中の変動
による制御性能の劣化を抑制することができる。
御装置の構成図
成図
る波形図
成図
4…インバータ、5…電流検出器、6…誘導電動機、1
1…速度制御部、12b…電圧演算部、13…電圧変換
部、14…q軸電流制御部、15…d軸電流制御部、1
6…補正電圧演算部、17…d軸2次磁束指令部、18
b…周波数演算部、19…積分器、20…電流変換部、
21b…速度推定部、100…定数補正演算部
Claims (6)
- 【請求項1】 誘導電動機の1次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する1次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記1次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段15と、該補
正手段の出力と前記誘導電動機の相互インダクタンスと
2次自己インダクタンスの比であるインダクタンス比に
基づき周波数指令と電圧指令を出力する周波数電圧制御
手段からなる誘導電動機の制御装置において、 前記補正手段の出力が0となるように前記周波数電圧制
御手段で用いるインダクタンス比を補正する定数補正手
段を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項2】 請求項1において、前記周波数電圧制御
手段は、1次抵抗、漏れインダクタンス、インダクタン
ス比のうち一つあるいは複数に代えて1次抵抗、インダ
クタンス比、漏れインダクタンス及び予め与えられた値
から算術演算により求められる定数に基づき周波数指令
と電圧指令を出力すると共に、前記定数補正手段は前記
定数を補正することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 - 【請求項3】 誘導電動機の1次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する1次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記1次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の1次抵抗、漏れインダクタ
ンス及び相互インダクタンスと2次自己インダクタンス
の比であるインダクタンス比に基づき周波数指令と電圧
指令を出力する周波数電圧制御手段からなる誘導電動機
の制御装置において、 前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を1次抵
抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基
づき前記1次抵抗を補正する第1の定数補正手段、前記
周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダ
クタンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた
量に基づき前記漏れインダクタンスを補正する第2の定
数補正手段、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧
指令をインダクタンス比で偏微分した量と前記補正手段
の出力を掛けた量に基づき前記インダクタンス比を補正
する第3の定数補正手段の少なくとも一つを具備するこ
とを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項4】 請求項3において、前記周波数電圧制御
手段は、インダクタンス比に代えて1次抵抗、インダク
タンス比、漏れインダクタンス及びあらかじめ与えられ
た値から算術演算により求められる定数に基づき周波数
指令と電圧指令を出力すると共に、前記第2の定数補正
手段は、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令
を前記定数で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛け
た量に基づき前記定数を補正することを特徴とする誘導
電動機の制御装置。 - 【請求項5】 誘導電動機の1次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する1次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記1次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の1次自己インダクタンスに
基づき周波数指令と電圧指令を出力する周波数電圧制御
手段からなる誘導電動機の制御装置において、 前記補正手段の出力が0となるように前記周波数電圧制
御手段で用いるインダクタンス比を補正する定数補正手
段を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項6】 誘導電動機の1次電流を検出する検出器
と、該検出器で検出された電流から励磁電流とトルク電
流を検出する1次電流成分検出手段と、励磁電流指令値
と前記1次電流検出手段の出力である励磁電流の差が零
となるような補正電圧を出力する補正手段と、該補正手
段の出力と前記誘導電動機の1次抵抗、漏れインダクタ
ンス及び1次自己インダクタンスに基づき周波数指令と
電圧指令を出力する周波数電圧制御手段からなる誘導電
動機の制御装置において、 前記周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を1次抵
抗で偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた量に基
づき前記1次抵抗を補正する第1の定数補正手段、前記
周波数電圧制御手段の出力である電圧指令を漏れインダ
クタンスで偏微分した量と前記補正手段の出力を掛けた
量に基づき前記漏れインダクタンスを補正する第2の定
数補正手段、前記周波数電圧制御手段の出力である電圧
指令を1次自己インダクタンスで偏微分した量と前記補
正手段の出力を掛けた量に基づき前記1次自己インダク
タンスを補正する第3の定数補正手段の少なくとも一つ
を具備することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
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