JP6768594B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、速度センサを用いる事なく、交流電動機を制御する制御装置に関するものである。

交流電動機を制御する方式は様々な方式があり用途により使い分けされているが、特に高精度なトルク制御や速度制御を行う場合には、制御のマイナーループとして電流制御が実施される。
従来の誘導電動機の速度制御方式には、以下に示すものがある。制御装置は、ＰＷＭインバータに三相電圧指令を出力する。制御装置では、検出速度が速度指令に追従するようにトルク電流指令を生成する。また、検出電流から演算される磁束が磁束指令に追従するように励磁電流指令を生成する。さらにすべり周波数および出力周波数を演算し、出力周波数に基づいて座標変換用の位相を求める。回転２軸上の検出電流が、トルク電流指令、励磁電流指令に追従するように回転２軸上の電圧指令を生成し、座標変換して三相電圧指令を生成する。また、従来の同期電動機の速度制御方式では、座標変換用の位相を同期電動機の磁極位置とする（例えば、非特許文献１参照）。

このような交流電動機の速度制御を速度検出を不要にして行う、従来の速度センサレス制御方式を以下に示す。
誘導電動機の数式モデルを用いて構成されるオブザーバと呼ばれる状態観測器を用い、オブザーバは誘導電動機に印加される電圧情報を入力して磁束や電流の推定を行う。また誘導電動機の検出電流と推定電流の差に所定ゲインをかけフィードバックする構成を持つ。そして、オブザーバのフィードバックゲインの工夫や誘導電動機の速度推定器付加により、誘導電動機の回転速度の検出無しに速度制御を実施する。誘導電動機の数式モデルはその内部に誘導電動機の回転速度情報を内蔵しており、オブザーバも同様である。適応同定の考え方に基づき、オブザーバが出力する推定電流と実際の検出電流の差異（電流推定誤差）がある場合、それはオブザーバに内蔵される回転速度情報に誤差があるとして、上記電流推定誤差に基づきオブザーバに内蔵する回転速度情報を修正していくことで推定速度を得る方式である。この推定速度に基づいて速度制御を行えば誘導電動機の回転速度を所望の値に制御できる（例えば、非特許文献２参照）。
また、従来の同期電動機における速度センサレス制御方式においても、オブザーバを用いて速度推定を行う（例えば、特許文献１参照）。

特許第４６７２２３６号公報

ＡＣサーボシステムの理論設計の実際、総合電子出版（１９９７）、１２２頁、８６頁 杉本英彦、他「誘導電動機の速度センサレスベクトル制御の安定性の改善」平成１３年電気学会全国大会講演論文集、４−１０９

従来の誘導電動機における速度センサレス制御方式では、誘導電動機のオブザーバは、回転速度情報の他にすべり周波数もパラメータとして内蔵している。誘導電動機とオブザーバとの間における電圧から電流への伝達特性の差異に起因して、すべり周波数と、オブザーバが出力する推定電流、推定磁束に基づいて得る推定すべり周波数との間に差異が生じる事がある。この差異は、特に誘導電動機の電流を過渡的に変化させるほど顕著となり、オブザーバによる電流推定誤差は、回転速度情報による誤差のみでなくすべり周波数による誤差を含むものとなる。このため、推定速度の過渡精度が低下し、速度制御応答が劣化するものであった。
誘導電動機の速度制御応答を上げる場合、通常、速度制御器のゲインを上げ、誘導電動機のトルクの振り幅を大きくする。しかしながら、その結果、誘導電動機のトルク電流も大きく振れ、すべり周波数の差異も拡大するため、推定速度の精度が低下する。このため、速度制御応答の向上が制限されるという問題点があった。

従来の同期電動機における速度センサレス制御方式では、オブザーバが構築された２軸回転座標を同期電動機の回転子磁束に同期するよう座標変換位相の周波数が追従制御されている。その際の追従制御用の周波数の過渡変動による誤差により、誘導電動機の場合と同様に推定速度の過渡精度が低下し、速度制御応答の向上が制限されるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、交流電動機の速度センサレス制御を行う制御装置において、推定速度の過渡精度を向上し、速度制御応答の向上を図る事を目的とする。

