JP6569773B2

JP6569773B2 - 電動パワーステアリング装置

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Publication number: JP6569773B2
Application number: JP2018090628A
Authority: JP
Inventors: 博明高瀬; 亮皆木; 澤田　英樹; 英樹澤田; 孝義菅原
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2016-07-20
Filing date: 2018-05-09
Publication date: 2019-09-04
Anticipated expiration: 2037-07-07
Also published as: EP3460991A1; US10494017B2; CN109463039A; JPWO2018016356A1; JP6338030B1; CN109463039B; JP6579220B2; WO2018016356A1; US20190256128A1; BR112018076680A2; JP2018153090A; EP3460991A4; JP2018153091A; EP3460991B1

Description

本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、ｄｑ軸電流指令値を３相変換した電流指令値モデルに基づいて、インバータ印加電圧感応補償量演算部で演算されたデッドタイム補償量を、ｄｑ軸電流指令値に基づく補償符号で処理し、ｄｑ軸電圧指令値若しくは３相電圧指令値に加算してインバータのデッドタイム補償を行い、滑らかで操舵音のないアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関に関する。

車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。

電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。

コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。

このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central Processing Unit)（ＭＰＵ(Micro Processor Unit)やＭＣＵ(Micro Controller Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。

図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは操舵補助指令値演算部３１に入力され、操舵補助指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。

減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。

補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。

近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。

その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。中・高速操舵時には、操舵音も悪化する。

３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。

図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された２軸（ｄｑ軸座標系）の操舵補助指令値が演算され、最大値を制限された２軸のｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δi_d ^*及びΔi_q ^*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値v_d及びv_qは、それぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４２１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで求められた指令電圧Δv_d及びΔv_qはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu^*,Vv^*,Vw^*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算された３相のDuty指令値（Duty_u,Duty_v,Duty_w）に基づくＰＷＭ信号により、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１，Ｑ３，Ｑ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２，Ｑ４，Ｑ６で構成されている。

モータ１００の３相モータ電流i_u,i_v,i_wは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流i_u,i_v,i_wは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流i_d及びi_qはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。ｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの２相の電圧v_d1 ^*及びv_q ^*はそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄで求められた電圧指令値Δv_d及び加算部１４１ｑで求められた電圧指令値Δv_qがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。

このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴが用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように各相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ／ＯＦＦせず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側ＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＮになり、下側ＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＦＦにならず、瞬間的に上側ＦＥＴがＯＮ、下側ＦＥＴがＯＮになる状態（例えば、４００ｎｓ−１００ｎｓ間、ＯＮ−ＯＮ）が発生することがある。

そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。

インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。

インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５−１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦに対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。

特許第４６８１４５３号公報特開２０１５−１７１２５１号公報

特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。

また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じた値を２相に変換したデッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して加算ｄｑ軸電圧指令値を求め、前記加算ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して３次高調波を重畳するベクトル空間変調を行って前記３相Duty指令値とし、前記インバータのデッドタイム補償を行い、
前記インバータ印加電圧と前記デッドタイム補償量の関係が、前記インバータ印加電圧が所定電圧１までは一定のデッドタイム補償量１であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ１より大きく所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）までは増加するデッドタイム補償量２であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ２より大きい領域で一定のデッドタイム補償量３であることにより達成される。

また、本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、インバータ印加電圧に基づいて各相デッドタイム補償量を演算するインバータ印加電圧感応補償量演算部と、前記ｄｑ軸電流指令値に基づいて３相電流モデル指令値を演算する３相電流指令値モデルと、前記３相電流モデル指令値の補償符号を、ヒステリシス特性で推定する相電流補償符号推定部と、前記各相デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算してｄｑ軸に変換し、デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、前記デッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して補償後ｄｑ軸電圧指令値を求める加算部と、前記補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部とを具備し、前記空間ベクトル変調部から出力される変調後３相電圧指令値を前記３相Dutyに変換して前記インバータのデッドタイム補償を行い、前記インバータ印加電圧と前記デッドタイム補償量の関係が、前記インバータ印加電圧が所定電圧１までは一定のデッドタイム補償量１であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ１より大きく所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）までは増加するデッドタイム補償量２であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ２より大きい領域で一定のデッドタイム補償量３であることにより達成される。

本発明の電動パワーステアリング装置によれば、ｄｑ軸電流指令値を３相の電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、デッドタイム補償量に基づき、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を２相に変換してｄｑ軸上の電圧指令値に加算（フィードフォワード）で、或いは推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）で補償している。これにより、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムをｄｑ軸或いは３相上で補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。

