JP6123497B2 - 歪補償装置および無線通信装置 - Google Patents
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Description
特に、増幅したい無線信号の周波数が高い場合には、非線形歪特性を補正して増幅器を線形化するために、デジタル信号処理を用いて増幅器の非線形歪特性を打ち消す前置歪補償(Predistortion)を施す必要がある。
そこで、従来、増幅器の出力信号をモニタして得られるモニタ信号を用いて前置歪補償を行う歪補償回路が提案されている(例えば、特許文献1参照)。ここでは、増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号に対して、AD(アナログデジタル)変換器によりアナログデジタル変換を行い、デジタルモニタ信号を生成する。そして、歪補償回路が、生成されたデジタルモニタ信号を用いて前置歪補償を行う。
特許文献1に記載された歪補償回路では、AD変換器のサンプリング周波数を高くすることにより、デジタルモニタ信号の帯域を無線信号の使用帯域の5倍程度に設定すればよい。
しかしながら、AD変換器のサンプリング周波数を高くすると、その分、AD変換器のコストが増大するのが一般的である。例えば、送信したい無線信号の帯域が20MHzであるとすると、AD変換器に求められるサンプリング周波数は、100MHz以上となり、比較的高価なAD変換器が必要となる。
従って、比較的サンプリング周波数が低いAD変換器を用いながらも、増幅器の出力信号における、デジタルモニタ信号の帯域よりも広い帯域において効果的に歪を低減できる歪補償装置の実現が望まれている。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
(1)ある観点から見た本発明に係る歪補償装置は、増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、増幅器の第1増幅器モデルを用いて、増幅器への入力信号に対して歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号を、アナログデジタル変換して生成された第1デジタルモニタ信号から第2デジタルモニタ信号を生成する信号生成部と、補償信号および第2デジタルモニタ信号に基づいて第1増幅器モデルを推定する推定部と、を備え、第1デジタルモニタ信号のモニタ帯域が、補償信号の帯域よりも狭く、信号生成部が、補償信号に基づいてアナログモニタ信号に含まれる信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分を復元し、生成したモニタ帯域外の信号成分を第1デジタルモニタ信号に付加することにより、第2デジタルモニタ信号を生成する。
一方、本構成では、第1デジタルモニタ信号のモニタ帯域は補償信号の帯域よりも狭い帯域(例えば、歪補償前の入力信号の帯域程度に狭い帯域)でよいため、第1デジタルモニタ信号を生成するためのアナログデジタル変換のサンプリング周波数を低くすることができる。
但し、第1デジタルモニタ信号のモニタ帯域が補償信号の帯域よりも狭くなると、アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域外の信号成分(歪成分)が失われることになる。
しかし、本構成では、信号生成部が、アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域の帯域外の信号成分を復元し、その信号成分を第1デジタルモニタ信号に付加した第2デジタルモニタ信号を生成することができる。
従って、推定部は、第1デジタルモニタ信号よりも広帯域の第2デジタルモニタ信号に基づいて第1増幅器モデルを推定することができる。
本構成によれば、第1増幅器モデルが、第2デジタルモニタ信号の帯域における増幅器の増幅特性が忠実に再現されたものとなる。
本構成によれば、第2増幅器モデルを用いて、第1デジタルモニタ信号のモニタ帯域よりも広い帯域を有する第2デジタルモニタ信号を生成することができる。
本構成によれば、第1デジタルモニタ信号には、アナログモニタ信号に含まれる上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。また、第2レプリカ信号が、第1レプリカ信号の帯域を上記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより生成される。これにより、第2レプリカ信号にも、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。そして、共に折り返し成分が存在している第2レプリカ信号と第1デジタルモニタ信号との誤差を示す誤差信号に基づいて、第2増幅器モデルを推定するので、第2増幅器モデルは、折り返し成分の寄与が反映されたものとなる。つまり、第2増幅器モデルは、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分の寄与が反映されたものとなる。従って、第2デジタルモニタ信号は、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分まで増幅器の出力信号を忠実に再現したものとなる。
