JP2006101675A - モータ駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 インバータ20を駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と、DC/DCコンバータ40を駆動するためのDC/DCコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、インバータ20への入力電流Ipがゼロになる期間の中心と、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioがゼロになる期間の中心を一致させるように制御する。
【選択図】 図6
Description
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1による、モータ駆動装置100の構成を示す図である。モータ駆動装置100は電気自動車やHEVに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置100は、車両駆動用モータ10、三角波比較方式のPWM(Pulse Width Modulation)インバータ20、DCリンクコンデンサ30、DC/DCコンバータ40、100V〜300Vの高電圧バッテリ(電力供給源)50、制御回路60を備えている。
DC/DCコンバータ40は、半導体スイッチ(IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor)SH、SL、ダイオードDH、DL、チョークコイルL、入力電圧平滑コンデンサCinを備えている。
半導体スイッチSH、SLのコレクタ端子は、それぞれダイオードDH、DLのカソード端子に、半導体スイッチSH、SLのエミッタ端子はそれぞれダイオードDH、DLのアノード端子に接続されている。
スイッチSHのコレクタ端子は、DCリンクコンデンサ30の一方の端子およびインバータ20のP端子に接続され、半導体スイッチSHのエミッタ端子は、スイッチSLのコレクタ端子およびチョークコイルLの一方の端子に接続されている。
チョークコイルLのもう一方の端子は、入力電圧平滑コンデンサCinの一方の端子および高電圧バッテリ50のプラス端子に接続されている。高電圧バッテリ50のマイナス端子は、入力電圧平滑コンデンサCinのもう一方の端子、スイッチSLのエミッタ端子、DCリンクコンデンサ30のもう一方の端子、およびインバータ20のN端子に接続されている。
インバータ20の出力端子であるU相端子、V相端子、W相端子は、それぞれ車両駆動用モータ10の接続端子であるU相モータ端子、V相モータ端子、W相モータ端子に接続されている。
半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのコレクタ端子は、それぞれダイオードDuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwLのカソード端子に接続され、半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのエミッタ端子は、それぞれダイオードDuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwLのアノード端子に接続されている。
また、スイッチSuHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSuHのエミッタ端子はスイッチSuLのコレクタ端子とU相端子に、スイッチSuLのエミッタ端子はN端子に接続され、U相アームを構成している。
同様に、スイッチSvHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSvHのエミッタ端子はスイッチSvLのコレクタ端子とV相端子に、スイッチSvLのエミッタ端子はN端子に接続され、V相アームを構成している。
また、スイッチSwHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSwHのエミッタ端子はスイッチSwLのコレクタ端子とW相端子に、スイッチSwLのエミッタ端子はN端子に接続され、W相アームを構成している。
制御回路60から出力される信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwlは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ20の半導体スイッチSuH、SuL、SvH、SvL、SwH、SwLのゲートに入力される。
信号Gh、Glも同様に変換された状態で制御回路60から出力され、それぞれDC/DCコンバータ40のスイッチSH、SLのゲートに入力される。
信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwlは、半導体スイッチSuH、SuL、SvH、SvL、SwH、SwLを制御し、これによりインバータ20は高電圧バッテリ50からDC/DCコンバータ40を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、車両駆動用モータ10に供給する。
また、車両駆動用モータ10を発電動作させる場合は、制御回路60の制御により、インバータ20は車両駆動用モータ10からの交流電圧を直流電圧に変換して高電圧バッテリ50に供給する。
また、DCリンクコンデンサ30の電圧および入力電圧平滑コンデンサCinの電圧(=高電圧バッテリ50の電圧)、インバータ20のU相、V相、W相の電流値が制御回路60に入力され、インバータ20およびDC/DCコンバータ40の制御に用いられる。
図3は、インバータ20の動作を説明するための図である。図中には、インバータ20のキャリア信号波形、U相、V相、W相それぞれの基本波信号波形(電圧指示値)、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Guh、Gvh、Gwh、U相、V相、W相のモータ相電流、およびインバータ20への入力電流Ipが示されている。
なお、信号Gulは信号Guhの反転信号、信号Gvlは信号Gvhの反転信号、信号Gwlは信号Gwhの反転信号になる。
信号Guh、Gvh、Gwh、Gul、Gvl、Gwlが、それぞれ半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのゲートに入力されることにより、U相、V相、W相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ20の入力電圧(P−N端子間電圧)に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。
各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
なお、インバータ20のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値の比(基本波振幅値/インバータキャリアゼロ−ピーク値)を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のcosφを力率と呼ぶ。
