JP6768594B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
従来の誘導電動機の速度制御方式には、以下に示すものがある。制御装置は、PWMインバータに三相電圧指令を出力する。制御装置では、検出速度が速度指令に追従するようにトルク電流指令を生成する。また、検出電流から演算される磁束が磁束指令に追従するように励磁電流指令を生成する。さらにすべり周波数および出力周波数を演算し、出力周波数に基づいて座標変換用の位相を求める。回転2軸上の検出電流が、トルク電流指令、励磁電流指令に追従するように回転2軸上の電圧指令を生成し、座標変換して三相電圧指令を生成する。また、従来の同期電動機の速度制御方式では、座標変換用の位相を同期電動機の磁極位置とする(例えば、非特許文献1参照)。
誘導電動機の数式モデルを用いて構成されるオブザーバと呼ばれる状態観測器を用い、オブザーバは誘導電動機に印加される電圧情報を入力して磁束や電流の推定を行う。また誘導電動機の検出電流と推定電流の差に所定ゲインをかけフィードバックする構成を持つ。そして、オブザーバのフィードバックゲインの工夫や誘導電動機の速度推定器付加により、誘導電動機の回転速度の検出無しに速度制御を実施する。誘導電動機の数式モデルはその内部に誘導電動機の回転速度情報を内蔵しており、オブザーバも同様である。適応同定の考え方に基づき、オブザーバが出力する推定電流と実際の検出電流の差異(電流推定誤差)がある場合、それはオブザーバに内蔵される回転速度情報に誤差があるとして、上記電流推定誤差に基づきオブザーバに内蔵する回転速度情報を修正していくことで推定速度を得る方式である。この推定速度に基づいて速度制御を行えば誘導電動機の回転速度を所望の値に制御できる(例えば、非特許文献2参照)。
また、従来の同期電動機における速度センサレス制御方式においても、オブザーバを用いて速度推定を行う(例えば、特許文献1参照)。
誘導電動機の速度制御応答を上げる場合、通常、速度制御器のゲインを上げ、誘導電動機のトルクの振り幅を大きくする。しかしながら、その結果、誘導電動機のトルク電流も大きく振れ、すべり周波数の差異も拡大するため、推定速度の精度が低下する。このため、速度制御応答の向上が制限されるという問題点があった。
以下、この発明の実施の形態1による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う誘導電動機の制御装置について説明する。
図1は、実施の形態1による誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
図1に示すように、制御装置1は、スイッチング素子を有するインバータ2を駆動制御することにより誘導電動機4を制御する。以下、添字*は指令値を示し、添字#は推定値を示すものとする。また、添字sは誘導電動機4の固定子の状態量を示し、添字rは誘導電動機4の回転子の状態量を示す。
制御装置1では制御演算処理を行い電圧指令Vuvw*(Vu*、Vv*、Vw*)をインバータ2に出力する。インバータ2では、PWM処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Vuvw*に沿った出力電圧を誘導電動機4に供給する。電流センサ3は誘導電動機4の電流iuvw(iu、iv、iw)を検出して、検出電流の信号を制御装置1に送信する。
なお、電流センサ3は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ3からの検出電流iuvwに基づいて交流電動機のdq軸上の電流を検出する。さらに、誘導電動機の制御装置1がインバータ2を備えるものでも良い。
速度制御部14は、速度指令ωr*と推定速度ωr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令iq*を出力する。磁束制御部15は、磁束指令Φdr*と推定磁束Φdr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、励磁電流指令id*を出力する。
電流センサ3からの検出電流iuvwは、座標変換部11aによりdq軸回転座標上の電流idq(id、iq)に変換され、電流制御部12に入力される。電流制御部12は、dq軸上の検出電流idq(id、iq)と、トルク電流指令iq*および励磁電流指令id*とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、dq軸上の電圧指令Vdq*(Vd*、Vq*)を出力する。電圧指令Vdq*は、座標変換部11bにより三相の電圧指令Vuvw*に変換されてインバータ2に出力される。
上記非特許文献2に記載された演算処理に基づいて、補償信号ADDのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。
式(1)において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式(1)では、電圧情報に基づく右辺第2項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第3項が入力信号となる。第3項の演算には式(1)の演算結果である推定電流idqs#を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流idqs(ids、iqs)および電圧指令Vds*となる。
上記式(1)のA11#、A12#、A22#は、内部にω#、ωre#、ωs#を含む為、推定値を示す添字#を付加している。
速度推定部18では、以下の式(2)に示すPI(比例積分)演算により速度を推定する。但し、Kp、Kiは、速度推定ゲインである。
以上のように、基本の演算処理では、上記式(1)〜式(3)を演算することで、推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、誘導電動機4のセンサレス速度制御が実現できる。
推定すべり周波数ωs#がすべり周波数ωsと差異がある場合にオブザーバが上記式(1)の演算を行うと、式(1)の右辺内部に自動的に外乱信号DIが発生する。