ｄｑ軸電流指令値に基づくデッドタイムのフィードフォワード補償により制御が滑らかになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。また、本発明は、高速操舵の領域においても位相ズレが少なく、単純に補償を行うことができる利点がある。ｄ軸制御になっても補償方法が変わらないため、単純に補償を行うことができる。

ｄ軸制御が入った場合、ｄ軸電流指令値の有り無しの条件でロジックを切り換えてｄ軸専用のロジックで別途補償する場合もあるが、本発明では、電流指令値モデルの演算がｄ軸電流指令値を含むため、ｄ軸電流指令値が無い場合、ｄ軸電流指令値＝０で演算した３相電流モデル指令値が出力される。ｄ軸電流指令値≠０の場合、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に応じた３相電流モデル指令値が出力されるので、別途ｄ軸専用のロジックを必要としない。ｄ軸電流指令値の有無で特に演算方法が変わらないので、切り換えや追加ロジックを必要とせずに補償が可能である。

一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。一般的なインバータの構成例を示す結線図である。本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。位相調整部の特性の一例を示す特性図である。インバータ印加電圧感応補償量演算部の構成例を示すブロック図である。インバータ印加電圧感応補償量演算部の特性例を示す特性図である。３相電流指令値モデルの出力波形の一例を示す波形図である。相電流補償符号推定部の動作例を示す波形図である。空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。

本発明は、ＥＣＵのデッドタイムの影響により電流歪みが発生し、トルクリップルの発生や操舵音の悪化などの問題を解消するために、デッドタイム補償値をｄｑ軸電流指令値に基づく３相電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を２相に変換してｄｑ軸上の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより（第１実施形態）、或いは推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより（第２実施形態）、デッドタイム補償している。これにより、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムをｄｑ軸若しくは３相交流上で補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。

以下に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図５は、本発明の全体構成（第１実施形態）を図３に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を演算するデッドタイム補償部２００が設けられている。デッドタイム補償部２００には、ｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*が入力されると共に、モータ回転角θ及びモータ回転数ωが入力されている。また、インバータ１６１に印加されているインバータ印加電圧ＶＲが、デッドタイム補償部２００に入力されている。

操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された操舵補助指令値の最大値を制限されたｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑでフィードバック電流i_d及びi_qとの電流偏差Δi_d ^*及びΔi_ｑ ^*が演算される。演算された電流偏差Δi_d ^*はＰＩ制御部１２０ｄに入力され、演算された電流偏差Δi_ｑ ^*はＰＩ制御部１２０ｑに入力される。ＰＩ制御されたｄ軸電圧指令値v_d及びｑ軸電圧指令値v_qはそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力され、後述するデッドタイム補償部２００からのデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を加算されて補償され、その各補償された電圧値が減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力される。減算部１４１ｄにはｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの電圧v_d1 ^*が入力され、その差である電圧指令値v_d ^**が得られ、加算部１４１ｑにはｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの電圧v_q1 ^*が入力され、その加算結果で電圧指令値v_q ^**が得られる。デッドタイムを補償された電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**は、ｄｑ軸の２相からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に変換し、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部３００に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相の電圧指令値Vu^*,Vv^*,Vw^*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。

次に、デッドタイム補償部２００について説明する。

デッドタイム補償部２００は、加算部２０１、乗算部２０２、インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０、３相電流指令値モデル２２０、相電流補償符号推定部２２１、位相調整部２３０、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０で構成されている。なお、乗算部２０２及び３相交流／ｄｑ軸変換部２４０でデッドタイム補償値出力部を構成している。モータ回転角θは加算部２０１に入力され、モータ回転数ωは位相調整部２３０に入力されている。また、インバータ印加電圧ＶＲはインバータ印加電圧感応補償量演算部２１０に入力され、加算部２０１で算出された位相調整後のモータ回転角θ_ｍが３相電流指令値モデル２２０に入力されている。

モータ回転数ωによりデッドタイム補償タイミングを早めたり、遅くしたい場合、モータ回転数ωに応じて調整角度を算出する機能のために位相調整部２３０を有している。位相調整部２３０は、進角制御の場合は図６に示すような特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部２０１に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部２０１の加算結果である位相調整後のモータ回転角θ_ｍ（＝θ＋Δθ）は、３相電流指令値モデル２２０に入力されると共に、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力される。

モータ電気角を検出してDuty指令値を演算してから、実際にＰＷＭ信号に反映されるまで数十〜百［μｓ］の時間遅れがある。この間、モータが回転しているので、演算時のモータ電気角と反映時のモータ電気角とで位相ずれが発生する。この位相ずれを補償するため、モータ回転数ωに応じて進角を行い、位相を調整している。