図4は、DC/DCコンバータ40の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ50からインバータ20へ向かっているときの動作である。図には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比指令値、DC/DCコンバータのキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSLのゲート信号Gl、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
ここで、昇圧比指令値とは、DC/DCコンバータ40の入力電圧をVIN、出力電圧(=DCリンクコンデンサ30電圧=インバータ20入力電圧)をVPNとすると、VPN/VINで表される。
図4に示す例では、昇圧比指令値がキャリア信号より大きい時は、Gl信号がHighとなってLowアーム側のスイッチSLがオンになり、昇圧比指令値がキャリア信号より小さい時は、Gl信号がLowとなってLowアーム側のスイッチSLはオフになる。
チョークコイル電流ILは、リップル電流が重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ILのリップルの振幅値は、チョークコイルLのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ioは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチSLのゲート信号Glをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比指令値、DC/DCコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSHのゲート信号Gh、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
図5に示す例では、昇圧比指令値がキャリア信号より小さい時は、Gh信号がHighとなってHighアーム側のスイッチSHがオンになり、昇圧比指令値がキャリア信号より大きい時は、Gh信号がLowとなってHighアーム側のスイッチSHはオフになる。
昇圧動作と同様に、チョークコイル電流ILはリップルが重畳された直流的な電流となり、出力電流Ioはパルス状の電流になる。図に示すように、スイッチSHのゲート信号Ghをコントロールすることにより、降圧動作を制御することができる。
DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapは、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioの差分であり、式(1)で表すことができる。
Icap=Ip−Io (1)
図3及び、図4、5に示すように、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioは、パルス状の電流波形である。したがって、IpとIoのパルス電流を一致させれば、DCリンクコンデンサ30の電流Icapを低減することができると考えられる。インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのパルスタイミングを一致させるには、各々のパルス電流の基本周波数と、基本周波数成分の位相を一致させる必要がある。
以上のことから、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioの基本周波数を一致させるためには、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍に設定すればよい。
モータ電流が1サイクルする区間で平均化すると、入力電流Ipの基本周波数成分は、インバータ20のキャリア信号が山または谷の時に振幅が最小となり、インバータ20のキャリア信号がゼロとなる時に振幅が最大となる。
一方、DC/DCコンバータ40の昇圧動作時には、図4に示すように、Lowアーム側スイッチSLのオン期間はチョークコイルLのエネルギー蓄積期間であり、Lowアーム側スイッチSLのオフ期間はチョークコイルに蓄積されたエネルギー(電流)を放出する期間となる。DC/DCコンバータ40の出力電流Ioがゼロになる時間は昇圧比指令値によって変化するが、DC/DCコンバータ40のキャリア信号が谷になる時は、出力電流Ioは必ずゼロとなる。したがって、出力電流Ioの基本周波数成分の振幅が最小となるのは、DC/DCコンバータ40のキャリア信号が谷になる時であり、振幅が最大となるのはDC/DCコンバータ40のキャリア信号が山になる時である。
以上のことから、インバータ20の入力電流Ipの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングと、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングを一致させれば、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータの出力電流Ioの位相を一致させることができる。すなわち、電流IpとIoの位相を一致させるには、インバータ20のキャリア信号が山若しくは谷となるタイミングで、DC/DCコンバータ40のキャリア信号が谷となるように、各々のキャリア信号の位相を設定すればよい。
図6と図7を比較すれば明らかなように、実施の形態1による、インバータ20とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の位相の最適化を行うことで、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのタイミングが一致し、DCリンクコンデンサ30を流れる電流Icapの実効値を大幅に低減することができる。また、図8では、インバータ20のキャリア信号周波数とDC/DCコンバータ40のキャリア信号周波数が同期していないため、IpとIoのタイミングが一致する時と、IpとIoのタイミングが一致しない時が存在する。その結果、図7の条件に比べるとIcapの電流実効値は低くなるものの、図6と比較すると、Icapの電流実効値は大きくなる。
図9は、モータを定格電力で動作させた時の、DCリンクコンデンサ30に流れる電流実効値を示す図である。図に示す電流実効値は相対値であり、インバータ20のキャリア信号波形とDC/DCコンバータ40のキャリア信号波形が同期していない従来方式において、モータ回転数が1000rpmの時の電流実効値を1としている。なお、ここではDC/DCコンバータ40の昇圧比指令値は2.0としている。図9に示すように、実施の形態1によるキャリア信号の最適化を行うことで、モータ回転数の全領域においてDCリンクコンデンサ30の電流実効値を低減することができる。特に、モータ回転数が1000rpm〜3000rpmの領域では、DCリンクコンデンサ30の電流低減効果は大きく、このためDCリンクコンデンサ30の小型化が可能となる。