本構成によれば、上記モニタ帯域よりも広い帯域に含まれる信号成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のACLRを算出する。従って、第1デジタルモニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のACLRを算出する構成に比べて、精度よくACLRを算出することができる。
本構成によれば、上記モニタ帯域よりも広い帯域に含まれる信号成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のACLRを算出する。従って、第1デジタルモニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のACLRを算出する構成に比べて、精度よくACLRを算出することができる。
本構成によれば、上記入力信号から上記系列モデルを算出することができる。
[実施形態の詳細]
[2.第1実施形態]
<1>構成
図1に、本実施形態に係る増幅回路1の構成図を示す。
この増幅回路1は、無線基地局に設置される無線通信装置に搭載され、送受信する信号の増幅に用いられる。
増幅器2は、入力された信号を増幅する。増幅器2は、例えば、30%以上の電力効率を有する高効率なものであり、更に好ましくは、40%以上の電力効率を有する高効率なものである。増幅器2は高効率になるほど歪を生じやすく、歪補償装置4から出力される補償信号の帯域を広くとる必要がある。
歪補償装置4は、逆特性推定部(以下、「推定部」と称する。)7と、歪補償処理部8と、増幅器特性推定部(信号生成部)51と、を備える。これらの各構成は、コンピュータの場合、プロセッサがメモリに記憶された所定のプログラムを実行することにより実現されるものであってもよい。
推定部7は、増幅器2の増幅特性とは逆の増幅特性を示す仮想の増幅器のモデル(第1増幅器モデル、以下「逆モデル」と称する。)を推定する。そして、推定部7は、推定した逆モデル(具体的には、逆モデルを表現するパラメータ)を歪補償処理部8にコピーする。この推定部7の動作の詳細は後述する。
DAC32a,32bは、入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する。DAC32a,32bは、歪補償装置4から入力される補償信号uI[n],uQ[n]に対してデジタル・アナログ変換を行って出力する。DAC32a、32bのサンプリング周波数は、補償信号のサンプリング周波数以上に設定される。
直交変調器33は、DAC32a,32bによりアナログ信号に変換された補償信号(アナログIQベースバンド信号)に対して直交変調を行う。
周変数変換部34は、直交変調器33により直交変調された信号に対して周波数のアップコンバートを行う。
駆動増幅器35a,35bは、周波数変換部34により周波数のアップコンバートが行われた信号を増幅して増幅器2に入力する。
周波数変換部38は、カプラ36から可変減衰器(1/G)37を介して入力されるアナログモニタ信号に対して周波数のダウンコンバートを行う。
直交復調器42は、周波数変換部38から出力されるアナログモニタ信号に対して直交復調を行う。
ADC40a,40bは、直交復調器42から入力されるアナログモニタ信号に対してアナログデジタル変換を行ってデジタルモニタ信号(第1デジタルモニタ信号)を生成する。そして、ADC40a,40bは、生成したデジタルモニタ信号を増幅器特性推定部51に入力する。ここで、ADC40a,40bのサンプリング周波数は、入力信号の帯域と同じに設定されている。例えば、入力信号の帯域が20MHzであれば、サンプリング周波数は、20MHzに設定される。つまり、ADC40a,40bのサンプリング周波数は、補償信号のサンプリング周波数(100MHz)よりも低いサンプリング周波数でアナログデジタル変換してなるものである。そして、デジタルモニタ信号の帯域は、例えば、20MHzに設定される。以下、このデジタルモニタ信号の帯域を「モニタ帯域」と称する。このモニタ帯域は20MHzに限定されるものではなく、20MHzよりも狭くてもよい。
ところで、モニタ帯域を狭くするほど、ADC40(40a,40b)のサンプリング周波数(モニタ速度)を低くすることができる。そして、ADC40(40a,40b)は、サンプリング周波数の低い仕様のものほどそのコストは低くなる。しかも、本実施形態では、モニタ帯域のデジタルモニタ信号から補償信号の帯域と同じ帯域を有する復元信号を生成し、生成した復元信号を用いて増幅器特性を推定するため、モニタ帯域が狭くても増幅器特性の推定精度の低下を抑制できる。
つまり、本実施形態では、増幅器特性の推定精度の低下を抑制し、安価なADCを選択できる可能性を増やすことができる。
まず、動作説明に必要な各信号と図1記載の符号との対応関係について説明する。