最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本発明ではインバータ印加電圧ＶＲに応じたデッドタイム補償量DTCを演算し、可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力してデッドタイム補償量DTCを出力するインバータ印加電圧感応補償量演算部２１０は図７に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２１１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VR_ｌはインバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２１２に入力される。

インバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２１２の特性は、例えば図８のようになっている。即ち、所定インバータ印加電圧VR1まで一定のデッドタイム補償量DTC1であり、所定インバータ印加電圧VR1から所定インバータ印加電圧VR2（＞VR1）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定インバータ印加電圧VR2以上で一定のデッドタイム補償量DTC2を出力する特性である。

ｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はモータ回転角θ_ｍと共に、３相電流指令値モデル２２０に入力される。３相電流指令値モデル２２０は、ｄｑ軸電流指令値i_d ^*及びi_q ^*、モータ回転角θ_ｍから、図９に示すような１２０［deg］ずつ位相のずれた正弦波の３相電流モデル指令値I_cmを演算若しくはテーブルにより算出する（下記数１〜数２参照）。３相電流モデル指令値I_cmは、モータタイプによって相違している。d軸電流指令値i_{ref_d}とq軸電流指令値i_{ref_q}をモータ電気角θ_ｅから３相の電流指令値(U・V・W相)に変換すると、下記数１となる。

上記数１から各相電流指令値を求めると、Ｕ相電流指令値モデルi_{ref_u}、Ｖ相電流指令値モデルi_{ref_v}及びＷ相電流指令値モデルi_{ref_w}は、それぞれ下記数２で表わされる。

テーブルは、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable Read-Only Memory）に格納されているタイプでも、ＲＡＭ(Random Access Memory)上に展開されているタイプでも良い。数２の使用において、sinθのみをテーブル化しておき、入力θを９０°オフセットさせて使用することによりcosθを演算したり、１２０°オフセットさせるなどして、その他のsin関数項を演算しても良い。ＲＯＭ容量に問題がなかったり、複雑な指令値モデル（例えば擬似矩形波モータなど）の場合は、数式全体をテーブル化しておく。

３相電流モデル指令値I_cmは相電流補償符号推定部２２１に入力される。相電流補償符号推定部２２１は入力される３相電流モデル指令値I_cmに対して、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すヒステリシス特性で正（＋１）又は負（−１）の補償符号SNを出力する。３相電流モデル指令値I_cmがゼロクロスするポイントを基準として補償符号SNを推定するが、チャタリング抑制のためにヒステリシス特性となっている。推定された補償符号SNは乗算部２０２に入力される。なお、ヒステリシス特性の正負閾値は適宜変更可能である。

単純に相電流指令値モデルの電流符号からデッドタイム補償値の符号を決めた場合、低負荷においてチャタリングが発生する。例えば、オンセンターで軽く左右にハンドルを切った時に、トルクリップルが発生する。この問題を改善するために符号判定にヒステリシスを設け（図１０では±0.25[A]）、設定した電流値を超えて符号が変化した場合以外、現在の符号を保持してチャタリングを抑制する。

インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０からのデッドタイム補償量DTCは乗算部２０２に入力され、乗算部２０２は補償符号SNを乗算したデッドタイム補償値DTCa（=DTC×SN）を出力する。デッドタイム補償値DTCaは３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０は、モータ回転角θ_ｍに同期して２相のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を出力する。デッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*は、それぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑにおいて電圧指令値v_d及びv_qと加算され、インバータ１６１のデッドタイム補償が実施される。

このように本発明では、ｄｑ軸電流指令値を３相の電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、推定された補償符号によるデッドタイム補償値をｄｑ軸上の電圧指令値にフィードフォワード補償している。デッドタイムの補償符号については３相電流モデル指令値を使用し、デッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲから算出し、電流指令値（i_d ^*, i_q ^*）の大きさやインバータ印加電圧ＶＲの大きさによって、補償値が最適な大きさと方向になるように可変となっている。

次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部３００は図１１に示すように、ｄｑ軸空間の２相電圧（v_d ^**、v_q ^**）を３相電圧（Vua,Vva,Vwa）に変換し、３相電圧（Vua,Vva,Vwa）に３次高調波を重畳して出力(V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*)する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７−７００６６、特願２０１５−２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。

即ち、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１〜＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１〜＃６に対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**は、数３に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１２に示す。

そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数４のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。

空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６に応じて、図１３の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１〜＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１〜＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α−β空間において正６角形に区切られた図１３に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ−ｑ座標系における電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。

図１４は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。

空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図１４には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。

