JP5362657B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの分散電源を電力系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来のパワーコンディショナでは、太陽光電圧をチョッパ回路で昇圧した直流電圧を直流電源とした第１のインバータと、他のフルブリッジインバータとの交流側出力端子を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成している。第１のインバータは商用周波数のパルス電圧を出力し、電力変換装置の出力波形が正弦波交流になるように、正弦波交流と第１のインバータの出力電圧の差分電圧を他のインバータが出力している（例えば、特許文献１参照）。

また、従来の別例によるパワーコンディショナは、方形波変換器とＰＷＭ変換器とで構成され、方形波変換器にもＰＷＭ動作機能を持たせ、系統電圧の大きな変動発生時には全部をＰＷＭ変換器とする（例えば、特許文献２参照）。

国際公開ＷＯ２００６／０９０６７４号公報 特開平１１−２１５８４０号公報

上記特許文献１記載の電力変換装置では、第１のインバータは系統電圧の周期のパルス出力を行っており、その出力期間で第１のインバータが出す電力が電力変換装置の出力電力になるような条件をみたせば、他のインバータの出力電力はトータルで０となり、他のインバータの母線電圧は保たれる。また、他のインバータの母線電圧を第１のインバータの母線電圧値よりも小さくすることで、スイッチング損失を低減する。しかしながら、系統電圧が瞬時電圧低下など大きく変動すると、上記のように他のインバータの母線電圧を保って電力変換装置の運転を継続するのが困難になる。
また、上記特許文献２記載の電力変換装置では、系統電圧の大きな変動発生時には方形波変換器とＰＷＭ変換器との双方をＰＷＭ制御して運転するものであるが、方形波変換器とＰＷＭ変換器とは通常時から直流電源を共用してスイッチング損失の大きい構成であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数のインバータを直列接続して電力系統に連系する電力変換装置において、変換効率の向上を図り、入出力電圧が大きく変動するときも信頼性良く運転を継続することを目的とする。

この発明による電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有し、該平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、該第１のインバータの交流出力線に直列接続され、上記平滑コンデンサの電圧より低電圧の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第２のインバータと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第１、第２のインバータを出力制御する制御装置とを備え、上記第１、第２のインバータの各出力電圧和による出力を電力系統に連系する。上記制御装置は、通常時の第１の制御モードと、入出力電圧の異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有し、上記第１の制御モードでは、上記第１のインバータから低周波数でパルス電圧を出力させ、上記第２のインバータを高周波ＰＷＭ制御して、各出力電圧和による出力電圧を上記系統電圧に制御すると共に、上記第１のインバータの出力発生期間を調整して上記第２のインバータが扱う電力量を１周期で概０に制御し、上記第２の制御モードでは、上記第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御して出力電圧を上記系統電圧に制御し、上記第２のインバータは出力電圧０となるように制御するものである。

この発明による電力変換装置は、第１のインバータと第２のインバータとを組み合わせて出力するため、第１のインバータの入力直流電圧は低いもので良く、通常時はさらに低電圧を直流入力とする第２のインバータによるＰＷＭ制御を、電力収支を１周期で概０として行う。このため、装置構成が小型で低コストで、変換効率の高い電力変換装置となる。そして、入出力電圧の異常時の制御モードを有して、異常時には第２のインバータは出力電圧０として、第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御するため、第２のインバータの直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。また、異常時の制御モードでは、第１のインバータのみをＰＷＭ制御し、第２のインバータはスイッチングしないため、双方をＰＷＭ制御するよりもスイッチング損失の増大を抑制できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による通常時の電力変換装置全体の出力電圧および第１、第２のインバータの出力電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第２の制御モードを説明する図である。 この発明の実施の形態１による第２の制御モードでの電力変換装置全体の出力電圧および第１、第２のインバータの出力電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による第２のインバータのゲート駆動電源の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態４の別例による電力変換装置の主回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態４の第２の別例による電力変換装置の主回路構成を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。この電力変換装置は、直流電源としての太陽電池１からの直流電力を交流電力に変換して正弦波交流である電力系統７に接続する、即ち電力系統７との連系運転を行う。
図１に示すように、電力変換装置の主回路は、太陽電池１の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を直流入力とする第１のインバータ３と、第１のインバータ３の交流出力線の一方に直列接続された第２のインバータ４と、図示しないリアクトルおよびコンデンサから成り、第２のインバータ４の後段に接続された平滑フィルタ６とを備える。