*[n](nは、正の整数、*:xI,uI,yI等)は、サンプリング間隔をT[sec]とした場合、時刻n×Tにサンプリングしたデジタル信号を表す。*[nd](ndは、正の整数)は、サンプリング間隔をTd(>T)[sec]とした場合、時刻nd×Tdにサンプリングしたデジタル信号を表す。*(t)は、時刻t[sec]にサンプリングしたアナログ信号を示す。
次に、推定部7の動作について説明する。
次に、推定部7は、パラメータが初期値に設定された逆モデルを用いて、復元信号yI[n]、yQ[n]に対して歪補償処理を行う。これにより、推定部7は、補償信号uI[n]、uQ[n]のレプリカ信号uI’[n]、uQ’[n]を生成する。
続いて、推定部7は、歪補償処理部8から出力される補償信号uI[n],uQ[n]と、生成したレプリカ信号uI’[n],uQ’[n]との誤差を示す誤差信号(uI’[n]−uI[n],uQ’[n]−uQ[n])を取得する。
その後、推定部7は、誤差信号の絶対値が所定の基準値よりも小さいか否かを判定する。ここで、誤差信号の絶対値が基準値以上と判定されると、推定部7は、逆モデルのパラメータを更新して、再度、歪補償処理を行うことにより、レプリカ信号uI’[n],uQ’[n]を生成する。
次に、推定部7は、再度、補償信号uI[n],uQ[n]に対するレプリカ信号uI’[n],uQ’[n]との誤差信号を取得し、当該誤差信号の絶対値と基準値との比較を行う。
以後、推定部7は、誤差信号の絶対値が所定の基準値よりも小さい値に収束するまで、逆モデルのパラメータの更新、レプリカ信号uI’[n]、uQ’[n]の生成、誤差信号の取得、誤差信号の絶対値と基準値との比較を繰り返す。
結局、推定部7は、復元信号yI[n],yQ[n]に基づいて、補償信号uI[n]、uQ[n]のレプリカ信号uI’[n],uQ’[n]を生成する。そして、推定部7は、補償信号uI[n]、uQ[n]に対するレプリカ信号uI’[n],uQ’[n]の誤差信号に基づいて逆モデルを推定する。
そして、推定部7は、推定した逆モデルを表現するパラメータを歪補償処理部8にコピーする。
次に、増幅器特性推定部51の構成および動作の詳細について説明する。
増幅器特性推定部51は、歪補償処理部8から出力される補償信号uI[n],uQ[n]と、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]とに基づいて、増幅器モデル(順モデル)を推定する。そして、増幅器特性推定部51は、推定した順モデルを用いて、補償信号uI[n],uQ[n]に対する歪付加処理を行い復元信号yI[n],yQ[n]を生成する。また、増幅器特性推定部51は、生成した復元信号yI[n],yQ[n]を推定部7に入力する。
増幅器特性推定部51は、増幅器モデル管理部511と、2つのセレクタ512a,512bと、2つのデシメーションフィルタ514a,514bと、差分器515a,515bとを備える。
ここで、y’[n](=yI’[n]+iyQ’[n])は、レプリカ信号、u[n](=uI’[n]+iuQ’[n])は、補償信号を示す。
l,mは、レプリカ信号y’[n]に対応する時刻との時間差を表現するパラメータである。
gk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)は、順モデルを表現する係数パラメータを示す。この係数パラメータは、l,mの値に依存する。係数パラメータgk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)のうち、l,mの少なくとも一方が0でないものは、前述のメモリ効果の寄与度を反映するものである。
ここで、デシメーションフィルタ514a,514bが生成したレプリカ信号には、基のレプリカ信号yI’[n],yQ’[n]に含まれる、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]の帯域よりも外側の帯域に含まれる信号成分が折り返し成分として存在している。例えば、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]の帯域が、20MHzに設定されているとする。この場合、抽出されたレプリカ信号には、基のレプリカ信号yI’[n],yQ’[n]における20MHzの帯域よりも外側の帯域の情報が、折り返し成分(エイリアシング)として存在することになる。
次に、増幅器特性推定部51の動作について説明する。
まず、増幅器モデル管理部51が、式(1)の係数パラメータgk,l,mを初期値に設定する(ステップS1)。ここで、セレクタ512a,512bが、レプリカ信号yI’[n],yQ’[n]の伝送経路を、増幅器モデル管理部511からデシメーションフィルタ514a,514bに至る経路に設定している。
その後、増幅器モデル管理部51は、最小二乗法を用いて、誤差信号(temp_eI[nd],temp_eQ[nd])の2乗和が最小になる係数パラメータgk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)を求める(ステップS4)。
