JP6206502B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源より出力される電力を交流電力に変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。
交流モータ等の負荷を駆動するための電源装置として、分散モジュール電源が提案されている。分散モジュール電源は、複数の直流電源を備え、各直流電源より出力される直流電圧を、インバータを用いて交流電圧に変換する。更に、各インバータより出力される交流電圧を直列的に加算することにより、所望レベルの交流電圧を生成し、負荷に供給する。このような電源装置として、特許文献１に記載されたものが知られている。
特開２０１１−１５５７８６号公報
直流電源の出力電圧は、ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ；満充電を１００％としたときの充電率）に応じて出力電圧が変化するので、特許文献１に開示された電力変換装置では、安定した電圧を出力することができないという問題がある。
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、直流電源の電圧が変動した場合でも安定した電力を出力することが可能な電力変換装置及び電力変換方法を提供することにある。
上記目的を達成するため、本願発明は、直流電源に接続され、直流電源の出力電圧を変換する電圧変換手段と、各電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、電圧変換手段の出力側に設けられ、電圧変換手段より出力される電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備える。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及び制御装置の詳細な構成を示すブロック図である。 図３（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆと等しい場合の各出力波形を示すタイミングチャートである。 図４（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さい場合の各出力波形を示すタイミングチャートである。 図５（ａ）〜（ｅ）は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きい場合の各出力波形を示すタイミングチャートである。 図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図７は、インバータ回路としてハーフブリッジ回路を用いた場合の、電源モジュールの回路図である。 図８は、本発明の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図であり、ＩＧＢＴにコンデンサを設けた場合を示す。 図９は、本発明の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図であり、電子スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合を示す。 図１０（ａ）〜（ｄ）は、本発明の変形例に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態の説明］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１に示す電力変換装置は、三相交流モータ（以下、単に「モータＭ１」という）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に、それぞれ位相が１２０度ずつ異なる交流電圧を供給してモータＭ１を駆動する。そして、Ｕ相について、ｎ個の電源モジュール１１−１，１１−２，・・・，１１−ｎを備えている。また、Ｖ相について、ｎ個の電源モジュール１２−１，１２−２，・・・，１２−ｎを備えている。更に、Ｗ相について、ｎ個の電源モジュール１３−１，１３−２，・・・，１３−ｎを備えている。なお、ｎは任意の自然数を表しており、本願発明において電源モジュールの個数は、所定の数の場合に限定されるものではない。図１に示す（３×ｎ）個の各電源モジュールは同一構成であるので、以下、電源モジュール１１−１について説明する。
電源モジュール１１−１は、直流電源ＶＢと、直流電源ＶＢに接続され、出力電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータ２１（電圧変換手段）と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力側に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１より出力される直流電圧を交流電圧に変換するＨブリッジ回路２２（インバータ回路）と、を備えている。また、直流電源ＶＢのプラス極とマイナス極との間には、高調波成分除去用のコンデンサＣ１が設けられ、更に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１とＨブリッジ回路２２との間には、平滑化用のコンデンサＣ２が設けられている。