また、誘導電動機4の2次磁束Φdrおよびすべり周波数ωsは、検出電流idqsに基づいて得られる。2次磁束Φdrは以下の式(6a)にて、すべり周波数ωsは以下の式(6b)にて、それぞれ演算される。
例えば、上記非特許文献2に基づいてオブザーバ17や速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記(3)式の働きによりq軸推定磁束Φqr#およびq軸磁束Φqrがゼロになるように制御される。このため上記式(6)の第3行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ADDは、以下の式(8)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17の状態方程式は以下の式(8a)で表される。
このため、補償信号ADDの第2行の信号は、外乱信号DIの抑制動作に最も寄与している。即ち、補償信号ADDは、以下の式(9)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17の状態方程式は以下の式(9a)で表される。
推定電流や推定磁束、推定すべり周波数は時間変化する成分と時間変化しない成分の両者を含む。これは誘導電動機の電流、磁束、すべり周波数も同様である。補償信号ADDの演算では積算を行うが、積算処理の結果には時間変化する信号と時間変化しない信号の積算と見なせる成分も含まれる。即ち、オブザーバの状態方程式において補償信号ADDの付加は、オブザーバフィードバックゲインを等価的に操作することと見なせる。このため、補償信号ADDにおける補償フィードバックゲインk1〜k4の設計は既存のオブザーバフィードバックゲインの設計を考慮して行う必要がある。
上記式(5)に記載される外乱信号DIを抑制するのに、単純に補償信号ADDの補償フィードバックゲインk1〜k4を例えば1に設定すれば、前述の理由によりオブザーバフィードバックゲインによってもたらされるオブザーバの動特性に影響を与える可能性がある。従って、補償信号ADDの演算における上述した線形演算と非線形演算を含む事情を考慮して補償フィードバックゲインk1〜k4を設計し、それを介して外乱信号DIの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号DIの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。
図2に示すように、制御装置1は、記憶装置6とプロセッサ7とを備え、プロセッサ7上で実行されるプログラムの信号処理とプロセッサ7上に設けられた論理回路における信号処理との結果にて、機能が実現される構成としている。プロセッサ7は記憶装置6との間で読み書きの信号8をやり取りし、プログラムを記憶装置6から読み出して実行する。またプロセッサ7は、その処理の過程で一時的に記憶すべき情報の記憶装置6への書き込み、および記憶装置6からの読み出しを行う。
例えば、座標変換部11a、11b、電流制御部12、速度制御部14、磁束制御部15、積分器16、オブザーバ17、速度推定部18、推定すべり周波数演算部19および補償部20の機能は、プロセッサ7にてプログラムが実行されて実現できる。このように、プロセッサ7での処理により各部の機能が実現される場合も、上記実施の形態1と同様の作用により同様の効果が得られる。
次に、この発明の実施の形態2による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う同期電動機の制御装置について説明する。
図3は、実施の形態2による同期電動機の制御装置の構成を示す図である。
図3に示すように、制御装置1は、スイッチング素子を有するインバータ2を駆動制御することにより同期電動機5を制御する。
制御装置1では制御演算処理を行い電圧指令Vuvw*(Vu*、Vv*、Vw*)をインバータ2に出力する。インバータ2では、PWM処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Vuvw*に沿った出力電圧を同期電動機5に供給する。電流センサ3は同期電動機5の電流iuvw(iu、iv、iw)を検出して、検出電流の信号を制御装置1に送信する。
なお、電流センサ3は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ3からの検出電流iuvwに基づいて交流電動機のdq軸上の電流を検出する。さらに、同期電動機の制御装置1がインバータ2を備えるものでも良い。
速度制御部14は、速度指令ωr*と推定速度ωr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令iq*を出力する。励磁電流指令id*は通常ゼロに設定されるが、インバータ2の出力電圧が飽和する場合などに負値に設定される事もある。電流センサ3からの検出電流iuvwは、座標変換部11aによりdq軸回転座標上の電流idq(id、iq)に変換され、電流制御部12に入力される。電流制御部12は、dq軸上の検出電流idq(id、iq)と、トルク電流指令iq*および励磁電流指令id*とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、dq軸上の電圧指令Vdq*(Vd*、Vq*)を出力する。電圧指令Vdq*は、座標変換部11bにより三相の電圧指令Vuvw*に変換されてインバータ2に出力される。
加算器13は、推定速度ωr#と追従周波数ωt#とを加算して出力周波数ω#を演算する。積分器16は、出力周波数ω#を積分して座標変換用の位相θを求め、座標変換部11a、11bに出力する。補償部20Aは、推定電流idq#、推定磁束Φdr#、検出電流idqおよび追従周波数ωt#に基づいて、オブザーバ17Aで発生する外乱を補償する補償信号ADDaを生成する。この補償信号ADDaは、検出電流idqおよび電圧指令Vdq*と共に、オブザーバ17Aに追加入力される。なお、オブザーバ17Aには、追従周波数ωt#および出力周波数ω#も入力される。
上記特許文献1に記載された演算処理に基づいて、補償信号ADDaのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。