以上のように、増幅器モデル管理部511は、順モデル確定後、式(1)を用いて、補償信号uI[n],uQ[n]から復元信号yI[n],yQ[n]を生成する処理を行う。この処理は、増幅器モデル管理部511が、補償信号uI[n],uQ[n]に基づいて生成したモニタ帯域外の信号成分をデジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]に付加することにより、復元信号yI[n],yQ[n]を生成する処理に相当する。ここで、モニタ帯域外の信号成分とは、出力信号y(t)の信号成分のうちデジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]のモニタ帯域外の信号成分を意味する。
<誤差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])を求める処理>
図4(a)に、増幅器推定部51の動作フローチャートを示し、図4(b)に、誤差eI,eQを算出する処理における動作説明図を示す。ここで、図4(a)は、誤差eI,eQを算出する処理における動作フローチャートを示している。
この場合、デシメーションフィルタ514a,514bが、算出した比率R(=Rate_u/Rate_r)を用いて、レプリカ信号yI’[n],yQ’[n]に対してデシメーションを行う。そして、デシメーションフィルタ514a,514bは、レプリカ信号(第2レプリカ信号)yI’[R×nd],yQ’[R×nd]を生成する(ステップS26)。
ここでは、デシメーションフィルタ514a,514bが、算出した比率R(=5)を用いて、レプリカ信号yI’[n],yQ’[n]の中からレプリカ信号yI’[R×nd],yQ’[R×nd](図4(b)中のハッチング部分参照)を抽出する。
ここにおいて、前述したように、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]には、アナログモニタ信号に含まれる、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]の帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。
また、レプリカ信号yI’[R×nd],yQ’[R×nd]には、レプリカ信号yI’[n],yQ’[n]に含まれる、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]の帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。
従って、誤差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])には、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]およびレプリカ信号yI’[R×nd],yQ’[R×nd]に存在する折り返し成分が反映されることになる。
一般に、歪を精度よく補償するには、出力信号y(t)をアナログデジタル変換する際のサンプリング周波数として、補償信号の帯域程度が必要とされる。つまり、デジタルモニタ信号のサンプリング周波数と補償信号のサンプリング周波数とは同じ周波数であるべきである。この場合、デジタルモニタ信号の帯域として補償信号の帯域と同等の帯域を確保できるが、サンプリング周波数は、比較的高くする必要がある。
一方、本実施形態に係る増幅回路1では、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]のモニタ帯域は補償信号uI[n],uQ[n]の帯域よりも狭い帯域(例えば、歪補償前の入力信号xI[n],xQ[n]の帯域程度に狭い帯域)でよいため、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]を生成するためのアナログデジタル変換のサンプリング周波数を低くすることができる。
但し、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]のモニタ帯域が補償信号uI[n],uQ[n]の帯域よりも狭くなると、出力信号y(t)に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域外の信号成分(歪成分)が失われることになる。
しかし、本実施形態に係る増幅回路1では、増幅器特性推定部51が、出力信号y(t)に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域の帯域外の信号成分を復元し、その信号成分をデジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]に付加した復元信号yI[n],yQ[n]を生成することができる。
従って、推定部7は、デジタルモニタ信号rI[nd],rQ[nd]よりも広帯域の復元信号yI[n],yQ[n]に基づいて逆モデルを推定することができる。
[3.第2実施形態]
ここで、ある無線局が、自己のチャネルに隣接する他の無線局に割り当てられたチャネルに電力を放射してしまうと、両者で混信が生じてしまう。