この発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電動機を駆動するためのｄｑ軸上の電圧指令を生成する指令生成部と、上記交流電動機のｄｑ軸上の電流を検出する電流検出部と、上記検出電流と上記電圧指令とを入力して上記交流電動機の推定電流と推定磁束とを出力する状態観測部と、上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記交流電動機の推定速度を出力する速度推定部と、上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記推定磁束のｑ軸成分が０になるように第１周波数を演算する第１周波数演算部と、上記第１周波数を上記交流電動機の上記推定速度に加算してｄｑ軸回転座標位相の周波数である出力周波数を演算する出力周波数演算部と、上記第１周波数に起因して上記状態観測部で発生する外乱を補償する補償信号を生成する補償部とを備える。上記状態観測部は、上記検出電流と上記電圧指令と、さらに、上記補償信号と上記出力周波数と上記第１周波数とを入力して、上記交流電動機の上記推定電流と上記推定磁束とを演算するものである。

この発明に係る交流電動機の制御装置によれば、状態観測部での外乱を補償信号により補償することができ、外乱による影響を抑制して推定速度の過渡精度を向上し、速度制御応答の向上が図れる。

この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置における各部の機能をソフトウェアを用いて実現した構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による同期電動機の制御装置の構成を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う誘導電動機の制御装置について説明する。
図１は、実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
図１に示すように、制御装置１は、スイッチング素子を有するインバータ２を駆動制御することにより誘導電動機４を制御する。以下、添字＊は指令値を示し、添字＃は推定値を示すものとする。また、添字ｓは誘導電動機４の固定子の状態量を示し、添字ｒは誘導電動機４の回転子の状態量を示す。
制御装置１では制御演算処理を行い電圧指令Ｖｕｖｗ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）をインバータ２に出力する。インバータ２では、ＰＷＭ処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Ｖｕｖｗ＊に沿った出力電圧を誘導電動機４に供給する。電流センサ３は誘導電動機４の電流ｉｕｖｗ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を検出して、検出電流の信号を制御装置１に送信する。

制御装置１は、三相静止座標とｄｑ軸回転座標との間の座標変換を行う座標変換部１１ａ、１１ｂと、電流制御部１２と、速度制御部１４と、磁束制御部１５と、状態観測部としてのオブザーバ１７と、速度推定部１８と、第１周波数としての推定すべり周波数ωｓ＃を演算する第１周波数演算部としての推定すべり周波数演算部１９と、出力周波数演算部としての加算器１３と、積分器１６と、補償部２０とを備える。また、電流検出部２１は、電流センサ３および座標変換部１１ａを備え、指令生成部２２は、電流制御部１２および速度制御部１４を備える。
なお、電流センサ３は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ３からの検出電流ｉｕｖｗに基づいて交流電動機のｄｑ軸上の電流を検出する。さらに、誘導電動機の制御装置１がインバータ２を備えるものでも良い。

制御装置１では、次に記載する処理を行って誘導電動機４の回転速度を所望の値に制御する。
速度制御部１４は、速度指令ωｒ＊と推定速度ωｒ＃とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令ｉｑ＊を出力する。磁束制御部１５は、磁束指令Φｄｒ＊と推定磁束Φｄｒ＃とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、励磁電流指令ｉｄ＊を出力する。
電流センサ３からの検出電流ｉｕｖｗは、座標変換部１１ａによりｄｑ軸回転座標上の電流ｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）に変換され、電流制御部１２に入力される。電流制御部１２は、ｄｑ軸上の検出電流ｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）と、トルク電流指令ｉｑ＊および励磁電流指令ｉｄ＊とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄｑ＊（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を出力する。電圧指令Ｖｄｑ＊は、座標変換部１１ｂにより三相の電圧指令Ｖｕｖｗ＊に変換されてインバータ２に出力される。

オブザーバ１７は、検出電流ｉｄｑおよび電圧指令Ｖｄｑ＊に基づいて、誘導電動機４の推定電流ｉｄｑ＃および推定磁束Φｄｒ＃を出力する。速度推定部１８は、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃および検出電流ｉｄｑに基づいて、推定速度ωｒ＃を出力する。推定すべり周波数演算部１９は、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃および検出電流ｉｄｑに基づいて、推定すべり周波数ωｓ＃を演算する。加算器１３は、推定速度ωｒ＃と推定すべり周波数ωｓ＃とを加算して出力周波数ω＃を演算する。積分器１６は、出力周波数ω＃を積分して座標変換用の位相θを求め、座標変換部１１ａ、１１ｂに出力する。補償部２０は、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃、検出電流ｉｄｑおよび推定すべり周波数ωｓ＃に基づいて、オブザーバ１７で発生する外乱を補償する補償信号ＡＤＤを生成する。この補償信号ＡＤＤは、検出電流ｉｄｑおよび電圧指令Ｖｄｑ＊と共に、オブザーバ１７に追加入力される。なお、オブザーバ１７には、推定すべり周波数ωｓ＃および出力周波数ω＃も入力される。