第１のインバータ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとしての第１のコンデンサ２と、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子１２〜１５から成る単相インバータとから構成される。第２のインバータ４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子１６〜１９から成る単相インバータと、直流電圧源としての第２のコンデンサ５とを備える。そして、第１のインバータ３の出力電圧と第２のインバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して電力系統７に接続する。
なお、第２のコンデンサ５の電圧Ｖ２は、第１のコンデンサ２の電圧Ｖ１に比べて小さく設定されている。

第１、第２のインバータ３、４内の半導体スイッチング素子１２〜１５、１６〜１９は、ＩＧＢＴに限らずＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型半導体素子を用い、逆並列接続されるダイオードは、素子の寄生ダイオードを用いても良い。各半導体スイッチング素子１２〜１５、１６〜１９はそれぞれゲート駆動回路１２ａ〜１５ａ、１６ａ〜１９ａを備えて駆動される。
また、電力変換装置は、主回路を制御する制御装置としての制御回路１０を備え、制御回路１０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の演算素子（図示せず）を有して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１および第１、第２のインバータ３、４を制御するゲート駆動信号２３、８、９を生成する。

制御回路１０は、第１の制御モードとしての通常時の制御モードと、異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有すると共に、電力変換装置の入力電圧や出力電圧、電流等の制御に必要な情報を入力して、それらの情報に基づいてゲート駆動信号２３、８、９を生成する。その際、電力系統７の瞬時電圧低下（以下、瞬低と称す）等の電圧異常を検出し、異常時には通常時の制御モードから第２の制御モードに切り替えてゲート駆動信号２３、８、９を生成する。図１に示すＶ１モード、ＰＷＭモード、スルーモードは、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ１１、第１のインバータ３、第２のインバータ４における第２の制御モードである。

このように構成される電力変換装置の動作を以下に説明する。
通常時の制御モードにおける各部の電圧波形を図２に示す。図２（ａ）に示すように、系統電圧に制御される電力変換装置の出力電圧２０は正弦波となり、第１のインバータ３の出力電圧２１は低周波数のパルス電圧である。この場合、第１のインバータ３は、系統電圧（電力変換装置の出力電圧２０）の絶対値が所定電圧ＶＴＨ以上である期間にパルス電圧を出力し、即ち、系統電圧の半周期に１パルスの電圧を出力する。また、図２（ｂ）は第２のインバータ４の出力電圧２２を示し、図に示すように、第２のインバータ４は、電力変換装置の出力電圧２０と第１のインバータ３の出力電圧２１との差分電圧を高周波ＰＷＭ制御により出力する。
第１のインバータ３と第２のインバータ４とは直列接続されて電力変換装置を構成するため、第１のインバータの出力電圧２１と第２のインバータ４の出力電圧２２との電圧和が、電力変換装置の出力電圧２０となる。

第２のインバータ４の出力電力は正極性、負極性の双方の期間が存在し、第２のコンデンサ５は、第２のインバータ４の出力電力が正極性時に放電し、負極性時に充電される。第１のインバータ３は、第２のインバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように、即ち、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように出力発生期間を調整して出力される。この場合、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、太陽電池１が最大電力点動作するように制御され、太陽電池１の電圧を昇圧して出力する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する第１のコンデンサ２の電圧Ｖ１、即ち第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１に応じて所定電圧ＶＴＨの値は決定される。

第２のインバータ４の母線電圧となる第２のコンデンサの電圧Ｖ２は、第１のコンデンサの電圧Ｖ１より低く、また、第２のインバータ４が要求される電圧を出力するためには、以下の式（１）、式（２）で示す電圧条件を満たす必要がある。
Ｖ２≧ＶＴＨ ・・・式（１）
Ｖ２≧Ｖ１−ＶＴＨ ・・・式（２）
第２のコンデンサの電圧Ｖ２を上記のように設定することで、電力変換装置は正弦波の出力電圧を信頼性良く出力できる。