増幅回路201は、第1実施形態に係る増幅回路1と略同様であり、歪補償装置204が、ACLR算出部209を備える点が第1実施形態に係る増幅回路1と相違する。なお、第1実施形態に係る増幅回路1と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
[4.第3実施形態]
増幅回路301は、第2実施形態に係る増幅回路201と略同様であり、歪補償装置304が、歪特性推定部307を備える点が第2実施形態に係る増幅回路201と相違する。なお、第2実施形態に係る増幅回路201と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
歪特性推定部307は、歪モデルを推定する。ここで、歪特性推定部307は、歪補償処理部8に入力される入力信号xI[n],xQ[n]と、デジタルモニタ信号(第1デジタルモニタ信号)rI[nd],rQ[nd]とから、歪モデルを推定する。そして、歪特性推定部307は、推定した歪モデルを用いて、入力信号xI[n],xQ[n]に対する歪付加処理を行って歪付加信号yI”[n],yQ”[n]を出力する。
次に、歪特性推定部307の構成および動作について詳細に説明する。
歪特性推定部307は、歪モデル管理部371と、2つのセレクタ372a,372bと、2つのデシメーションフィルタ374a,374bと、差分器375a,375bとを備える。なお、第2実施形態に係る増幅回路201と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
ここで、y’[n](=yI’[n]+iyQ’[n])は、レプリカ信号、x[n](=xI’[n]+ixQ’[n])は、入力信号を示す。
l,mは、レプリカ信号y’[n]に対応する時刻との時間差を表現するパラメータである。
hk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)は、歪モデルを表現する係数パラメータを示す。この係数パラメータは、l,mの値に依存する。係数パラメータgk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)のうち、l,mの少なくとも一方が0でないものは、前述のメモリ効果の寄与度を反映するものである。
次に、歪特性推定部307の動作について説明する。ここでは、歪モデルが、前述の式(2)の関係式で表されているものとして説明する。
この歪特性推定部307の動作は、前述した増幅器特性推定部51の動作に近似している。具体的には、歪特性推定部307の動作フローチャートは、図3および図4の動作フローチャートと略同様である。そして、ステップS2の処理において、式(2)の関係式を用いてレプリカ信号yI’[n],yQ’[n]を算出する点が相違する。また、ステップS21の処理において、入力信号xI[n],xQ[n]のサンプリングレートを取得する点が相違する。以下、歪特性推定部307の動作を簡単に説明する。
ここにおいて、デシメーションフィルタ374a,374bが、入力信号xI[n],xQ[n]のサンプリングレートRate_xと、デジタルモニタ信号rI[n],rQ[n]のサンプリングレートRate_rとを取得する。そして、デシメーションフィルタ514a,514bは、サンプリングレートRate_rに対するサンプリングレートRate_xの比率R(=Rate_x/Rate_r)を算出する。
また、セレクタ372a,372bは、レプリカ信号yI’[n],yQ’[n]の伝送経路を、歪モデル管理部371からデシメーションフィルタ374a,374bに至る経路に設定している。
(1)第1実施形態では、復元信号(第2デジタルモニタ信号)yI[n],yQ[n]の帯域が、補償信号uI[n],uQ[n]の帯域と同じに設定されている例について説明した。但し、復元信号yI[n],yQ[n]の帯域はこれに限定されるものではない。例えば、復元信号yI[n],yQ[n]の帯域を、デジタルモニタ信号(第1デジタルモニタ信号)rI[nd],rQ[nd]の帯域(モニタ帯域)よりも大きく、補償信号uI[n],uQ[n]の帯域よりも小さくしてもよい。
本構成によれば、復元信号yI[n],yQ[n]を構成するデータ量を低減することができるので、増幅器特性推定部51で行われる演算量の低減を図ることができる。
本構成によれば、ADC40a,40bとして、サンプリング周波数の低い仕様のものを使用できるので、ADC40a,40bに要するコストを低減することができる。
本構成によれば、直交復調をデジタル信号処理により行うことができる。
本構成によれば、推定部7と増幅器特性推定部51との一体化を図ることができるので、歪補償装置4の構成の簡素化を図ることができる。
この場合、増幅器モデル管理部511が管理する順モデルは、式(3)で表されることになる。
ここで、y’[n](=yI’[n]+iyQ’[n])は、レプリカ信号、x[n]は、入力信号、u[n](=uI’[n]+iuQ’[n])は、補償信号を示す。
l,m,gk,l,m(k=0,1,2,・・・,K’l,m)は、式(1)における意味と同じであるのでここでは説明を省略する。