次に、誘導電動機４の回転速度の推定処理について説明する。この実施の形態では、オブザーバ１７で発生する外乱を補償する補償信号ＡＤＤをオブザーバ１７に入力するものであるが、ここでは、まず基本の演算処理を説明する。
上記非特許文献２に記載された演算処理に基づいて、補償信号ＡＤＤのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。

オブザーバでは、推定電流ｉｄｑｓ＃（ｉｄｓ＃、ｉｑｓ＃）と推定磁束Φｄｑｒ＃（Φｄｒ＃、Φｑｒ＃）とを状態変数に取り、オブザーバの状態方程式である以下の式（１）を演算して、推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃を出力する。ここでは上記非特許文献２に記載される公知の方法を用いるため詳細説明は省略する。
式（１）において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式（１）では、電圧情報に基づく右辺第２項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第３項が入力信号となる。第３項の演算には式（１）の演算結果である推定電流ｉｄｑｓ＃を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流ｉｄｑｓ（ｉｄｓ、ｉｑｓ）および電圧指令Ｖｄｓ＊となる。

但し、Ｒｓ：１次抵抗、Ｒｒ：２次抵抗、Ｌｓ：１次インダクタンス、Ｌｒ：２次インダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、ωｒｅ＃：推定電気角周波数（推定速度ωｒ＃の極対数倍）、ｇ１１〜ｇ４２：オブザーバのフィードバックゲイン、ωｓ＃：推定すべり周波数、ω＃：出力周波数（推定電気角周波数と推定すべり周波数との加算値）。
上記式（１）のＡ１１＃、Ａ１２＃、Ａ２２＃は、内部にω＃、ωｒｅ＃、ωｓ＃を含む為、推定値を示す添字＃を付加している。
速度推定部１８では、以下の式（２）に示すＰＩ（比例積分）演算により速度を推定する。但し、Ｋｐ、Ｋｉは、速度推定ゲインである。

推定すべり周波数演算部１９では、以下の式（３）に示す演算を行う。これは、ｑ軸推定磁束Φｑｒ＃をゼロにするように制御するもので、ｄｑ軸回転座標のｄ軸を誘導電動機４の回転子磁束に設定することを目的とする。

推定速度ωｒ＃と推定すべり周波数ωｓ＃とを加算して得る出力周波数ω＃は、上記式（１）に記載されるオブザーバのパラメータとしてフィードバックされて使用される。
以上のように、基本の演算処理では、上記式（１）〜式（３）を演算することで、推定速度ωｒ＃が得られ、この推定速度ωｒ＃を速度制御部１４にフィードバックすることで、誘導電動機４のセンサレス速度制御が実現できる。

次に、以下の式（４）は、速度ωｒで回転する誘導電動機４の数式モデルである。但し、Φｄｑｒ（Φｄｒ、Φｑｒ）：磁束、Ｖｄｓ：ｄ軸電圧、ωｒｅ：電気角周波数（速度ωｒの極対数倍）、ωｓ：すべり周波数、ω：出力周波数（電気角周波数とすべり周波数との加算値）。特に説明がない記号については上記式（１）と同じである。

上述したように、すべり周波数ωｓと、推定すべり周波数ωｓ＃との間に差異が生じる事があり、その差異によりオブザーバ内で外乱信号ＤＩが発生する。上記式（１）に示すように、推定すべり周波数ωｓ＃と状態変数（推定電流ｉｄｑｓ＃、推定磁束Φｄｑｒ＃）との積算値が右辺の被積分項内にある。同様に、上記式（４）に示す誘導電動機４の数式モデルにおいても、すべり周波数ωｓと状態変数（電流ｉｄｑｓ、磁束Φｄｑｒ）との積算値が右辺の被積分項内にある。このため、すべり周波数ωｓと推定すべり周波数ωｓ＃との差異に起因する外乱信号ＤＩも、オブザーバの状態変数との積信号の形となる。

ここで、電圧指令通りの電圧が誘導電動機４に印加され、推定速度ωｒ＃と速度ωｒに差がないものとすると、外乱信号ＤＩは、上記式（１）の右辺と上記式（４）の右辺との差分で計算でき、以下の式（５）で表される。
推定すべり周波数ωｓ＃がすべり周波数ωｓと差異がある場合にオブザーバが上記式（１）の演算を行うと、式（１）の右辺内部に自動的に外乱信号ＤＩが発生する。