図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１、及びＤＣ／ＤＣコンバータ２１を制御する制御装置３１（電圧制御手段）の構成を示す回路図である。図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、４つの電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４を備えた一次回路と、やはり４つの電子スイッチＱ２１〜Ｑ２４を備えた二次回路を有し、これらはｍ：ｎの変圧比を有するトランスＴＲ１を介して結合されている。ここで、ｍがトランスＴＲ１の一次側、ｎがトランスＴＲ１の二次側に対応する。各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成され、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の２つの端子間には、それぞれダイオードが設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、トランスＴＲ１により一次回路と二次回路が絶縁されたデュアルアクティブブリッジ回路として構成されている。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の駆動を制御する制御装置３１（電圧制御手段）が設けられており、制御装置３１は、主制御部３２と、駆動回路３５と、入力電圧センサ３３（電圧検出手段）、及び出力電圧センサ３４を備えている。入力電圧センサ３３は、図１に示す直流電源ＶＢの出力電圧、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電圧（これを、入力電圧Ｖ１とする）を測定する。出力電圧センサ３４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧（これを出力電圧Ｖ２とする）を測定する。
Ｈブリッジ回路２２は、図１に示すように、４個の電子スイッチ（図ではＩＧＢＴ）を備えており、これらをスイッチング動作させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１より出力される直流電圧を交流電圧に変換する。また、Ｕ相に設けられているｎ個の電源モジュール１１−１〜１１−ｎのＨブリッジ回路２２の出力端子がそれぞれ直列接続されているので、各Ｈブリッジ回路２２より出力される交流電圧が直列的に加算されてモータＭ１に供給されることになる。即ち、各Ｈブリッジ回路２２（インバータ回路）の出力端子が互いに直列接続され、この直列接続により各Ｈブリッジ回路２２の出力電圧が加算された交流電圧が、負荷供給用の出力電圧とされる。
主制御部３２は、上位機器であるマスターコントローラ４１より出力される出力電圧指令値、入力電圧センサ３３で測定される入力電圧Ｖ１、出力電圧センサ３４で測定される出力電圧Ｖ２に基づいて、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４のオン、オフ指令信号を生成する。
駆動回路３５は、主制御部３２より出力されるオン、オフ指令信号に基づいて、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の制御端子（ベース）に、駆動信号を出力する。
主制御部３２は、例えば、中央演算ユニット（ＣＰＵ）や、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ハードディスク等の記憶手段からなる一体型のコンピュータとして構成することができる。
次に、第１実施形態に係る電力変換装置の作用について説明する。本実施形態では、図１に示す直流電源ＶＢの出力電圧が低下、或いは上昇した場合でも、Ｈブリッジ回路２２に供給される直流電圧（図２の出力電圧センサ３４で検出される出力電圧Ｖ２）が予め設定した基準電圧Ｖｒｅｆとなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の駆動を制御する。従って、主制御部３２は、入力電圧センサ３３で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電圧Ｖ１と、「Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ」によって計算される値とを対比し、出力電圧センサ３４で検出される出力電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｒｅｆとなるように、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動を制御する。具体的には、入力電圧Ｖ１の変動を検出し、出力電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｒｅｆで安定するように、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動を制御する。
電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４の制御において、電子スイッチＱ１１，Ｑ１４は互いに同期するように制御され、オン、オフの状態が同じとなるように制御される。また電子スイッチＱ１２，Ｑ１３は互いに同期するように制御され、オン、オフの状態が同じとなるように制御される。一方で、短絡を防止するため、電子スイッチＱ１１，Ｑ１２が同時にオンの状態とはならないように制御される。同様に、短絡を防止するため、電子スイッチＱ１３，Ｑ１４が同時にオンの状態とはならないように制御される。
電子スイッチＱ１１，Ｑ１４は、周期的にオン、オフするように制御される。電子スイッチＱ１２，Ｑ１３も、電子スイッチＱ１１，Ｑ１４と同様に周期的にオン、オフするように制御され、電子スイッチＱ１２，Ｑ１３は、電子スイッチＱ１１，Ｑ１４に対して位相を１８０度遅らせて制御される。