また、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioの位相を一致させる方法については、インバータ20のキャリア信号波形が三角波の場合と同様に、インバータ20のキャリア信号波形が山または谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ40のキャリア信号波形が谷となるタイミングを一致させればよい。ただし、鋸波の場合、インバータ20のキャリア信号波形が山になるタイミングと谷になるタイミングは一致するため、このタイミングとDC/DCコンバータ40のキャリア信号波形が谷になるタイミングを一致させればよい。
図11は、以上の方法を適用し、鋸波形状の三角波比較方式のPWMインバータ20とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数と位相を最適化した時の動作波形を示す図である。図には、インバータ20のキャリア信号波形とDC/DCコンバータ40のキャリア信号波形、インバータ20の入力電流Ip、DC/DCコンバータ40の出力電流Io、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを示している。
図に示すように、実施の形態1による、鋸波形状の三角波比較方式のPWMインバータ20とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の最適化を行うことで、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのタイミングを一致させることができる。これにより、鋸波形状の三角波比較方式のPWMインバータ20においても、DCリンクコンデンサ30を流れるリップル電流実効値を低減することが可能となり、DCリンクコンデンサ30の小型化が可能となる。
この場合、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioがゼロになるのは、キャリア信号波形が山になる時であり、Ioの基本周波数成分の振幅が最大になるのはDC/DCコンバータ40のキャリア信号波形が谷になる時である。従って、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのタイミングを一致させるには、インバータ20のキャリア信号波形が山若しくは谷になるタイミングで、DC/DCコンバータ40のキャリア信号が山になるように、各々のキャリア信号の位相を設定すればよい。
このように、DC/DCコンバータ40のキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算方式によって、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の位相の関係は異なるが、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態になる期間の中心のタイミングと、DC/DCコンバータ40のLow側スイッチSLがオン状態になる期間の中心タイミングを一致させることにより、DCリンクコンデンサ30を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
図12は、空間電圧ベクトル制御を説明する図である。電圧ベクトル空間において、電圧ベクトルV0〜V7は、インバータ20のU、V、W相の瞬時の出力電圧状態を表しており、V0(0 0 0)は、U、V、W相のLowアーム側スイッチSuL、SvL、SwLが全てオンとなる状態、V7(1 1 1)は、U、V、W相のHighアーム側スイッチSuH、SvH、SwHが全てオンとなる状態であり、V0とV7は電圧ゼロベクトル状態を表す。また、例えばV6(1 1 0)は、U相とV相のHigh側スイッチSuH、SvHがオン、W相のHigh側スイッチSwHがオフになっている状態を示している。
図13は、電圧指令ベクトルV*が、正三角形V0(V7)、V4、V6内に存在する場合における、空間電圧ベクトル制御によるスイッチングパターンの一例を示す図である。図中、DはDC/DCコンバータ40のオンデューティを表し、0≦D<1の範囲で、昇圧動作時は昇圧比が大きいほど大きな値となり、降圧動作時は降圧比が小さいほど大きな値となる。Tはスイッチング周期を表す。
図13に示すようなスイッチングパターンでは、1つのスイッチング周期T内で電圧ベクトルV0、V4、V6、V7が1回づつ選択される。それぞれの電圧ベクトルの時間比率は、電圧指令ベクトルV*に応じて決定される。図13に示すように、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態になるのは周期T内に2回で、周期Tの前半t0と周期Tの後半t7の2回のパターンと、周期Tの前半t7と周期Tの後半t0の2回パターンが交互に発生する。t0、t4、t6、t7の時間区間は電圧指令ベクトルV*の変化に従って刻々と変化するが、図13に示すような隣接するスイッチング周期においては、t0A≒t0B、t7A≒t7Bの関係が成り立つ。その結果、スイッチング周期Tが切り替わるタイミングを中心とした2×t0または、2×t7の時間が、電圧ゼロベクトル状態の時間となる。
以上のことから、図13に示すスイッチングパターンでは、スイッチング周期Tの切り替わるタイミングが、インバータ20の入力電流Ipの基本周波数成分の振幅が最小になるタイミングである。従って、DC/DCコンバータ40の制御スイッチのスイッチングタイミングとしては、インバータ20のスイッチング周期Tの切り替わり時刻からD×T/2の間、昇圧動作時はスイッチSLを、降圧動作時はスイッチSHをオンにし、その後(1−D)×Tの間オフさせればよい。このようなスイッチングタイミングを実現することにより、パルス電流IpとIoの基本周波数成分の位相を一致させることが可能となり、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを低減する事ができる。
図14の場合、瞬時電圧出力はV0、V4、V6の3パターンであり、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態となるのは、Lowアーム側スイッチSuL、SvL、SwLが全てオンとなる状態のみである。よって、電圧ゼロベクトル状態となるのは周期T内に1回で、電圧ゼロベクトル状態が周期Tの前半に発生するパターンと、周期Tの後半に発生するパターンが交互に発生する。その結果、スイッチング周期2Tが切り替わるタイミングを中心として2×t0の時間が、電圧ゼロベクトル状態となる。
以上のことから、図14に示すスイッチングパターンでは、スイッチング周期2Tの切り替わりのタイミングが、インバータ20の入力電流Ipの基本周波数成分が最小となるタイミングである。従って、DC/DCコンバータ40のスイッチングタイミングとしては、インバータ20のスイッチング周期2Tの切り替わり時刻からD×Tの間、昇圧動作時はスイッチSLを、降圧動作時はスイッチSHをオンにし、その後、(1−D)×2Tの間オフさせればよい。このようなスイッチングタイミングにすることで、パルス電流IpとIoの基本周波数成分の位相を一致させることが可能となり、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを低減する事ができる。