この実施の形態では、外乱信号ＤＩをキャンセルするために、補償部２０が、上記式（５）に所定の補償フィードバックゲインをかけて極性を反転させた補償信号ＡＤＤを生成してオブザーバ１７に追加入力する。補償信号ＡＤＤは、以下の式（６）で表される。ｋ１〜ｋ４は補償フィードバックゲインである。
また、誘導電動機４の２次磁束Φｄｒおよびすべり周波数ωｓは、検出電流ｉｄｑｓに基づいて得られる。２次磁束Φｄｒは以下の式（６ａ）にて、すべり周波数ωｓは以下の式（６ｂ）にて、それぞれ演算される。

オブザーバ１７では、この補償信号ＡＤＤを上記式（１）の右辺の被積分演算項に加算することで、外乱信号ＤＩが補償される。即ち、オブザーバ１７では、状態方程式である以下の式（７）を演算して、推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃とを出力する。

上記式（６）で示すように、補償信号ＡＤＤは、推定電流ｉｄｑｓ＃を用いて計算した推定すべり周波数ωｓ＃に、推定電流ｉｄｑｓ＃および推定磁束Φｄｑｒ＃をそれぞれ乗じた積から成る第１信号群と、検出電流ｉｄｑｓを用いて計算したすべり周波数ωｓに、検出電流ｉｄｑｓおよび磁束Φｄｑｒをそれぞれ乗じた積から成る第２信号群とのそれぞれの差分による差分信号群にて構成される。

以上のように、この実施の形態では、オブザーバ１７が、状態方程式である上記式（７）を演算して推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃とを出力し、速度推定部１８が、上記式（２）を演算して推定速度ωｒ＃を演算し、推定すべり周波数演算部１９が、上記式（３）を演算して推定すべり周波数ωｓ＃を演算する。このような演算により推定速度ωｒ＃が得られ、この推定速度ωｒ＃を速度制御部１４にフィードバックすることで、誘導電動機４のセンサレス速度制御が実現できる。

オブザーバ１７では、推定すべり周波数ωｓ＃に起因して、詳細には、推定すべり周波数ωｓ＃とすべり周波数ωｓとの差異に起因して内部で発生する外乱信号ＤＩを、補償信号ＡＤＤを追加入力することにより補償する。このため、誘導電動機４の制御装置１において、オブザーバ１７の内部で発生する外乱信号ＤＩが抑制でき、推定電流ｉｄｑｓ＃および推定磁束Φｄｑｒ＃の精度が向上する。このため、推定速度ωｒ＃の過渡精度が向上し、速度制御応答が向上する。

なお、補償信号ＡＤＤは、上記式（６）の第１行〜第４行の内、優先順位を設定して、効果の高い行だけ用いても良く、演算負荷が軽減できる。優先順位は誘導電動機４自体の特性や制御系全体の構成に基づいて決定する。
例えば、上記非特許文献２に基づいてオブザーバ１７や速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記（３）式の働きによりｑ軸推定磁束Φｑｒ＃およびｑ軸磁束Φｑｒがゼロになるように制御される。このため上記式（６）の第３行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ＡＤＤは、以下の式（８）で示すものでも良く、その場合、オブザーバ１７の状態方程式は以下の式（８ａ）で表される。

ところで、一般に誘導電動機を運転する際、負荷トルクや速度に拘らず常に２次磁束が一定になるよう制御される。これは、誘導電動機のトルク電流と出力トルクの線形性を確保するためであるが、それに伴い常にｄ軸電流ｉｄｓが流れ、そのｄ軸電流ｉｄｓを積算に用いる。このため、補償信号ＡＤＤ内でｄ軸電流ｉｄｓに係る第２行の信号は、他の行（第１行、第３行、第４行）の信号と比較し相対的に信号が大きくなる。また、オブザーバ１７の状態方程式の第２行は、ｑ軸電流ｉｑｓを状態変数とする行であり、上記式（２）に記載されるようにｑ軸電流の推定誤差を用いて速度推定がなされるため、外乱信号ＤＩに対する感度が他の行と比較して高い。
このため、補償信号ＡＤＤの第２行の信号は、外乱信号ＤＩの抑制動作に最も寄与している。即ち、補償信号ＡＤＤは、以下の式（９）で示すものでも良く、その場合、オブザーバ１７の状態方程式は以下の式（９ａ）で表される。