次に、電力系統７の瞬低等による電圧異常時の動作について説明する。制御回路１０は電力系統７の電圧異常を検出して制御モードを通常モードから第２の制御モードに切り替える。なお、電力変換装置の出力電圧は系統電圧に制御されるため、瞬低等の系統電圧の異常時は、電力変換装置の出力電圧の異常時となる。
図３は、第２の制御モードにおける電力変換装置の制御および動作を説明する図である。図３に示すように、第２の制御モードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１はＶ１モードで、第１のインバータ３はＰＷＭモードで、第２のインバータ４はスルーモードで制御される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、異常時のＶ１モードにおいて、出力電圧が規定電圧Ｖ１ａになるように制御される。第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１となるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、通常モードでは太陽電池１の最大電力点動作により決定され、系統電圧の通常時（正弦波電圧時）のピーク電圧より低くなるように設計されている。異常時のＶ１モードでは、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１１は制御される。

第１のインバータ３は、異常時のＰＷＭモードにおいて、高周波ＰＷＭ制御により系統電圧と同等の電圧を出力する。また、第２のインバータ４は、異常時のスルーモードにおいて、４つの半導体スイッチング素子１６〜１９のうち高電位側の２素子１６、１８もしくは低電位側の２素子１７、１９をオンして、出力電流が第２のコンデンサ５を通過しないようなスイッチング状態であるスルーモードで動作し出力電圧は０となる。

異常時の第２の制御モードにおける各部の電圧波形を図４に示す。図４（ａ）は、瞬低時の系統電圧に制御される電力変換装置の出力電圧２０ａ、および第１のインバータ３の出力電圧２１ａを示し、図４（ｂ）は第２のインバータ４の出力電圧２２ａを示す。なお図４（ａ）において、第１のインバータ３の出力電圧２１ａの電圧波形を平滑フィルタ６で平滑すると、電力変換装置の出力電圧２０ａの電圧波形と一致する。

この実施の形態では、第１のインバータ３と第２のインバータ４とを組み合わせて各出力電圧の電圧和により出力するため、第１のインバータ３の入力直流電圧は低いもので良く、通常時はさらに低電圧を直流入力とする第２のインバータ４による高周波ＰＷＭ制御を、電力収支を半周期あるいは１周期で概０として行う。
このため、通常時に高周波ＰＷＭ制御される第２のインバータ４の母線電圧Ｖ２を比較的低い電圧にでき、性能の良い低耐圧な素子を選択できると共に、高周波ＰＷＭ制御によるスイッチング損失を格段と低減できる。また平滑フィルタ６内のリアクトルの小型化、低損失化も期待できる。また、第２のインバータ４は第２のコンデンサ５以外に外部の直流電源を有する必要がない。このように、小型で低コストで電力損失の低減化の促進した装置構成が実現できる。

また、瞬低等の系統電圧の異常時、即ち、電力変換装置の出力電圧の異常時に、電力変換装置の制御モードを上述したような第２の制御モードに切り替える。
系統電圧の異常時に、仮に通常モードを継続する場合について以下に説明する。上述したように、通常モードでは、第１のインバータ３は、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。所定電圧ＶＴＨは系統電圧、即ち電力変換装置全体の出力電圧に応じて変動する。また、第２のコンデンサの電圧Ｖ２は上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たす必要がある。このため、系統電圧の異常時に、通常モードを継続しようとすると、系統電圧が変動しても第２のコンデンサの電圧Ｖ２が上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たすように、電圧Ｖ２を大きく設定する必要があり、高周波ＰＷＭ制御する第２のインバータ４の電力損失を増大させる。また電圧Ｖ２の大きさが充分でないと、通常モードでの電力変換装置の運転が継続できない。

この実施の形態では、系統電圧の異常時に第２の制御モードを用いることで、第２のコンデンサの電圧Ｖ２を大きく設定する必要がなく、系統電圧の異常時にも電力変換装置の出力電圧を系統電圧に信頼性良く制御でき運転継続できる。
第２の制御モードでは、比較的高い電圧を母線電圧Ｖ１とする第１のインバータ３を高周波ＰＷＭ制御するが、瞬低時などの異常時のみで短期間であるため、電力損失の増大は僅かである。またその間は、第２のインバータ４のスルーモードを継続させるため電力損失の増大を抑制すると共に、第２のインバータ４の直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。