電子スイッチＱ２１〜Ｑ２４の制御において、電子スイッチＱ２１，Ｑ２４は互いに同期するように制御され、オン、オフの状態が同じとなるように制御される。また電子スイッチＱ２２，Ｑ２３は互いに同期するように制御され、オン、オフの状態が同じとなるように制御される。一方で、短絡を防止するため、電子スイッチＱ２１，Ｑ２２が同時にオンの状態とはならないように制御される。同様に、短絡を防止するため、電子スイッチＱ２３，Ｑ２４が同時にオンの状態とはならないように制御される。
電子スイッチＱ２１，Ｑ２４は、周期的にオン、オフするように制御される。電子スイッチＱ２２，Ｑ２３も、電子スイッチＱ２１，Ｑ２４と同様に周期的にオン、オフするように制御され、電子スイッチＱ２２，Ｑ２３は、電子スイッチＱ２１，Ｑ２４に対して位相を１８０度遅らせて制御される。
以下、直流電源ＶＢの出力が安定している場合（「Ｖ１＝Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ」）、直流電源ＶＢの出力が低下している場合（「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ」）、及び、直流電源ＶＢの出力が上昇している場合（「Ｖ１＞Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ」）における、各電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４のオン、オフ制御を説明する。
なお以下では説明を簡略化するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１に設けられるトランスＴＲ１の変圧比ｍ：ｎは、１：１であるものとする。すなわち「ｍ／ｎ＝１」となることから、直流電源ＶＢの出力が安定している場合は、「Ｖ１＝Ｖｒｅｆ」である場合として、直流電源ＶＢの出力が低下している場合は、「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ」である場合として、また、直流電源ＶＢの出力が上昇している場合は、「Ｖ１＞Ｖｒｅｆ」である場合として説明される。
［Ｖ１＝Ｖｒｅｆの場合］
図３（ａ）〜（ｅ）は、Ｖ１＝Ｖｒｅｆ（すなわちＶ１＝Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ）の場合における各信号の変化を示すタイミングチャートである。図３（ａ）、図３（ｂ）は、それぞれ電子スイッチＱ１１，Ｑ２１の動作を示し、図３（ｃ）はトランスＴＲ１の一次側電圧（トランス一次電圧）を示し、図３（ｄ）はトランスＴＲ１の二次側電圧（トランス二次電圧）を示し、図３（ｅ）はトランスＴＲ１の二次側に流れる電流の変化を示す。
Ｖ１＝Ｖｒｅｆの場合には、直流電源ＶＢの出力電圧は安定した電圧を出力しているので、電圧を増減させる必要は無い。従って、図３（ａ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電子スイッチＱ１１を周期的にオン、オフするように制御する。なお、Ｑ１４についてもＱ１１と同様にオン、オフを制御する。
また、図３（ｂ）に示すように、電子スイッチＱ２１を、Ｑ１１のオン、オフのタイミングから若干遅らせて周期的にオン、オフさせる。この際、Ｑ２１は、Ｑ１１と同一のデューティ比でオン、オフさせる。なお、Ｑ２４についてもＱ２１と同様にオン、オフを制御する。
こうすることにより、図３（ｃ）に示すように、トランスＴＲ１の一次側には矩形状のパルス電圧が発生する。また、図３（ｄ）に示すように、トランスＴＲ１の二次側には、一次側のパルスよりも若干位相が遅れて、一次側と同一レベルの電圧が発生する。つまり、Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖｒｅｆとなる。また、図３（ｅ）に示す如くの二次電流がトランスＴＲ１に流れる。
［Ｖ１＜Ｖｒｅｆの場合］
図４（ａ）〜（ｅ）は、直流電源ＶＢの出力電圧が低下し、Ｖ１＜Ｖｒｅｆ（すなわちＶ１＜Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ）となった場合における各信号の変化を示すタイミングチャートである。図４（ａ）、図４（ｂ）は、それぞれ電子スイッチＱ１１，Ｑ２１の動作を示し、図４（ｃ）はトランスＴＲ１の一次側電圧（トランス一次電圧）を示し、図４（ｄ）はトランスＴＲ１の二次側電圧（トランス二次電圧）を示し、図４（ｅ）はトランスＴＲ１の二次側に流れる電流（トランス電流）の変化を示す。
Ｖ１＜Ｖｒｅｆの場合には、このまま昇圧せずに直流電圧を出力すると、図１に示すモータＭ１に供給する交流電圧が低下するので、モータＭ１を安定的に作動させることができない。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１にて、入力電圧Ｖ１を昇圧し、出力電圧Ｖ２をＶｒｅｆにする必要がある。図４（ａ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電子スイッチＱ１１を周期的にオン、オフするように制御する。この際、電子スイッチＱ２２も同様に、オン、オフ動作する。
また、図４（ｂ）に示すように、電子スイッチＱ１１のオン期間中に、電子スイッチＱ２１をオンとさせる。この際、電子スイッチＱ２１のオン、オフ制御のデューティ比は、Ｑ１１のデューティ比よりも小さいデューティ比で電子スイッチＱ２１をオンとさせる。また、電子スイッチＱ２２、Ｑ２３については、図４（ｂ）の符号ｑ１に示すように、電子スイッチＱ２１に対して位相を１８０度遅らせて、オンとする。