さらに２次磁束が一定になるよう制御され、かつｄ軸電流ｉｄｓがほぼ一定に制御される運転条件に限定する場合には、ｄ軸電流ｉｄｓおよびｄ軸推定電流ｉｄｓ＃は固定値として扱うことができる。このとき、上記式（９）の補償信号ＡＤＤは以下の式（１０）で示すように簡素化でき、その場合、オブザーバ１７の状態方程式は以下の式（１０ａ）で表される。ここで２次磁束Φｄｒおよび推定磁束Φｄｒ＃は、共に、相互インダクタンスＭと前記ｄ軸電流ｉｄｓの固定値との積で表現できる。

以上のように、上記式（６）の第１行〜第４行の内、優先順位を設定して、一部の行の信号を省略して用いると、全ての信号を用いる場合と比べて、外乱信号ＤＩの抑制効果はある程度劣るものの、補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４の個数が低減でき、その設計を簡素化できる。

この実施の形態では、電流と磁束を状態変数に持つ４次元オブザーバを例としたが、すべり周波数と状態変数の積を内部に持つ構造のオブザーバであれば、上述した外乱信号の発生原理は同じであるため、特にオブザーバの種類を問わず適用することができる。
推定電流や推定磁束、推定すべり周波数は時間変化する成分と時間変化しない成分の両者を含む。これは誘導電動機の電流、磁束、すべり周波数も同様である。補償信号ＡＤＤの演算では積算を行うが、積算処理の結果には時間変化する信号と時間変化しない信号の積算と見なせる成分も含まれる。即ち、オブザーバの状態方程式において補償信号ＡＤＤの付加は、オブザーバフィードバックゲインを等価的に操作することと見なせる。このため、補償信号ＡＤＤにおける補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４の設計は既存のオブザーバフィードバックゲインの設計を考慮して行う必要がある。

一方で、補償信号ＡＤＤの積算処理の結果には時間変化する成分を含む信号同士の積と見なせる成分も含むため、オブザーバフィードバック項のような線形演算とは異なる。従って、補償信号ＡＤＤにおける補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４の設計では、この非線形な演算結果も考慮する必要がある。
上記式（５）に記載される外乱信号ＤＩを抑制するのに、単純に補償信号ＡＤＤの補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４を例えば１に設定すれば、前述の理由によりオブザーバフィードバックゲインによってもたらされるオブザーバの動特性に影響を与える可能性がある。従って、補償信号ＡＤＤの演算における上述した線形演算と非線形演算を含む事情を考慮して補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４を設計し、それを介して外乱信号ＤＩの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号ＤＩの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。

なお、上記実施の形態で示した制御装置１は、各部の機能をソフトウェアを用いて実現することもでき、図２を用いて以下に説明する。
図２に示すように、制御装置１は、記憶装置６とプロセッサ７とを備え、プロセッサ７上で実行されるプログラムの信号処理とプロセッサ７上に設けられた論理回路における信号処理との結果にて、機能が実現される構成としている。プロセッサ７は記憶装置６との間で読み書きの信号８をやり取りし、プログラムを記憶装置６から読み出して実行する。またプロセッサ７は、その処理の過程で一時的に記憶すべき情報の記憶装置６への書き込み、および記憶装置６からの読み出しを行う。
例えば、座標変換部１１ａ、１１ｂ、電流制御部１２、速度制御部１４、磁束制御部１５、積分器１６、オブザーバ１７、速度推定部１８、推定すべり周波数演算部１９および補償部２０の機能は、プロセッサ７にてプログラムが実行されて実現できる。このように、プロセッサ７での処理により各部の機能が実現される場合も、上記実施の形態１と同様の作用により同様の効果が得られる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う同期電動機の制御装置について説明する。
図３は、実施の形態２による同期電動機の制御装置の構成を示す図である。
図３に示すように、制御装置１は、スイッチング素子を有するインバータ２を駆動制御することにより同期電動機５を制御する。
制御装置１では制御演算処理を行い電圧指令Ｖｕｖｗ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）をインバータ２に出力する。インバータ２では、ＰＷＭ処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Ｖｕｖｗ＊に沿った出力電圧を同期電動機５に供給する。電流センサ３は同期電動機５の電流ｉｕｖｗ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を検出して、検出電流の信号を制御装置１に送信する。