さらに、第２の制御モードでは、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。制御回路１０は、系統電圧の電圧異常を検出すると、まずＤＣ／ＤＣコンバータ１１をＶ１モードに切り替え、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１を規定電圧Ｖ１ａに上昇させた後、第２のインバータ４をスルーモードに、第１のインバータ３をＰＷＭモードに切り替える。これにより系統電圧の復帰時に電力系統７から電力変換装置への潮流を防ぐことができる。
また第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が十分な値であれば、太陽電池１のような電流源では低出力電流となる方向へ動作点が移動するため、太陽電池１から第１のコンデンサ２への過充電を抑制できる。

なお、上記実施の形態では、異常時の第２の制御モードにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１をＶ１モードに切り替えて系統電圧の復帰時の信頼性を向上させたものを示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、通常時、異常時とも太陽電池１の最大電力点動作を制御するものでも良い。

また、太陽電池１以外の直流電源を用い、通常時、異常時とも出力電圧制御を行っても良い。その場合も、異常時には、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を制御することで、系統電圧の復帰時に電力系統７から電力変換装置への潮流を防ぐことができる。

また、通常時の制御モードにおいて、第１のインバータ３の出力電圧は、半周期に１パルスの電圧としたが、これに限るものではなく、半周期に１〜数パルス程度である低周波数のパルス電圧でも良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１による電力変換装置における第２のインバータ４のゲート駆動電源について説明する。なお、図１〜図４で示した回路構成および電圧波形は、この実施の形態２にも同様に適用できる。
図１で示したように、第２のインバータ４は、直列接続された高電位側半導体スイッチング素子１６、１８と低電位側半導体スイッチング素子１７、１９とを直列接続した２つのブリッジ回路を第２のコンデンサ５の正負端子間に接続して成り、各半導体スイッチ素子１６〜１９はゲート駆動回路１６ａ〜１９ａを備える。

このゲート駆動回路１６ａ〜１９ａの電源となる第２のインバータ４のゲート駆動電源の回路構成を図５に示す。図に示すように、第２のインバータ４のゲート駆動電源は、低電位側スイッチング素子１７（１９）を駆動するためのゲート駆動電源２４と、ゲート駆動電源２４に並列接続されてゲート駆動回路１７ａ（１９ａ）内に配置されるコンデンサ２４ａと、低電位側スイッチング素子１７（１９）がオン状態の時にゲート駆動電源２４からの電力供給により上記高電位側スイッチング素子１６（１８）の駆動電圧を生成するブートストラップ回路２５とを備える。ブートストラップ回路２５は、一端が高電位側半導体スイッチング素子１６（１８）と低電位側半導体スイッチング素子１７（１９）との接続点に接続されてゲート駆動回路１６ａ（１８ａ）内に配置されるコンデンサ２６ａと、このコンデンサ２６ａの他端とコンデンサ２４ａとの間に直列接続された充電抵抗２６ｂおよびダイオード２６ｃとを備える。

この場合、系統電圧の異常時の第２の制御モードにおいて、第２のインバータ４をスルーモードで制御する際、２つの低電位側半導体スイッチング素子１７、１９をオン状態にして第２のインバータ４の出力電圧を０にする。低電位側半導体スイッチング素子１７（１９）がオン状態の時、ゲート駆動電源２４からダイオード２６ｃおよび充電抵抗２６ｂを介して、高電位側のゲート駆動回路１６ａ（１８ａ）内のコンデンサ２６ａが充電される。このように、高電位側スイッチング素子１６（１８）の駆動電圧は、ブートストラップ回路２５を用いて生成するため、別の絶縁電源が不要で安価な回路構成となる。

なお、第２のインバータ４をスルーモードで制御する際に２つの低電位側半導体スイッチング素子１７、１９をオン状態にする以外は、上記実施の形態１による電力変換装置と同様の動作を行い、同様の効果が得られる。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、異常時の第２の制御モードを用いる場合を、電力系統７の電圧異常として説明したが、太陽電池１の電圧異常の場合も同様に制御することができる。この場合も、電力変換装置の回路構成については上記実施の形態１と同様である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は昇圧機能のみ備えるため、太陽電池１の電圧が上昇すると第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１も上昇する。制御回路１０は、電力変換装置の入力電圧となる太陽電池１の電圧が所定電圧以上に上昇すると入力電圧異常を検出して、第１、第２のインバータ３、４の制御モードを、通常時の制御モードから異常時の第２の制御モードに切り替える。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は通常時の制御モードを継続させる。