空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１５の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１５の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。

図１６及び図１７は本発明（第１実施形態）の効果を示すシミュレーション結果であり、図１６はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本発明のデッドタイム補償を適用することにより、高速操舵でのステアリング操舵状態において、図１７のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

なお、図１６及び図１７では、代表してＵ相電流を示している。

次に、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を、３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）することにより補償する第２実施形態を、図５に対応させた図１８に示して説明する。

図１８に示す第２実施形態では、デッドタイム補償部２００Ａは３相交流／ｄｑ軸変換部２４０を具備しておらず、従ってｄｑ軸上の加算部１２１ｄ及び１２１ｑを具備していない。第２実施形態では、推定された補償符号によるデッドタイム補償値を３相の電圧指令値に加算（フィードフォワード）するために、空間ベクトル変調部３００とＰＷＭ制御部１６０の間に加算部１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを設けている。そして、乗算部２０２でデッドタイム補償量ＤＴＣに補償符号ＳＮを乗算された３相のデッドタイム補償値DTC_a(DTC_au,DTC_av,DTC_aw)は、それぞれ加算部１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗに入力され、加算されデッドタイム補償された電圧指令値Vu^**,Vv^**,Vw^**がＰＷＭ制御部１６０に入力される。以降の制御動作は上述と同様である。

また、インバータ印加電圧感応補償量演算部２１０、３相電流指令値モデル２２０、相電流補償符号推定部２２１、位相調整部２３０は第１実施形態と同様な特性、動作であり、第２実施形態の効果は図１９及び図２０に示される。なお、図１９及び図２０でも、代表してＵ相電流を示している。

１ハンドル
２コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０トルクセンサ
１２車速センサ
１３バッテリ
２０、１００モータ
３０コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１電流指令値演算部
３５、２０３、２０４ＰＩ制御部
３６、１６０ＰＷＭ制御部
３７，１６１インバータ
１１０角度検出部
１３０３相／２相変換部
１４０ｄ−ｑ非干渉制御部
２００、２００Ａデッドタイム補償部
２１０インバータ印加電圧感応補償量演算部
２２０３相電流指令値モデル
２２１相電流補償符号推定部
２３０位相調整部
２４０３相交流／ｄｑ軸変換部
３００空間ベクトル変調部
３０１２相／３相変換部
３０２３次高調波重畳部

Claims

少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を、ヒステリシス特性で推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じた値を２相に変換したデッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して加算ｄｑ軸電圧指令値を求め、前記加算ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して３次高調波を重畳するベクトル空間変調を行って前記３相Duty指令値とし、前記インバータのデッドタイム補償を行い、
前記インバータ印加電圧と前記デッドタイム補償量の関係が、
前記インバータ印加電圧が所定電圧１までは一定のデッドタイム補償量１であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ１より大きく所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）までは増加するデッドタイム補償量２であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ２より大きい領域で一定のデッドタイム補償量３であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
前記３相電流モデル指令値及び前記デッドタイム補償値の変換にモータ回転角を用いている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
前記モータ回転角の位相をモータ回転数に応じて可変して位相調整するようになっている請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
前記３相電流モデル指令値を、前記ｄｑ軸電流指令値及び演算若しくはテーブル等により算出するようになっている請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。
少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、インバータ印加電圧に基づいて各相デッドタイム補償量を演算するインバータ印加電圧感応補償量演算部と、
前記ｄｑ軸電流指令値に基づいて３相電流モデル指令値を演算する３相電流指令値モデルと、
前記３相電流モデル指令値の補償符号を、ヒステリシス特性で推定する相電流補償符号推定部と、
前記各相デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算してｄｑ軸に変換し、デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、
前記デッドタイム補償値をｄｑ軸電圧指令値に加算して補償後ｄｑ軸電圧指令値を求める加算部と、
前記補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部と、
を具備し、前記空間ベクトル変調部から出力される変調後３相電圧指令値を前記３相Dutyに変換して前記インバータのデッドタイム補償を行い、
前記インバータ印加電圧と前記デッドタイム補償量の関係が、
前記インバータ印加電圧が所定電圧１までは一定のデッドタイム補償量１であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ１より大きく所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）までは増加するデッドタイム補償量２であり、前記インバータ印加電圧が前記所定電圧ＶＲ２より大きい領域で一定のデッドタイム補償量３であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
前記デッドタイム補償値出力部が、
前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗算する乗算部と、
前記乗算部の３相出力をｄｑ軸の前記デッドタイム補償値に変換する３相交流／ｄｑ軸変換部とで構成されている請求項５に記載の電動パワーステアリング装置。