図15は、インバータ20の力率を0.9、変調率を0.2、0.6、1.0とした時の、DC/DCコンバータ40のスイッチングタイミングのずれ量とDCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流の相対値との関係を示した図である。図15から、スイッチングタイミングが最適位相値より若干ずれていても、変調率に関わりなくDCリンクコンデンサ30のリップル電流の抑制効果があることが分かる。インバータ20の駆動条件にも依存するが、スイッチングタイミングのずれがDC/DCコンバータ40のスイッチング周期の±10%以内であれば、十分に効果があることが分かる。
図16は、この制御方式によるインバータ20のスイッチングタイミングとDC/DCコンバータ40のスイッチングタイミングの関係を示す図である。GZEROは電圧ゼロベクトル信号で、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態の時にHigh、それ以外の時にLowとなる。図に示すように、DC/DCコンバータ40のLow側スイッチSLがオンとなるのは、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態に移行する時刻からD×Tの時間である。それ以外の時間では、SLはオフである。なお、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングは、一定周期Tで発生するのではなく、T±ΔTの不定周期で発生する。ここで、ΔTはインバータ20のスイッチング状態により刻々と変動する値であるが、ΔTの平均値はほぼゼロである。
従って、このような制御方式を用いた場合は、DC/DCコンバータ40のオンデューティDが一定値の場合、DC/DCコンバータ40のLow側スイッチSLのオン時間は一定値となるが、SLのオフ時間は、(1−D)×(T±ΔT)となり、一定値とならない。
図17は、この制御方式によるインバータ20のスイッチングタイミングとDC/DCコンバータ40のスイッチングタイミングの関係を示す図である。図に示すように、DC/DCコンバータ40のLow側スイッチSLがオフとなるのは、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態からそれ以外の瞬時電圧値に移行する時刻から(1−D)×Tの時間である。それ以外の時間では、SLはオンである。なお、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態からそれ以外の瞬時電圧値に移行するタイミングは、一定周期Tで発生するのではなく、T±ΔTの不定周期で発生する。ここで、ΔTはインバータ20のスイッチング状態により刻々と変動する値であるが、ΔTの平均値はほぼゼロである。
このような制御方式を用いた場合は、DC/DCコンバータ40のオンデューティDが一定値の場合、DC/DCコンバータ40のLow側スイッチSLのオフ時間は一定値となるが、SLのオン時間は、D×(T±ΔT)となり、一定値とならない。
また、実施の形態1によれば、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態となる期間の中心のタイミングと、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioがゼロとなる期間の中心のタイミングをほぼ一致させるようにしたので、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを最小化することが可能となり、DCリンクコンデンサ30を更に小型化することができる。
また、実施の形態1によれば、インバータ20とDC/DCコンバータ40を三角波比較方式のPWM制御とし、インバータ20のキャリア信号波形が山及び谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ40のキャリア信号波形が谷或いは山となるタイミングをほぼ一致させることで、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを最小化することが可能となり、DCリンクコンデンサ30を更に小型化することができる。
また、実施の形態1によれば、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態に移行するタイミングと、DC/DCコンバータ40の出力電流がゼロになるタイミングをほぼ一致させることにより、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを低減することが可能となり、DCリンクコンデンサ30を小型化することができる。
また、実施の形態1によれば、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態から電圧ゼロベクトル以外の状態に移行するタイミングと、DC/DCコンバータ40の出力電流が流れ始めるタイミングをほぼ一致させることにより、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを低減することが可能となり、DCリンクコンデンサ30を小型化することができる。
図18は、この発明の実施の形態2によるモータ駆動装置101の構成を示す図である。図1と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態1との相違点は、DC/DCコンバータ41がマルチフェーズ方式(ここでは2フェーズ)となっている点である。DC/DCコンバータ41は、DC/DCコンバータ41a、DC/DCコンバータ41bにより構成される。マルチフェーズ方式のDC/DCコンバータは、複数のDC/DCコンバータの並列接続によって構成され、各々のDC/DCコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズDC/DCコンバータのメリットは、入力電圧平滑コンデンサCinとDCリンクコンデンサ30のリップル電流を低減できることである。デメリットは、複数のDC/DCコンバータを制御する必要があるので、制御装置が複雑になることである。そのため、マルチフェーズDC/DCコンバータは、比較的大容量のDC/DCコンバータを構成する時に用いられる。
まず、2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の動作について説明する。2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の制御方法は種々あるが、実施の形態2では、DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相を180度ずらす方式とする。
DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号位相を180度ずらす理由について説明する。図19は、2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の昇圧動作を説明するための図である。ここではDC/DCコンバータ41a、41bのオンデューティDは0.6である。Gl1はDC/DCコンバータ41aのLow側スイッチSL1への制御信号、Gl2はDC/DCコンバータ41bのLow側スイッチSL2への制御信号で、Gl1とGl2の位相は180度ずれている。IL1、IL2は、それぞれDC/DCコンバータ41a、DC/DCコンバータ41bのチョークコイルL1、L2を流れる電流で、IL1とIL2は、ほぼ同じ値となるように制御回路60によって制御される。Io1、Io2は、それぞれDC/DCコンバータ41a、DC/DCコンバータ41bの出力電流で、DC/DCコンバータ41の出力電流IoはIo1とIo2の総和となる。
DC/DCコンバータ41の出力電流波形は、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周期Tの間に、パルス幅(1−D)×Tのパルス電流が2回出力される。それ以外の時間は、出力電流Ioはゼロとなる。
このように、2つのDC/DCコンバータのキャリア位相を180度ずらすことで、DC/DCコンバータ41aの出力電流Io1とDC/DCコンバータ41bの出力電流Io2が交互に出力され、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数を、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周波数の2倍にすることができる。
インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ41の出力電流Ioのパルス電流の基本周波数と、基本周波数成分の位相を一致させれば、DCリンクコンデンサ30の電流Icapを低減することができるのは、実施の形態1と同様である。
インバータ20への入力電流Ipは、パルス状の電流波形であり、三角波比較方式のPWMインバータでは、入力電流Ipの基本周波数はインバータキャリア信号周波数の2倍となる。また、2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数も、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア位相を180度ずらすことにより、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周波数の2倍となる。従って、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数を一致させるためには、DC/DCコンバータ41のキャリア信号の周波数とインバータ20のキャリア信号の周波数を等しくすればよい。
前述したように、DC/DCコンバータ41a、41bのオンデューティDが0.6の場合、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioがゼロとなる期間が存在する。この期間は、2つのDC/DCコンバータ41a、41bのLow側スイッチSL1、SL2が、いずれもオンになる期間と一致する。従って、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、DC/DCコンバータ41a、41bのLow側スイッチSL1、SL2がいずれもオンとなるタイミングを一致させることにより、インバータ20への入力電流Ipと、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの位相を一致させることができる。
図20は、上述の方法を適用し、三角波比較方式のPWMインバータ20とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相を最適化した時の動作波形を示す図である。図に示すように、インバータ20のキャリア信号が山及び谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ41a及びDC/DCコンバータ41bのキャリア信号が山と谷の中点となるタイミングをほぼ一致させている。また、図21は、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相が最適化されていない場合の動作波形を示す図である。なお、ここでのインバータ20の駆動条件は変調率1.0、力率0.9とし、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値は2.5である。
図20と図21を比較して明らかなように、実施の形態2による位相の最適化を行うことにより、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ41の出力電流Ioのタイミングが一致し、DCリンクコンデンサ30を流れる電流Icapの実効値を大幅に低減することができる。
図22は、オンデューティDが0.33の時のDC/DCコンバータ41の動作を説明する図である。図に示すように、オンデューティDが0.5より小さい場合、DC/DCコンバータ41aの出力電流Io1とDC/DCコンバータ41bの出力電流Io2の重なり時間が存在するため、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioは、直流電流成分にパルス電流が重畳されたような波形となる。重畳されるパルス電流は、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周期Tの間に2回出力され、そのパルス幅は(1/2−D)×Tである。このように、オンデューティDが0.5より小さい場合でも、直流電流成分は重畳されるものの、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数を、DC/DCコンバータのキャリア信号周波数の2倍にすることができる。
DC/DCコンバータ41の出力電流Ioが最小となる期間は、DC/DCコンバータ41a、41bのLow側スイッチSL1、SL2のいずれかがオンしている時である。従って、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態になるタイミングと、DC/DCコンバータ41a、41bのLow側スイッチSL1、SL2のいずれかがオンになるタイミングを一致させることで、インバータ20への入力電流Ipと、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの位相を一致させることができる。
図23に、上述の方法を適用し、三角波比較方式のPWMインバータ20と、オンデューティDが0.33のDC/DCコンバータ41の位相を最適化した時の動作波形を示す。図に示すように、インバータ20のキャリア信号の山及び谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ41aのキャリア信号の谷となるタイミングをほぼ一致させ、インバータ20のキャリア信号の谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ41bのキャリア信号の谷をほぼ一致させている。インバータ20の駆動条件は変調率1.0、力率0.9とし、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値は1.5である。