上述したように、通常モードでは、第１のインバータ３は、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。また、第２のコンデンサの電圧Ｖ２は上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たす必要がある。
所定電圧ＶＴＨは、系統電圧と第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１とに応じて変動する。このため、太陽電池１の電圧が所定電圧以上に上昇する入力電圧異常時に、仮に通常モードを継続しようとすると、第２のコンデンサの電圧Ｖ２が上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たすように、電圧Ｖ２を大きく設定する必要があり、高周波ＰＷＭ制御する第２のインバータ４の電力損失を増大させる。また電圧Ｖ２の大きさが充分でないと、通常モードでの電力変換装置の運転が継続できない。

この実施の形態では、電力変換装置の入力電圧異常時に、第１、第２のインバータ３、４を第２の制御モードを用いて制御するため、第２のコンデンサの電圧Ｖ２を大きく設定する必要がなく、電力変換装置の出力電圧を系統電圧に信頼性良く制御でき運転継続できる。またこの場合も、第２の制御モードでは、高い電圧を母線電圧Ｖ１とする第１のインバータ３を高周波ＰＷＭ制御するが、異常時のみの短期間であり、しかもその間は、第２のインバータ４のスルーモードを継続させるため電力損失の増大を抑制できる。また、第２のインバータ４をスルーモードで制御するため、第２のインバータ４の直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。

このため、上記実施の形態１と同様に、通常時に高周波ＰＷＭ制御される第２のインバータ４の母線電圧Ｖ２を比較的低い電圧にでき、性能の良い低耐圧な素子を選択できると共に、高周波ＰＷＭ制御によるスイッチング損失を格段と低減でき高効率な電力変換装置を提供できる。また、昇圧機能のみ備えたＤＣ／ＤＣコンバータ１１であっても、高い入力電圧に適用でき、装置構成を安価にできる。

実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路の構成図である。
上記実施の形態１では、第１のインバータ３に単相インバータを用いたが、この実施の形態では、例えば中性点クランプ型の３レベルインバータ等のマルチレベルインバータから成る第１のインバータ３Ａを用いる。
図に示すように、第１のインバータ（３レベルインバータ）３Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとしての２直列の第１のコンデンサ２ａ、２ｂと、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る４個の半導体スイッチング素子２７ａ〜２７ｄおよび２つのダイオード２９ａ、２９ｂとから構成される。なお、２８ａ〜２８ｄは各半導体スイッチング素子２７ａ〜２７ｄのゲート駆動回路である。
この場合も、上記実施の形態１、３と同様の制御が適用でき、即ち、系統電圧異常あるいは太陽電池１の電圧異常の際に、通常時の制御を異常時の第２の制御モードに切り替えることで同様の効果が得られる。

また、第２のインバータ４は、図７に示すように、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂの交流側を直列接続して構成してもよい。その場合、各単相インバータ４Ａ、４Ｂの直流電圧を低減でき、各単相インバータ４Ａ、４Ｂに用いる素子に低耐圧の素子を選択でき導通時のオン電圧を低減できる。また、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂ間のＰＷＭ用キャリア波の位相をずらすことにより各単相インバータ４Ａ、４Ｂのスイッチング周波数を低減でき、スイッチング損失を低減できる。なお、この場合は２個の単相インバータ４Ａ、４Ｂなので、スイッチング周波数をそれぞれ半分にしてＰＷＭ用キャリア波の位相を１８０度ずらす。このように、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂの交流側を直列接続して第２のインバータ４を構成することにより、さらに電力損失の低減化が可能となる。