その結果、トランスＴＲ１の一次側電圧は、図４（ｃ）に示すように一定の周期でプラス、マイナスが切り替わるように変化する。この際、直流電源ＶＢより出力される電圧、即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電圧Ｖ１は、基準電圧Ｖｒｅｆに達していない。従って、図４（ｃ）に示すパルス信号の振幅は、基準電圧Ｖｒｅｆに達しない。
一方、トランスＴＲ１の二次側電圧は、図４（ｄ）に示すように、一次側電圧よりも小さいデューティ比となり、パルス信号の振幅は基準電圧Ｖｒｅｆに達する。従って、直流電源ＶＢの出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを下回っている場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖｒｅｆまで昇圧することができる。
また、トランスＴＲ１に流れる二次電流Ｉ１（トランス電流）は、図４（ｅ）に示すように変化する。図４（ｅ）に示すように、二次電流の向きが変化するタイミング、即ち、プラスからマイナスに切り替わるタイミング、及びマイナスからプラスに切り替わるタイミング（図中、ｑ２，ｑ３，ｑ４で示す箇所）は、二次側の電子スイッチＱ２１〜Ｑ２４が全てオフとなっている時間帯である。従って、電子スイッチの切り替え時に生じるノイズを抑制し、ソフトな切り替えが可能となる。
［Ｖ１＞Ｖｒｅｆの場合］
図５（ａ）〜（ｅ）は、直流電源ＶＢの出力電圧が上昇し、Ｖ１＞Ｖｒｅｆ（すなわちＶ１＞Ｖｒｅｆ・ｍ／ｎ）となった場合における各信号の変化を示すタイミングチャートである。図５（ａ）、図５（ｂ）は、それぞれ電子スイッチＱ１１，Ｑ２１の動作を示し、図５（ｃ）はトランスＴＲ１の一次側電圧を示し、図５（ｄ）はトランスＴＲ１の二次側電圧を示し、図５（ｅ）はトランスＴＲ１の二次側に流れる電流（トランス電流）の変化を示す。
Ｖ１＞Ｖｒｅｆの場合には、このまま降圧せずに直流電圧を出力すると、図１に示すモータＭ１に供給される交流電圧が過多となり、モータＭ１を安定的に作動させることができない。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１にて、入力電圧Ｖ１を降圧し、出力電圧Ｖ２をＶｒｅｆにする必要がある。図５（ａ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電子スイッチＱ１１を周期的にオン、オフするように制御する。また、図５（ｂ）に示すように、電子スイッチＱ１１のオン期間を含むように、且つ、Ｑ１１のデューティ比よりも大きいデューティ比で電子スイッチＱ２１をオンとさせる。また、電子スイッチＱ２１のオフ期間中に電子スイッチＱ２２、Ｑ２３をオンとさせる。
その結果、トランスＴＲ１の一次側電圧は、図５（ｃ）に示すように断続的にプラス、マイナスが切り替わるように変化する。この際、パルス信号の振幅は直流電源ＶＢの電圧が上昇していることにより、基準電圧Ｖｒｅｆを上回っている。一方、二次側電圧は、図５（ｄ）に示すように、一次側電圧よりも大きいデューティ比となり、パルス信号の振幅は基準電圧Ｖｒｅｆまで低下している。従って、直流電源ＶＢの出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを上回っている場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖｒｅｆまで降圧することができる。
また、トランスＴＲ１に流れる二次電流Ｉ１（トランス電流）は、図５（ｅ）に示すように変化する。図５（ｅ）に示すように、二次電流の向きが変化するタイミング、即ち、プラスからマイナスに切り替わるタイミング、及びマイナスからプラスに切り替わるタイミングは、一次側の電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４が全てオフとなっている時間帯である。従って、電子スイッチの切り替え時に生じるノイズを抑制し、ソフトな切り替えが可能となる。
このようにして、第１実施形態に係る電力変換装置では、直流電源ＶＢとＨブリッジ回路２２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ２１を設け、直流電源ＶＢより出力される入力電圧Ｖ１に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧を変動させる。従って、安定した電圧を出力することができる。
また、第１実施形態に係る電力変換装置では、直流電源ＶＢより出力される入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆを下回っている場合には、入力電圧Ｖ１を昇圧し、出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖｒｅｆとする。一方、直流電源ＶＢより出力される入力電圧Ｖ１が基準電圧を上回っている場合には、この入力電圧Ｖ１を降圧し、出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖｒｅｆとする。従って、直流電源ＶＢの出力電圧に変動が発生した場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖｒｅｆとすることができる。その結果、Ｈブリッジ回路２２より出力される交流電圧を安定化させることができ、ひいてはモータＭ１を安定的に駆動させることが可能となる。
更に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１として、デュアルアクティブブリッジ回路を用いるので、装置の小型化、高効率化を図ることが可能となる。更に、インバータ回路としてＨブリッジ回路２２を用いるので、出力電圧の電圧レンジを拡大することが可能となる。