このように、DC/DCコンバータ41のオンデューティDが0.33の場合においても、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ41の出力電流Ioのタイミングが一致し、DCリンクコンデンサ30を流れる電流Icapの実効値を大幅に低減することができる。
DC/DCコンバータ41が電流連続モードで昇圧動作を行っている場合、昇圧比指令値nとLow側スイッチSL1、SL2のオンデューティDLの間には、式(2)の関係式が成り立つ。
DL≒1−1/n (2)
式(2)より、昇圧動作時でオンデューティDが0.5より大きくなるのは昇圧比指令値nが2.0より大きい場合であり、オンデューティDが0.5より小さくなるのは、昇圧比指令値nが2.0より小さい場合である。
また、DC/DCコンバータ41が電流連続モードで降圧動作を行っている場合、昇圧比指令値nとHigh側スイッチSH1、SH2のオンデューティDHの間には、式(3)の関係式が成り立つ。
DH≒1/n (3)
式(3)より、降圧動作時においても、オンデューティDが0.5より大きくなるのは昇圧比指令値nが2.0より大きい場合であり、オンデューティDが0.5より小さくなるのは、昇圧比指令値nが2.0より小さい場合である。
実施の形態3によるモータ駆動装置の構成は、図18に示す実施の形態2と同一である。実施の形態2では、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数は、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周波数の2倍になるように、DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相を180度ずらした。実施の形態3では、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの基本周波数と、DC/DCコンバータ41のキャリア信号周波数が同じになるように、DC/DCコンバータ41を制御する。
図24は、実施の形態3による、DC/DCコンバータ41の昇圧動作を説明する図である。GZEROは電圧ゼロベクトル信号で、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態の時にHigh、それ以外の時にLowとなる。Gl1はDC/DCコンバータ41aのLow側スイッチSL1のオン信号、Gl2はDC/DCコンバータ41bのLow側スイッチSL2のオン信号である。
図に示すように、実施の形態3では、電圧ゼロベクトル信号GZEROがHighからLowに移行する時に、Gl1をHighからLowに移行し、電圧ゼロベクトル信号GZEROがLowからHighに移行する時にGl2をLowからHighに移行している。DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのオンデューティをDとすると、Gl1がHigh状態を維持する時間(Low側スイッチSL1がオンしている時間)はD×Tであり、Gl2がLow状態を維持する時間(Low側スイッチSL2がオフしている時間)は(1−D)×Tである。
図25は、実施の形態3により、インバータ20とDC/DCコンバータ41のタイミングを最適化した時の動作波形を示す図である。インバータ20の駆動条件は変調率1.0、力率0.9とし、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値は2.5である。実施の形態3による最適化を行うことにより、インバータ20の入力電流IpとDC/DCコンバータ41の出力電流Ioのタイミングを、より正確に一致させることができるようになり、DCリンクコンデンサ30のリップル電流をより低減することが可能となる。
なお、DC/DCコンバータ41の降圧動作時においても、昇圧動作時と同様にDCリンクコンデンサ30の電流を低減することができる。
実施の形態4によるモータ駆動装置の構成は、図18に示す実施の形態2と同一である。実施の形態4では、DC/DCコンバータ41の出力電圧VPNとインバータ20の変調率の最適化を行うことにより、DCリンクコンデンサ30のリップル電流を更に低減する。
インバータ20の交流出力電圧VINVは、DC/DCコンバータ41の出力電圧VPNとインバータ20の変調率mの積に比例する。また、DC/DCコンバータ41の出力電圧VPNは、高電圧バッテリ50の電圧VINとDC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nの積となるので、インバータ20の交流出力電圧VINVは、式(4)で表される。
VINV=VIN×n×m×k (4)
ここで、kはインバータ20の制御方式により決まる定数である。式(4)より、同一のインバータ20の交流出力電圧VINVを得るための昇圧比指令値nと変調率mの選択肢は無数に存在することになる。
通常は、インバータ20とDC/DCコンバータ41のスイッチング損失を抑制するため、DC/DCコンバータ41の出力電圧VPNは必要最小限の電圧値にするのが一般的である。図26は、インバータ20の交流出力電圧VINVと変調率m、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nの一般的な関係を示す図である。図に示すように、DC/DCコンバータ41が昇圧動作を行う時のインバータ20の変調率mは常に1であり、インバータ20の変調率が1未満の時のDC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nは常に1となり、DC/DCコンバータ41はスイッチング動作を行わない状態となる。
実施の形態4では、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nとインバータ20の変調率mの最適化を行い、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioとインバータ20の入力電流Ipのタイミングを一致させることで、DCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値を低減することが可能となる。図27は、DCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値を低減するための、インバータ20の交流出力電圧VINVと変調率m、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nの関係を示す図である。図26に示す関係との相違点は、インバータ20の交流出力電圧VINVが低い領域では、昇圧比指令値nを1より大きな値とし、変調率mを下げる領域を設けている点である。
図28は、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値が1で、スイッチング動作を行わない時のDCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値と、実施の形態4を適用した場合のDCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値(共に相対値)を示す図である。ここではインバータ20の力率は0.9とした。図から明らかなように、実施の形態4により、DCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値を低減することが可能となる。実施の形態4によるDCリンクコンデンサ30のリップル電流低減効果は、約25%となる。