式(11)において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式(11)では、電圧情報に基づく右辺第2項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第3項が入力信号となる。第3項の演算には式(11)の演算結果である推定電流idqs#を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流idqs(ids、iqs)および電圧指令Vds*となる。
速度推定部18では、以下の式(12)に示すPI演算により速度を推定する。但し、Kp、Kiは、速度推定ゲインである。
以上のように、基本の演算処理では、上記式(11)〜式(13)を演算することで、推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、同期電動機5のセンサレス速度制御が実現できる。
追従周波数ωt#は、上記式(11)に示すオブザーバが設置されるdq軸回転座標のd軸を同期電動機5の回転子磁束に同期させるように演算される。この追従周波数ωt#は、電流の推定誤差に基づいて計算されるため、同期電動機5のトルク電流iqsが過渡的に操作される場合等は、オブザーバと同期電動機との伝達特性の違いにより外乱が発生する。
以上のように、この実施の形態では、オブザーバ17Aが、状態方程式である上記式(17)を演算して推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#とを出力し、速度推定部18が、上記式(12)を演算して推定速度ωr#を演算し、追従周波数演算部19Aが、上記式(13)を演算して追従周波数ωt#を演算する。このような演算により推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、同期電動機5のセンサレス速度制御が実現できる。
例えば、上記特許文献1に基づいてオブザーバ17Aや速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記(13)式の働きによりq軸推定磁束Φqr#およびq軸磁束Φqrがゼロになるように制御される。このため上記式(16)の第3行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ADDaは、以下の式(18)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17Aの状態方程式は以下の式(18a)で表される。
また、補償信号ADDaにおける補償フィードバックゲインk1〜k4の設計は、上記実施の形態1と同様に、既存のオブザーバフィードバックゲインおよび非線形な演算処理を考慮して設計する。このように補償フィードバックゲインk1〜k4を設計し、それを介して外乱信号DIaの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号DIaの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。
Claims (6)
- 交流電動機を駆動するためのdq軸上の電圧指令を生成する指令生成部と、
上記交流電動機のdq軸上の電流を検出する電流検出部と、
上記検出電流と上記電圧指令とを入力して上記交流電動機の推定電流と推定磁束とを出力する状態観測部と、
上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記交流電動機の推定速度を出力する速度推定部と、
上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記推定磁束のq軸成分が0になるように第1周波数を演算する第1周波数演算部と、
上記第1周波数を上記交流電動機の上記推定速度に加算してdq軸回転座標位相の周波数である出力周波数を演算する出力周波数演算部と、
上記第1周波数に起因して上記状態観測部で発生する外乱を補償する補償信号を生成する補償部とを備え、
上記状態観測部は、上記検出電流と上記電圧指令と、さらに、上記補償信号と上記出力周波数と上記第1周波数とを入力して、上記交流電動機の上記推定電流と上記推定磁束とを演算する、
交流電動機の制御装置。 - 上記補償部は、上記第1周波数に上記推定電流および上記推定磁束をそれぞれ乗じた第1信号群内の信号を用いて上記補償信号を生成する、
請求項1に記載の交流電動機の制御装置。 - 上記交流電動機は誘導電動機であり、上記第1周波数は推定すべり周波数であり、
上記補償部は、上記検出電流に基づいて演算されるすべり周波数および磁束を用い、上記すべり周波数に上記検出電流および上記磁束をそれぞれ乗じた第2信号群と、上記第1信号群との差分信号群の内、少なくとも1つを上記補償信号とする、
請求項2に記載の交流電動機の制御装置。 - 上記交流電動機は同期電動機であり、上記第1周波数は、d軸を回転子磁束に同期させるための追従周波数である、
請求項2に記載の交流電動機の制御装置。 - 上記出力周波数に基づいて演算される上記交流電動機のdq軸回転座標位相が、上記検出電流および上記電圧指令の双方においてdq軸回転座標と三相静止座標との間の座標変換に用いられる、
請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。 - 上記指令生成部は、上記推定速度が速度指令に追従するように電流指令を生成する速度制御部と、上記検出電流が上記電流指令に追従するように上記電圧指令を生成する電流制御部とを備えた、
請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。
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JP2017100498A JP6768594B2 (ja) | 2017-05-22 | 2017-05-22 | 交流電動機の制御装置 |
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