なお、上述した実施形態では、一つの電源モジュール１１−１について説明したが、本実施形態では、全ての電源モジュールについて、同一の構成を有しており、各電源モジュールにてＤＣ／ＤＣコンバータ２１による電圧制御が行われる。
［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は、第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。第２実施形態では、前述した第１実施形態と対比して、直流電源を共通化している点で相違している。即ち、Ｕ相の電源モジュール１１−１と、Ｖ相の電源モジュール１２−１、及びＷ相の電源モジュール１３−１が同一の直流電源ＶＢ１に接続されている。また、Ｕ相の電源モジュール１１−２と、Ｖ相の電源モジュール１２−２、及びＷ相の電源モジュール１３−２が同一の直流電源ＶＢ２に接続されている。同様に、Ｕ相の電源モジュール１１−ｎと、Ｖ相の電源モジュール１２−ｎ、及びＷ相の電源モジュール１３−ｎが同一の直流電源ＶＢｎに接続されている。換言すれば、１つの相に対してｎ個設けられ、低圧側から高圧側に向けてｋ番目（１≦ｋ≦ｎ）の電源モジュールは、共通の直流電源ＶＢに接続されている。それ以外の構成は、図１に示した第１実施形態と同様である。
そして、第２実施形態に係る電力変換装置では、複数の相で直流電源ＶＢを共通化することができるので、直流電源ＶＢの個数を削減することが可能となる。
［第３実施形態の説明］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図７は、第３実施形態に係る電力変換装置に用いられる電源モジュール１１−１の構成を示す回路図である。第３実施形態では、前述した第１，第２実施形態と対比して、インバータ回路としてＨブリッジ回路２２に替えてハーフブリッジ回路２２ａとした点で相違する。即ち、図１に示したＨブリッジ回路２２では、４個の電子スイッチが設けられているのに対し、図７に示すハーフブリッジ回路２２ａでは、２個の電子スイッチが設けられている点で相違する。そして、このように構成された第３実施形態においても、前述した第１実施形態、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ハーフブリッジ回路を用いるので、回路構成を簡素化することが可能となる。
［第４実施形態の説明］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図８は、第４実施形態に係る電力変換装置に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ２１の構成を示す回路図である。第４実施形態では、前述した第１，第２実施形態と対比して、電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４にコンデンサが設けられている点で相違する。そして、このように構成された第４実施形態においても、前述した第１実施形態、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。また、各電子スイッチにコンデンサを設けることにより、ソフトスイッチングが可能となり、スイッチング時に生じるノイズを抑制することが可能となる。
［第５実施形態の説明］
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図９は、第５実施形態に係る電力変換装置に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ２１の構成を示す回路図である。第５実施形態では、図８に示した第４実施形態と対比して、ＩＧＢＴで構成された電子スイッチＱ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の代わりに、ＭＯＳＦＥＴで構成された電子スイッチＴ１１〜Ｔ１４，Ｔ２１〜Ｔ２４を用いている点で相違する。このような構成とすることにより、図１に示したように、ＩＧＢＴの両端にコンデンサを設けることなく、ソフトスイッチングを行うことが可能となる。従って、スイッチング時に生じるノイズを抑制することができる。
［第６実施形態の説明］
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１０（ａ）〜（ｄ）は、第６実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１０（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の一次回路がＬＣ直列共振型、図１０（ｂ）はＬＬＣ直列共振型、図１０（ｃ）はＬＣＣ直列共振型、そして図１０（ｄ）はＬＣ並列共振型の場合をそれぞれ示している。それぞれの場合について、ソフトスイッチングを実現しながら、スナバコンデンサと同等の機能を備えることが可能となる。
一般に、スナバコンデンサがない場合、スイッチの遮断によって回路の電流が突然遮断されると、回路の自己インダクタンスによって電圧の急変化が生じ、スパイク状の高電圧が発生する。この高電圧は、スイッチ自身や周囲の電子部品の損傷や、電磁ノイズ発生の原因となるものである。
しかし、図１０（ａ）〜（ｄ）のそれぞれの場合では、ソフトスイッチングが実現され、且つ、電圧の急変化、スパイク状の高電圧の発生が抑制される。そのため、それぞれの場合において、スイッチ自身や周囲の電子部品の損傷を防止することができ、また電磁ノイズを最小化することができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが、これらの実施形態は本発明の理解を容易にするために記載された単なる例示に過ぎず、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。本発明の技術的範囲は、上記実施形態で開示した具体的な技術事項に限らず、そこから容易に導きうる様々な変形、変更、代替技術なども含むものである。