以上のように、実施の形態4によれば、DC/DCコンバータ41の昇圧比指令値nとインバータ20の変調率mの最適化を行い、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioとインバータ20の入力電流Ipのタイミングを一致させることにより、DCリンクコンデンサ30のリップル電流実効値を低減することが可能となり、DCリンクコンデンサ30を小型化することができる。
図29は、この発明の実施の形態5による、モータ駆動装置102の構成を示す図である。図1及び図18と同一の符号は同一の構成要素を表している。図18との相違点は、DC/DCコンバータ42が3フェーズ方式となっている点である。DC/DCコンバータ42は、DC/DCコンバータ42a、DC/DCコンバータ42b、DC/DCコンバータ42cにより構成される。DC/DCコンバータ42a、DC/DCコンバータ42b、及びDC/DCコンバータ42cの構成は、DC/DCコンバータ41a及びDC/DCコンバータ41bと同じである。
インバータ20が三角波比較方式のPWM制御の場合、インバータ20への入力電流Ipと3フェーズ方式のDC/DCコンバータ42の出力電流Ioの基本周波数を一致させるためには、DC/DCコンバータ42のキャリア信号の周波数を、インバータ20のキャリア信号の周波数の3分の2倍にすればよい。
図30は、オンデューティDが0.8の時のDC/DCコンバータ42の動作を説明する図である。オンデューティDが0.667以上の場合、DC/DCコンバータ42の出力電流Ioがゼロとなる期間が存在する。この期間は、3つのDC/DCコンバータ42a、42b、42cのLow側スイッチSL1、SL2、SL3が、いずれもオンとなる時である。従って、インバータ20が電圧ゼロベクトル状態となるタイミングと、DC/DCコンバータ42a、42b、42cがいずれもオンとなるタイミングを一致させることで、インバータ20への入力電流Ipと、DC/DCコンバータ42の出力電流Ioの位相を一致させることができる。インバータ20が三角波比較方式のPWM制御の場合、インバータ20のキャリア信号の山または谷となるタイミングと、DC/DCコンバータ42a、42b、42cのうちのいずれかのキャリア信号の谷となるタイミングを一致させることで、インバータ20への入力電流Ipと、DC/DCコンバータ42の出力電流Ioの位相を一致させることができる。
ここで、式(2)より、オンデューティDが0.667となるのは昇圧比指令値が約3.0となる場合であり、オンデューティDが0.333となるのは昇圧比指令値が約1.5となる場合である。従って、昇圧比指令値3.0と1.5を閾値として、DCリンクコンデンサ30のリップル電流を最小化するための、インバータ20とDC/DCコンバータ42の最適位相が変化することになる。
なお、実施の形態5では三角波比較PWM方式のインバータについて説明したが、鋸波比較PWMインバータ、空間電圧ベクトルPWMインバータにおいても、本方式を適用することで、DCリンクコンデンサ30を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
また、4フェーズ方式のDC/DCコンバータについても、昇圧比指令値nが4.0以上の場合と4.0より小さい場合とで同様の結果が得られる。
図33は、この発明の実施の形態6による、モータ駆動装置103の構成を示す図である。図1と同一の符号は同一の構成要素を表している。図1との相違点は、DCリンクコンデンサ30を共通の直流入力とする複数(ここでは2つ)のインバータ21,22を有している点である。インバータ21は車両駆動用モータ11を、インバータ22は車両駆動用モータ12を制御する。
車両駆動用モータ11、12は、車両走行時の推進力を供給する時の電動機としての動作や、エンジンの駆動力や車両減速時の運動エネルギーなどを電気エネルギーに変換する時の発電機としての動作を、独立に制御することが可能である。そのため、このような構成のモータ駆動装置103では、一方のモータを発電機として動作させ、その発電電力をもう一方のモータで利用することや、バッテリの電力を利用して2つのモータを電動機として動作させること、また、2つのモータを発電機として動作させることでバッテリを充電することが可能である。
このような構成のモータ駆動装置103では、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流Icapは、インバータ21の入力電流Ip1とインバータ22の入力電流Ip2の総和と、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioの差分である。したがって、Ip1とIp2の総和としてのインバータの総入力電流と、DC/DCコンバータ40の出力電流Ioを一致させれば、DCリンクコンデンサ30のリップル電流Icapを低減することができる。
基準信号選択手段は、インバータ21(車両駆動用モータ11)、インバータ22(車両駆動用モータ12)の制御電力量あるいは交流電流量を判定基準とし、制御電力量あるいは交流電流量が大きな方のインバータのキャリア信号を基準信号として選択する。最適位相制御手段は、実施の形態1から実施の形態5のいずれかと同様の方法により、基準信号選択部61により決定されたインバータのキャリア信号に基づいて、DCリンクコンデンサ30の電流Icapを最小とするためのDC/DCコンバータ40のスイッチングタイミングを決定する。このような制御を行うことで、インバータの総入力電流として支配的となるパルス電流(Ip1、Ip2のいずれか)と、同じくパルス電流となるDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのタイミングを一致することができ、DCリンクコンデンサ30のリップル電流Icapを低減することが可能となる。
なお、実施の形態6では、インバータが2つの場合について説明したが、インバータが3つ以上ある場合においても同様である。
Claims (17)
- 電力供給源と、DC/DCコンバータと、インバータと、DCリンクコンデンサを備え、
上記DCリンクコンデンサは、上記インバータと上記DC/DCコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、
上記インバータへの入力電流がゼロになる期間に、
上記DC/DCコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるように電力供給を制御することを特徴とするモータ駆動装置。 - インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と、DC/DCコンバータを駆動するためのDC/DCコンバータキャリア信号の周波数を同期させたことを特徴とする請求項1記載のモータ駆動装置。
- DC/DCコンバータのキャリア信号の周波数と上記DC/DCコンバータのフェーズ数の積は、インバータキャリア信号の周波数の2倍と等しいことを特徴とする請求項1または請求項2記載のモータ駆動装置。
