JP6123497B2 - 歪補償装置および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置および無線通信装置に関する。

高出力増幅器（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下「ＨＰＡ」という。）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができないことがある。
特に、増幅したい無線信号の周波数が高い場合には、非線形歪特性を補正して増幅器を線形化するために、デジタル信号処理を用いて増幅器の非線形歪特性を打ち消す前置歪補償（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を施す必要がある。
そこで、従来、増幅器の出力信号をモニタして得られるモニタ信号を用いて前置歪補償を行う歪補償回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。ここでは、増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号に対して、ＡＤ（アナログデジタル）変換器によりアナログデジタル変換を行い、デジタルモニタ信号を生成する。そして、歪補償回路が、生成されたデジタルモニタ信号を用いて前置歪補償を行う。

特開２０１０−１５７９３６号公報

ところで、歪補償回路には、一般的に、無線信号の使用帯域の５倍程度の帯域において歪補償を行うことが要請される。これにより、増幅器の出力信号の歪を十分に低減することができるからである。
特許文献１に記載された歪補償回路では、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を高くすることにより、デジタルモニタ信号の帯域を無線信号の使用帯域の５倍程度に設定すればよい。
しかしながら、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を高くすると、その分、ＡＤ変換器のコストが増大するのが一般的である。例えば、送信したい無線信号の帯域が２０ＭＨｚであるとすると、ＡＤ変換器に求められるサンプリング周波数は、１００ＭＨｚ以上となり、比較的高価なＡＤ変換器が必要となる。
従って、比較的サンプリング周波数が低いＡＤ変換器を用いながらも、増幅器の出力信号における、デジタルモニタ信号の帯域よりも広い帯域において効果的に歪を低減できる歪補償装置の実現が望まれている。

そこで、増幅器の出力信号の広い帯域で効果的に歪を低減できる歪補償装置を提供することを目的とする。

本発明は、増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、増幅器の第１増幅器モデルを用いて、増幅器への入力信号に対して歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号を、アナログデジタル変換して生成された第１デジタルモニタ信号から第２デジタルモニタ信号を生成する信号生成部と、補償信号および第２デジタルモニタ信号に基づいて第１増幅器モデルを推定する推定部と、を備え、第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域が、補償信号の帯域よりも狭く、信号生成部が、補償信号に基づいてアナログモニタ信号に含まれる信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分を復元し、生成したモニタ帯域外の信号成分を第１デジタルモニタ信号に付加することにより、第２デジタルモニタ信号を生成する。

本発明によれば、増幅器の出力信号の広い帯域で効果的に歪を低減できる。

第１実施形態に係る増幅回路の回路図である。 第１実施形態に係る増幅器特性推定部を示し、（ａ）は順モデル確定前の構成図、（ｂ）は順モデル確定後の構成図である。 第１実施形態に係る増幅器特性推定部の動作フローチャートである。 第１実施形態に係る増幅器特性推定部の動作フローチャートである。 第２実施形態に係る増幅回路の回路図である。 第３実施形態に係る増幅回路の回路図である。 第３実施形態に係る歪特性推定部を示し、（ａ）は歪モデル確定前の構成図、（ｂ）は歪モデル確定後の構成図である。

［１．実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）ある観点から見た本発明に係る歪補償装置は、増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、増幅器の第１増幅器モデルを用いて、増幅器への入力信号に対して歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号を、アナログデジタル変換して生成された第１デジタルモニタ信号から第２デジタルモニタ信号を生成する信号生成部と、補償信号および第２デジタルモニタ信号に基づいて第１増幅器モデルを推定する推定部と、を備え、第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域が、補償信号の帯域よりも狭く、信号生成部が、補償信号に基づいてアナログモニタ信号に含まれる信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分を復元し、生成したモニタ帯域外の信号成分を第１デジタルモニタ信号に付加することにより、第２デジタルモニタ信号を生成する。