制御装置１は、三相静止座標とｄｑ軸回転座標との間の座標変換を行う座標変換部１１ａ、１１ｂと、電流制御部１２と、速度制御部１４と、状態観測部としてのオブザーバ１７Ａと、速度推定部１８と、第１周波数としての追従周波数ωｔ＃を演算する第１周波数演算部としての追従周波数演算部１９Ａと、加算器１３と、積分器１６と、補償部２０Ａとを備える。また、電流検出部２１は、電流センサ３および座標変換部１１ａを備え、指令生成部２２は、電流制御部１２および速度制御部１４を備える。
なお、電流センサ３は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ３からの検出電流ｉｕｖｗに基づいて交流電動機のｄｑ軸上の電流を検出する。さらに、同期電動機の制御装置１がインバータ２を備えるものでも良い。

制御装置１では、次に記載する処理を行って同期電動機５の回転速度を所望の値に制御する。
速度制御部１４は、速度指令ωｒ＊と推定速度ωｒ＃とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令ｉｑ＊を出力する。励磁電流指令ｉｄ＊は通常ゼロに設定されるが、インバータ２の出力電圧が飽和する場合などに負値に設定される事もある。電流センサ３からの検出電流ｉｕｖｗは、座標変換部１１ａによりｄｑ軸回転座標上の電流ｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）に変換され、電流制御部１２に入力される。電流制御部１２は、ｄｑ軸上の検出電流ｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）と、トルク電流指令ｉｑ＊および励磁電流指令ｉｄ＊とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄｑ＊（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を出力する。電圧指令Ｖｄｑ＊は、座標変換部１１ｂにより三相の電圧指令Ｖｕｖｗ＊に変換されてインバータ２に出力される。

オブザーバ１７Ａは、検出電流ｉｄｑおよび電圧指令Ｖｄｑ＊に基づいて、同期電動機５の推定電流ｉｄｑ＃および推定磁束Φｄｒ＃を出力する。速度推定部１８は、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃および検出電流ｉｄｑに基づいて、推定速度ωｒ＃を出力する。追従周波数演算部１９Ａは、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃および検出電流ｉｄｑに基づいて、追従周波数ωｔ＃を演算する。追従周波数ωｔ＃は、ｄｑ軸回転座標のｄ軸を同期電動機５の回転子磁束に同期させるための補正用の周波数である。
加算器１３は、推定速度ωｒ＃と追従周波数ωｔ＃とを加算して出力周波数ω＃を演算する。積分器１６は、出力周波数ω＃を積分して座標変換用の位相θを求め、座標変換部１１ａ、１１ｂに出力する。補償部２０Ａは、推定電流ｉｄｑ＃、推定磁束Φｄｒ＃、検出電流ｉｄｑおよび追従周波数ωｔ＃に基づいて、オブザーバ１７Ａで発生する外乱を補償する補償信号ＡＤＤａを生成する。この補償信号ＡＤＤａは、検出電流ｉｄｑおよび電圧指令Ｖｄｑ＊と共に、オブザーバ１７Ａに追加入力される。なお、オブザーバ１７Ａには、追従周波数ωｔ＃および出力周波数ω＃も入力される。

次に、同期電動機５の回転速度の推定処理について説明する。この実施の形態では、オブザーバ１７Ａで発生する外乱を補償する補償信号ＡＤＤａをオブザーバ１７Ａに入力するものであるが、ここでは、まず基本の演算処理を説明する。
上記特許文献１に記載された演算処理に基づいて、補償信号ＡＤＤａのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。

オブザーバでは、推定電流ｉｄｑｓ＃（ｉｄｓ＃、ｉｑｓ＃）と推定磁束Φｄｑｒ＃（Φｄｒ＃、Φｑｒ＃）とを状態変数に取り、オブザーバの状態方程式である以下の式（１１）を演算して、推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃を出力する。ここでは公知の方法を用いるため詳細説明は省略する。
式（１１）において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式（１１）では、電圧情報に基づく右辺第２項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第３項が入力信号となる。第３項の演算には式（１１）の演算結果である推定電流ｉｄｑｓ＃を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流ｉｄｑｓ（ｉｄｓ、ｉｑｓ）および電圧指令Ｖｄｓ＊となる。

但し、Ｒｓ：抵抗、Ｌ：インダクタンス、ωｒｅ＃：推定電気角周波数（推定速度ωｒ＃の極対数倍）、ｇ１１〜ｇ４２：オブザーバのフィードバックゲイン、ω＃：出力周波数（推定電気角周波数と追従周波数との加算値）。
速度推定部１８では、以下の式（１２）に示すＰＩ演算により速度を推定する。但し、Ｋｐ、Ｋｉは、速度推定ゲインである。