- DC/DCコンバータのキャリア信号の周波数と上記DC/DCコンバータのフェーズ数の積は、インバータキャリア信号の周波数と等しいことを特徴とする請求項1または請求項2記載のモータ駆動装置。
- インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、DC/DCコンバータの出力電流がゼロになる期間の中心を一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。
- インバータとDC/DCコンバータは三角波比較方式のPWM制御によるものであり、
上記インバータのキャリア信号の山および谷のタイミングと、上記DC/DCコンバータのキャリア信号の山或いは谷のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータへの入力電流がゼロになるタイミングと、DC/DCコンバータの出力電流がゼロになるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。
- インバータへの入力電流がゼロではなくなるタイミングと、DC/DCコンバータの出力電流がゼロではなくなるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。
- DC/DCコンバータは、複数のDC/DCコンバータユニットで構成されたマルチフェーズ方式のDC/DCコンバータで、昇圧比指令値がフェーズ数未満であり、
インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、いずれかのDC/DCコンバータユニットの出力電流がゼロになる期間の中心とを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - DC/DCコンバータは、複数のDC/DCコンバータユニットで構成されたマルチフェーズ方式のDC/DCコンバータで、昇圧比指令値がフェーズ数以上であり、
インバータへの入力電流がゼロになる期間の中心と、DC/DCコンバータの出力電流がゼロになる期間の中心とを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータとDC/DCコンバータは三角波比較方式のPWM制御によるものであり、
上記DC/DCコンバータは、第1のDC/DCコンバータと第2のDC/DCコンバータを備えた2フェーズ方式のDC/DCコンバータであり、上記第1のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差は180度で、昇圧比指令値は2未満であり、
上記インバータのキャリア信号の山のタイミングと上記第1のDC/DCコンバータのキャリア信号の谷のタイミングを一致させ、上記インバータのキャリア信号の谷のタイミングと上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の谷のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータとDC/DCコンバータは三角波比較方式のPWM制御によるものであり、
上記DC/DCコンバータは、第1のDC/DCコンバータと第2のDC/DCコンバータを備えた2フェーズ方式のDC/DCコンバータであり、上記第1のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差は180度で、昇圧比指令値は2以上であり、
上記インバータのキャリア信号の山および谷のタイミングと、上記第1のDC/DCコンバータおよび上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の山と谷の中点のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - DC/DCコンバータは、2つのDC/DCコンバータユニットを備えた2フェーズ方式のDC/DCコンバータであり、
インバータへの入力電流がゼロになるタイミングと一方のDC/DCコンバータユニットの出力電流がゼロになるタイミングを一致させ、上記インバータへの入力電流がゼロではなくなるタイミングと他方のDC/DCコンバータユニットの出力電流がゼロではなくなるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータの変調率が0.2〜1.0の領域において、DC/DCコンバータの昇圧動作および降圧動作を行う領域を設けたことを特徴とする請求項1から請求項13のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。
- インバータとDC/DCコンバータは三角波比較方式のPWM制御によるものであり、
上記DC/DCコンバータは、第1のDC/DCコンバータと第2のDC/DCコンバータと第3のDC/DCコンバータを備えた3フェーズ方式のDC/DCコンバータであり、上記第1のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差及び上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第3のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差は120度で、昇圧比指令値は1.5未満または3以上であり、
上記インバータのキャリア信号の山または谷となるタイミングと、上記第1から第3のDC/DCコンバータのうちのいずれかのキャリア信号の谷となるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータとDC/DCコンバータは三角波比較方式のPWM制御によるものであり、
上記DC/DCコンバータは、第1のDC/DCコンバータと第2のDC/DCコンバータと第3のDC/DCコンバータを備えた3フェーズ方式のDC/DCコンバータであり、上記第1のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差及び上記第2のDC/DCコンバータのキャリア信号と上記第3のDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差は120度で、昇圧比指令値は1.5以上3未満であり、
上記インバータのキャリア信号の山または谷となるタイミングと、上記第1から第3のDC/DCコンバータのうちのいずれかのキャリア信号の山となるタイミングを一致させたことを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。 - インバータを複数備え、
DCリンクコンデンサは、上記複数のインバータとDC/DCコンバータの間に接続されて電圧を平滑化し、
上記複数のインバータのうち、出力電力または出力電流が最も大きなインバータへの入力電流がゼロになる期間に、
上記DC/DCコンバータの出力電流がゼロになる期間を設けるように電力供給を制御することを特徴とする請求項1から請求項16のうちのいずれか1項記載のモータ駆動装置。
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