一般に、歪を精度よく補償するには、アナログモニタ信号をアナログデジタル変換する際のサンプリング周波数として、補償信号の帯域程度が必要とされる。つまり、デジタルモニタ信号のサンプリング周波数と補償信号のサンプリング周波数とは同じ周波数であるべきである。この場合、デジタルモニタ信号の帯域として補償信号の帯域と同等の帯域を確保できるが、サンプリング周波数は、比較的高くする必要がある。
一方、本構成では、第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域は補償信号の帯域よりも狭い帯域（例えば、歪補償前の入力信号の帯域程度に狭い帯域）でよいため、第１デジタルモニタ信号を生成するためのアナログデジタル変換のサンプリング周波数を低くすることができる。
但し、第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域が補償信号の帯域よりも狭くなると、アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域外の信号成分（歪成分）が失われることになる。
しかし、本構成では、信号生成部が、アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域の帯域外の信号成分を復元し、その信号成分を第１デジタルモニタ信号に付加した第２デジタルモニタ信号を生成することができる。
従って、推定部は、第１デジタルモニタ信号よりも広帯域の第２デジタルモニタ信号に基づいて第１増幅器モデルを推定することができる。

（２）また、本発明に係る歪補償装置は、上記推定部が、上記第２デジタルモニタ信号に基づいて上記補償信号のレプリカ信号を生成し、補償信号に対するレプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、上記第１増幅器モデルを推定するものであってもよい。
本構成によれば、第１増幅器モデルが、第２デジタルモニタ信号の帯域における増幅器の増幅特性が忠実に再現されたものとなる。

（３）また、本発明に係る歪補償装置は、上記信号生成部が、上記補償信号および上記第１デジタルモニタ信号に基づいて、上記第２増幅器モデルを推定するとともに、推定した第２増幅器モデルに基づいて、前記補償信号に対する歪付加処理を行って第２デジタルモニタ信号を生成して出力するものであってもよい。
本構成によれば、第２増幅器モデルを用いて、第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域よりも広い帯域を有する第２デジタルモニタ信号を生成することができる。

（４）また、本発明に係る歪補償装置は、上記信号生成部が、上記第１デジタルモニタ信号に基づいて上記補償信号の第１レプリカ信号を生成した後、第１レプリカ信号の帯域を上記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより第２レプリカ信号を生成し、その後、第２レプリカ信号に対する第２デジタルモニタ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、上記第２増幅器モデルを推定するものであってもよい。
本構成によれば、第１デジタルモニタ信号には、アナログモニタ信号に含まれる上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。また、第２レプリカ信号が、第１レプリカ信号の帯域を上記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより生成される。これにより、第２レプリカ信号にも、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。そして、共に折り返し成分が存在している第２レプリカ信号と第１デジタルモニタ信号との誤差を示す誤差信号に基づいて、第２増幅器モデルを推定するので、第２増幅器モデルは、折り返し成分の寄与が反映されたものとなる。つまり、第２増幅器モデルは、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分の寄与が反映されたものとなる。従って、第２デジタルモニタ信号は、上記モニタ帯域の外側の帯域にある信号成分まで増幅器の出力信号を忠実に再現したものとなる。

（５）また、本発明に係る歪補償装置は、上記信号生成部から出力される第２デジタルモニタ信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部を更に備えるものであってもよい。
本構成によれば、上記モニタ帯域よりも広い帯域に含まれる信号成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する。従って、第１デジタルモニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

（６）また、本発明に係る歪補償装置は、上記歪補償処理部に入力される入力信号と、上記第２デジタルモニタ信号と、に基づいて、上記増幅器および歪補償処理部とを含む増幅系列の系列モデルを推定するとともに、推定した系列モデルに基づいて、入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する系列特性推定部と、系列特性推定部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備えるものであってもよい。
本構成によれば、上記モニタ帯域よりも広い帯域に含まれる信号成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する。従って、第１デジタルモニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

（７）また、本発明に係る歪補償装置は、上記系列特性推定部が、上記入力信号に基づいて上記増幅系列から出力される出力信号のレプリカ信号を生成し、上記第１デジタルモニタ信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、上記系列モデルを推定するものであってもよい。
本構成によれば、上記入力信号から上記系列モデルを算出することができる。

（８）また、本発明に係る歪補償装置は、上記増幅器の電力効率が３０％以上であってもよい。電力効率が３０％以上の高効率の増幅器は歪が大きくなりやすく、補償信号の帯域が広くなりやすいので、本発明の適用が特に有用となる。

（９）また、本発明に係る歪補償装置は、上記入力信号の帯域が、２０ＭＨｚ以上であってもよい。信号の帯域が２０ＭＨｚ以上の場合、上記歪補償処理の必要性が高いため、本発明の適用が特に有用となる。

（１０）他の観点から見た本発明は、前記（１）〜（９）のいずれか１項に記載の歪補償装置を備えている無線通信装置である。
［実施形態の詳細］

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［２．第１実施形態］
＜１＞構成
図１に、本実施形態に係る増幅回路１の構成図を示す。
この増幅回路１は、無線基地局に設置される無線通信装置に搭載され、送受信する信号の増幅に用いられる。