追従周波数演算部１９Ａでは、以下の式（１３）に示す演算を行う。この演算は、ｑ軸推定磁束Φｑｒ＃をゼロにするように制御するもので、追従周波数ωｔ＃は、ｄｑ軸回転座標のｄ軸を同期電動機５の回転子磁束に同期させるように座標変換位相θの周波数（出力周波数）を補正する周波数となる。

推定速度ωｒ＃と追従周波数ωｔ＃とを加算して得る出力周波数ω＃は、上記式（１１）に記載されるオブザーバのパラメータとしてフィードバックされて使用される。
以上のように、基本の演算処理では、上記式（１１）〜式（１３）を演算することで、推定速度ωｒ＃が得られ、この推定速度ωｒ＃を速度制御部１４にフィードバックすることで、同期電動機５のセンサレス速度制御が実現できる。

次に、以下の式（１４）は、速度ωｒで回転する同期電動機５の数式モデルである。但し、Φｄｑｒ（Φｄｒ、Φｑｒ）：磁束、Ｖｄｓ：ｄ軸電圧、ωｒｅ：電気角周波数（速度ωｒの極対数倍）。特に説明がない記号については上記式（１１）と同じである。

上記式（１４）で示すように、同期電動機５の数式モデル自体には追従周波数ωｔ＃の基になる周波数ωｔのパラメータは存在しない。上記実施の形態１では、すべり周波数ωｓと推定すべり周波数ωｓ＃との差異に起因してオブザーバ内で外乱信号ＤＩが発生するものであったが、この実施の形態２では、追従周波数ωｔ＃自体に起因して外乱が発生する。
追従周波数ωｔ＃は、上記式（１１）に示すオブザーバが設置されるｄｑ軸回転座標のｄ軸を同期電動機５の回転子磁束に同期させるように演算される。この追従周波数ωｔ＃は、電流の推定誤差に基づいて計算されるため、同期電動機５のトルク電流ｉｑｓが過渡的に操作される場合等は、オブザーバと同期電動機との伝達特性の違いにより外乱が発生する。

ここで、電圧指令通りの電圧が同期電動機５に印加され、推定速度ωｒ＃と速度ωｒに差がないものとすると、外乱信号ＤＩａは、上記式（１１）の右辺と上記式（１４）の右辺との差分で計算でき、以下の式（１５）で表される。なお、周波数ωｔに相当する周波数を０として表記した。オブザーバが上記式（１１）の演算を行うと、式（１１）の右辺内部に自動的に外乱信号ＤＩａが発生する。

この実施の形態では、外乱信号ＤＩａをキャンセルするために、補償部２０Ａが、上記式（１５）に所定の補償フィードバックゲインをかけて極性を反転させた補償信号ＡＤＤａを生成してオブザーバ１７Ａに追加入力する。補償信号ＡＤＤａは、以下の式（１６）で表される。ｋ１〜ｋ４は補償フィードバックゲインである。また、Φｄｒ＃は、誘起電圧定数と呼ばれる回転子磁束の大きさを示す電動機定数の一種であり、電動機の抵抗値やインダクタンス値と同様に予め設定する値となる。

オブザーバ１７Ａでは、この補償信号ＡＤＤａを上記式（１１）の右辺の被積分演算項に加算することで、外乱信号ＤＩａが補償される。即ち、オブザーバ１７Ａでは、状態方程式である以下の式（１７）を演算して、推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃とを出力する。

上記式（１６）で示すように、補償信号ＡＤＤａは、推定電流ｉｄｑｓ＃を用いて計算した追従周波数ωｔ＃に、推定電流ｉｄｑｓ＃および推定磁束Φｄｑｒ＃をそれぞれ乗じた積から成る第１信号群にて構成される。
以上のように、この実施の形態では、オブザーバ１７Ａが、状態方程式である上記式（１７）を演算して推定電流ｉｄｑｓ＃と推定磁束Φｄｑｒ＃とを出力し、速度推定部１８が、上記式（１２）を演算して推定速度ωｒ＃を演算し、追従周波数演算部１９Ａが、上記式（１３）を演算して追従周波数ωｔ＃を演算する。このような演算により推定速度ωｒ＃が得られ、この推定速度ωｒ＃を速度制御部１４にフィードバックすることで、同期電動機５のセンサレス速度制御が実現できる。