本構成によれば、増幅器特性推定部51は、補償信号uI[n],uQ[n]およびデジタルモニタ信号rI[n],rQ[n]に加えて、入力信号xI[n],xQ[n]に基づいて、順モデルを推定することになる。
[6.付記]
また、直交復調器42とADC40a,40bとの間には、観測したい歪信号以外のノイズ成分を除去するために適宜ローパスフィルタを挿入してもよい。この「観測したい歪信号以外のノイズ成分」とは、例えば、歪補償装置の内外で生じるノイズ成分に相当する。
例えば、帯域100MHzの歪成分を含む信号を観測したい場合、ADC40a,40bのサンプリング周波数を20MHzとし、ローパスフィルタの通過帯域を50MHzに設定すればよい。
2 増幅器
4,204,304 歪補償装置
7 推定部
8 歪補償処理部
32a,32b DAC(DA変換器)
40a,40b ADC(AD変換器)
51 増幅器特性推定部(信号生成部)
209 ACLR算出部
307 歪特性推定部(系列特性推定部)
Claims (10)
- 増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、
前記増幅器の第1増幅器モデルを用いて、前記増幅器への入力信号に対して歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、
前記増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号を、アナログデジタル変換して生成された第1デジタルモニタ信号から第2デジタルモニタ信号を生成する信号生成部と、
前記補償信号および前記第2デジタルモニタ信号に基づいて前記第1増幅器モデルを推定する推定部と、
を備え、
前記信号生成部に与えられる前記第1デジタルモニタ信号のモニタ帯域は、前記補償信号の帯域よりも狭く、
前記信号生成部は、前記補償信号に基づいて前記アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち前記モニタ帯域外の信号成分を復元し、生成した前記モニタ帯域外の信号成分を前記第1デジタルモニタ信号に付加することにより、前記第2デジタルモニタ信号を生成する
歪補償装置。 - 前記推定部は、前記第2デジタルモニタ信号に基づいて前記補償信号のレプリカ信号を生成し、前記補償信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記第1増幅器モデルを推定する
請求項1記載の歪補償装置。 - 前記信号生成部は、前記補償信号および前記第1デジタルモニタ信号に基づいて前記増幅器の第2増幅器モデルを推定するとともに、推定した前記第2増幅器モデルを用いて、前記補償信号に対する歪付加処理を行って第2デジタルモニタ信号を生成して出力する
請求項1または請求項2記載の歪補償装置。 - 前記信号生成部は、
前記補償信号および前記第1デジタルモニタ信号に基づいて前記補償信号の第1レプリカ信号を生成した後、前記第1レプリカ信号の帯域を前記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより第2レプリカ信号を生成し、その後、第2レプリカ信号に対する前記第1デジタルモニタ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記第2増幅器モデルを推定する
請求項3記載の歪補償装置。 - 前記信号生成部から出力される第2デジタルモニタ信号を用いてACLRを算出するACLR算出部を更に備える
請求項1〜4のいずれか1項に記載の歪補償装置。 - 前記歪補償処理部に入力される入力信号と、前記第1デジタルモニタ信号と、に基づいて、前記増幅器および前記歪補償処理部とを含む増幅系列の系列モデルを推定するとともに、推定した系列モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する系列特性推定部と、
前記系列特性推定部から出力される歪付加信号を用いてACLRを算出するACLR算出部と、を更に備える
請求項1〜4のいずれか1項に記載の歪補償装置。 - 前記系列特性推定部は、
前記入力信号に基づいて前記増幅系列から出力される出力信号の第3レプリカ信号を生成した後、前記第3レプリカ信号の帯域を前記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより第4レプリカ信号を生成し、その後、第4レプリカ信号に対する前記第1デジタルモニタ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記系列モデルを推定する
請求項6記載の歪補償装置。 - 前記増幅器の電力効率は、30%以上である
請求項1〜7のいずれか1項に記載の歪補償装置。 - 前記入力信号の帯域は、20MHz以上である
請求項1〜8のいずれか1項に記載の歪補償装置。 - 請求項1記載の歪補償装置を備えている無線通信装置。
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