さらにまた、電力変換装置は、三相交流システムに適用可能な三相構成であってもよく、その場合の主回路構成の例を図８に示す。
図に示すように、主回路は、太陽電池１の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を直流入力とする三相インバータである第１のインバータ３Ｂと、第１のインバータ３Ｂの各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃから成る第２のインバータ４と、第２のインバータ４の後段に接続された平滑フィルタ６とを備える。第２のインバータ４内の各相の単相インバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、上記実施の形態１の第２のインバータ４と同様であり、第１のインバータ３Ｂは、第１のコンデンサ２の正負端子間に２直列の半導体スイッチング素子３０ａと３０ｂ、３０ｃと３０ｄ、３０ｅと３０ｆを接続して構成される。なお、３１ａ〜３１ｆは各半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆのゲート駆動回路である。
この場合も、上記実施の形態１、３と同様の制御が適用でき、即ち、系統電圧異常あるいは太陽電池１の電圧異常の際に、通常時の制御を異常時の第２の制御モードに切り替えることで同様の効果が得られる。

１ 直流電源としての太陽電池、
２，２ａ，２ｂ 平滑コンデンサとしての第１のコンデンサ、
３，３Ａ，３Ｂ 第１のインバータ、４ 第２のインバータ、
４Ａ〜４Ｃ 単相インバータ、５ 直流電圧源としての第２のコンデンサ、
７ 電力系統、１０ 制御装置としての制御回路、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１６，１８ 高電位側半導体スイッチング素子、
１７，１９ 低電位側半導体スイッチング素子、１６ａ〜１９ａ ゲート駆動回路、
２０ 電力変換装置の出力電圧（系統電圧）、
２０ａ 電力変換装置の出力電圧（瞬低時の系統電圧）、
２１，２１ａ 第１のインバータ出力電圧、２２，２２ａ 第２のインバータ出力電圧、２４ ゲート駆動電源、２５ ブートストラップ回路。

Claims (9)

1. 直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有し、該平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、該第１のインバータの交流出力線に直列接続され、上記平滑コンデンサの電圧より低電圧の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第２のインバータと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第１、第２のインバータを出力制御する制御装置とを備え、上記第１、第２のインバータの各出力電圧和による出力を電力系統に連系する電力変換装置において、
   上記制御装置は、通常時の第１の制御モードと、入出力電圧の異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有し、
   上記第１の制御モードでは、上記第１のインバータから低周波数でパルス電圧を出力させ、上記第２のインバータを高周波ＰＷＭ制御して、各出力電圧和による出力電圧を上記系統電圧に制御すると共に、上記第１のインバータの出力発生期間を調整して上記第２のインバータが扱う電力量を１周期で概０に制御し、
   上記第２の制御モードでは、上記第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御して出力電圧を上記系統電圧に制御し、上記第２のインバータは出力電圧０となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記制御装置は、上記系統電圧が所定の電圧以下となる瞬時電圧低下の発生時に上記第１の制御モードから上記第２の制御モードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御装置は、上記直流電源の電圧が所定の電圧以上になると、上記第１の制御モードから上記第２の制御モードに切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記直流電源は、太陽電池であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記直流電源は、太陽電池であり、
   上記制御装置は、上記第１の制御モードでは、上記太陽電池が最大電力点で動作して電圧を出力するように上記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、上記第２の制御モードでは、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定の電圧になるように上記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 上記第２の制御モードにおいて、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、通常時の系統電圧のピーク電圧以上の電圧を上記所定の電圧として制御されることを特徴とする請求項２または５に記載の電力変換装置。
7. 上記第２のインバータは、直列接続された高電位側半導体スイッチング素子および低電位側半導体スイッチング素子から成り、上記直流電圧源の正負端子間に接続された２つのブリッジ回路と、上記低電位側スイッチング素子を駆動するためのゲート駆動電源と、上記低電位側スイッチング素子がオン状態の時に上記ゲート駆動電源からの電力供給により上記高電位側スイッチング素子の駆動電圧を生成するブートストラップ回路とを備え、
   上記制御回路は、上記第２の制御モードにおいて、上記第２のインバータ内の上記低電位側半導体スイッチング素子をオン状態にして上記第２のインバータの出力電圧を０にすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記第２のインバータ回路は、複数の単相インバータの交流側を直列接続して構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記第１のインバータは三相インバータであり、該三相インバータの各相交流出力線に、上記第２のインバータ内の各単相インバータがそれぞれ接続されたことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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