オブザーバ１７Ａでは、追従周波数ωｔ＃に起因して内部で発生する外乱信号ＤＩａを、補償信号ＡＤＤａを追加入力することにより補償する。このため、同期電動機５の制御装置１において、オブザーバ１７Ａの内部で発生する外乱信号ＤＩａが抑制でき、推定電流ｉｄｑｓ＃および推定磁束Φｄｑｒ＃の精度が向上する。このため、推定速度ωｒ＃の過渡精度が向上し、速度制御応答が向上する。

なお、上記実施の形態１と同様に、補償信号ＡＤＤａは、上記式（１６）の第１行〜第４行の内、優先順位を設定して、効果の高い行だけ用いても良く、演算負荷が軽減できる。優先順位は誘導電動機４自体の特性や制御系全体の構成に基づいて決定する。
例えば、上記特許文献１に基づいてオブザーバ１７Ａや速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記（１３）式の働きによりｑ軸推定磁束Φｑｒ＃およびｑ軸磁束Φｑｒがゼロになるように制御される。このため上記式（１６）の第３行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ＡＤＤａは、以下の式（１８）で示すものでも良く、その場合、オブザーバ１７Ａの状態方程式は以下の式（１８ａ）で表される。

このように、補償信号ＡＤＤａは、一部の行の信号を省略することにより、全ての信号を用いる場合と比べて、外乱信号ＤＩの抑制効果はある程度劣るものの、補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４の個数が低減でき、その設計を簡素化できる。

この実施の形態では、電流と磁束を状態変数に持つ４次元オブザーバを例としたが、ｄｑ軸回転座標上に構築されたオブザーバであれば、ｄ軸を同期電動機５の回転子磁束に同期させる処理あるいはそれに類似の処理がなされて、追従周波数ωｔ＃相当の成分を含み、同様の外乱信号ＤＩａが発生するため、適用できる。
また、補償信号ＡＤＤａにおける補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４の設計は、上記実施の形態１と同様に、既存のオブザーバフィードバックゲインおよび非線形な演算処理を考慮して設計する。このように補償フィードバックゲインｋ１〜ｋ４を設計し、それを介して外乱信号ＤＩａの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号ＤＩａの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。

なお、上記実施の形態においても、図２で示した構成を用い、プロセッサ７での処理により各部の機能を実現しても良い。

また、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (6)

1. 交流電動機を駆動するためのｄｑ軸上の電圧指令を生成する指令生成部と、
   上記交流電動機のｄｑ軸上の電流を検出する電流検出部と、
   上記検出電流と上記電圧指令とを入力して上記交流電動機の推定電流と推定磁束とを出力する状態観測部と、
   上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記交流電動機の推定速度を出力する速度推定部と、
   上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記推定磁束のｑ軸成分が０になるように第１周波数を演算する第１周波数演算部と、
   上記第１周波数を上記交流電動機の上記推定速度に加算してｄｑ軸回転座標位相の周波数である出力周波数を演算する出力周波数演算部と、
   上記第１周波数に起因して上記状態観測部で発生する外乱を補償する補償信号を生成する補償部とを備え、
   上記状態観測部は、上記検出電流と上記電圧指令と、さらに、上記補償信号と上記出力周波数と上記第１周波数とを入力して、上記交流電動機の上記推定電流と上記推定磁束とを演算する、
   交流電動機の制御装置。
2. 上記補償部は、上記第１周波数に上記推定電流および上記推定磁束をそれぞれ乗じた第１信号群内の信号を用いて上記補償信号を生成する、
   請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 上記交流電動機は誘導電動機であり、上記第１周波数は推定すべり周波数であり、
   上記補償部は、上記検出電流に基づいて演算されるすべり周波数および磁束を用い、上記すべり周波数に上記検出電流および上記磁束をそれぞれ乗じた第２信号群と、上記第１信号群との差分信号群の内、少なくとも１つを上記補償信号とする、
   請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 上記交流電動機は同期電動機であり、上記第１周波数は、ｄ軸を回転子磁束に同期させるための追従周波数である、
   請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
5. 上記出力周波数に基づいて演算される上記交流電動機のｄｑ軸回転座標位相が、上記検出電流および上記電圧指令の双方においてｄｑ軸回転座標と三相静止座標との間の座標変換に用いられる、
   請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 上記指令生成部は、上記推定速度が速度指令に追従するように電流指令を生成する速度制御部と、上記検出電流が上記電流指令に追従するように上記電圧指令を生成する電流制御部とを備えた、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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