例えば、上述した各実施形態では、三相交流モータを駆動させるための三相交流電圧を生成する例について説明したが、本発明は、これに限定されず、単相の交流電圧を生成することに用いることも可能である。
本出願は、２０１３年１０月１７日に出願された日本国特許願第２０１３−２１６２７８号に基づく優先権を主張しており、この出願の全内容が参照により本明細書に組み込まれる。
本願発明では、直流電源とインバータ回路との間に電圧変換手段を設けるので、直流電源の出力電圧が変動した場合においても安定した交流電圧を出力することに利用することができる。
Ｍ１ 三相交流モータ
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４ 電子スイッチ
ＴＲ１ トランス
ＶＢ 直流電源
１１−１，１１−２，・・・，１１−ｎ 電源モジュール
１２−１，１２−２，・・・，１２−ｎ 電源モジュール
１３−１，１３−２，・・・，１３−ｎ 電源モジュール
２１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換手段）
２２ Ｈブリッジ回路（インバータ回路）
２２ａ ハーフブリッジ回路（インバータ回路）
３１ 制御装置（電圧制御手段）
３２ 主制御部
３３ 入力電圧センサ（電圧検出手段）
３４ 出力電圧センサ
３５ 駆動回路
４１ マスターコントローラ

Claims (6)

  1. 複数の直流電源を有し、前記各直流電源の出力電圧を交流電圧に変換し、且つ変換された交流電圧を直列接続して交流モータに出力する電力変換装置において、
    前記各直流電源に接続され、前記直流電源の出力電圧を変換する、トランスにより一次回路と二次回路が絶縁された電圧変換手段と、
    前記各電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、
    前記電圧変換手段の出力側に設けられ、前記電圧変換手段より出力される電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記電圧変換手段の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置であって、
    前記電圧制御手段は、
    前記電圧検出手段にて検出される前記入力電圧が基準入力電圧を下回る場合、前記一次回路におけるスイッチング制御のデューティ比よりも前記二次回路におけるスイッチング制御のデューティ比を小さくすることで、基準出力電圧まで昇圧されるように前記電圧変換手段の出力電圧を制御し、
    前記電圧検出手段にて検出される前記入力電圧が前記基準入力電圧を上回る場合、前記一次回路におけるスイッチング制御のデューティ比よりも前記二次回路におけるスイッチング制御のデューティ比を大きくすることで、前記基準出力電圧まで降圧されるように前記電圧変換手段の出力電圧を制御すること
    を特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記電圧変換手段は、前記一次回路と前記二次回路が前記トランスを介して結合されたデュアルアクティブブリッジ回路であること
    を特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
    前記インバータ回路は、前記電力変換装置が出力する複数の相のそれぞれに対して直列にｎ個設けられ、
    １つの相に設けられた複数のインバータ回路のうちｋ番目（１≦ｋ≦ｎ）の前記インバータ回路に電圧を供給する直流電源は、他の相に設けられた複数のインバータ回路のうちｋ番目の前記インバータ回路に電圧を供給する直流電源と共通であること
    を特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記インバータ回路は、Ｈブリッジ回路であること
    を特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記インバータ回路は、ハーフブリッジ回路であること
    を特徴とする電力変換装置。
  6. 複数の直流電源を有し、前記各直流電源の出力電圧を交流電圧に変換し、且つ変換された交流電圧を直列接続して交流モータに出力する電力変換方法において、
    トランスにより一次回路と二次回路が絶縁された電圧変換手段が、前記各直流電源の出力電圧を変換する工程と、
    変換された出力電圧を交流電圧に変換する工程と、
    前記電圧変換手段の入力電圧を検出する工程と、
    を備えたことを特徴とする電力変換方法であって、
    前記出力電圧を変換する工程は、
    前記入力電圧を検出する工程にて検出される前記入力電圧が基準入力電圧を下回る場合、前記一次回路におけるスイッチング制御のデューティ比よりも前記二次回路におけるスイッチング制御のデューティ比を小さくすることで、基準出力電圧まで昇圧されるように前記電圧変換手段の出力電圧を制御し、
    前記入力電圧を検出する工程にて検出される前記入力電圧が前記基準入力電圧を上回る場合、前記一次回路におけるスイッチング制御のデューティ比よりも前記二次回路におけるスイッチング制御のデューティ比を大きくすることで、前記基準出力電圧まで降圧されるように前記電圧変換手段の出力電圧を制御すること
    を特徴とする電力変換方法。
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