増幅回路１は、高出力の増幅器２と、歪補償装置４とを備える。
増幅器２は、入力された信号を増幅する。増幅器２は、例えば、３０％以上の電力効率を有する高効率なものであり、更に好ましくは、４０％以上の電力効率を有する高効率なものである。増幅器２は高効率になるほど歪を生じやすく、歪補償装置４から出力される補償信号の帯域を広くとる必要がある。

歪補償装置４は、デジタル信号処理によって歪補償を行う。この歪補償装置４は、ワイヤドロジック回路から構成される。なお、歪補償装置４は、メモリ（図示せず）とプロセッサ（図示せず）とを備えたコンピュータから構成されるものであってもよい。
歪補償装置４は、逆特性推定部（以下、「推定部」と称する。）７と、歪補償処理部８と、増幅器特性推定部（信号生成部）５１と、を備える。これらの各構成は、コンピュータの場合、プロセッサがメモリに記憶された所定のプログラムを実行することにより実現されるものであってもよい。
推定部７は、増幅器２の増幅特性とは逆の増幅特性を示す仮想の増幅器のモデル（第１増幅器モデル、以下「逆モデル」と称する。）を推定する。そして、推定部７は、推定した逆モデル（具体的には、逆モデルを表現するパラメータ）を歪補償処理部８にコピーする。この推定部７の動作の詳細は後述する。

歪補償処理部８は、推定部７からコピーされた逆モデルを用いて、入力信号に対して前置歪補償（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）処理を行う。そして、歪補償処理部８は、前置歪補償処理により生成された信号（以下、「補償信号」と称する。）を出力する。ここで、入力信号および補償信号は、デジタル信号である。そして、入力信号の帯域は、２０ＭＨｚ以上に設定される。また、補償信号の帯域は、例えば、１００ＭＨｚに設定される。

増幅器特性推定部５１は、増幅器２と同じ増幅特性を示す増幅器モデル（第２増幅器モデル、以下「順モデル」と称する。）を推定する。そして、増幅器特性推定部５１は、推定した順モデル（具体的には、順モデルを表現するパラメータ）を用いて、補償信号に対する歪付加処理を行う。これにより、増幅器特性推定部５１は、アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち後述のモニタ帯域外の信号成分が復元されたデジタルモニタ信号（第２デジタルモニタ信号）を生成して出力する。以下、このデジタルモニタ信号を「復元信号」と称する。この復元信号の帯域は、補償信号の帯域と同じに設定されている。この増幅器特性推定部５１の動作の詳細は後述する。

また、増幅回路１は、更に、ＤＡＣ（ＤＡ変換器）３２ａ，３２ｂと、直交変調器３３と、周波数変換部３４，３８と、駆動増幅器３５ａ，３５ｂと、カプラ３６と、可変減衰器３７と、直交復調器４２と、ＡＤＣ（ＡＤ変換器）４０ａ，４０ｂとを備える。
ＤＡＣ３２ａ，３２ｂは、入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡＣ３２ａ，３２ｂは、歪補償装置４から入力される補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に対してデジタル・アナログ変換を行って出力する。ＤＡＣ３２ａ、３２ｂのサンプリング周波数は、補償信号のサンプリング周波数以上に設定される。
直交変調器３３は、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂによりアナログ信号に変換された補償信号（アナログＩＱベースバンド信号）に対して直交変調を行う。
周変数変換部３４は、直交変調器３３により直交変調された信号に対して周波数のアップコンバートを行う。
駆動増幅器３５ａ，３５ｂは、周波数変換部３４により周波数のアップコンバートが行われた信号を増幅して増幅器２に入力する。

カプラ３６は、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）をモニタして得られるアナログモニタ信号を出力する。
周波数変換部３８は、カプラ３６から可変減衰器（１／Ｇ）３７を介して入力されるアナログモニタ信号に対して周波数のダウンコンバートを行う。
直交復調器４２は、周波数変換部３８から出力されるアナログモニタ信号に対して直交復調を行う。
ＡＤＣ４０ａ，４０ｂは、直交復調器４２から入力されるアナログモニタ信号に対してアナログデジタル変換を行ってデジタルモニタ信号（第１デジタルモニタ信号）を生成する。そして、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂは、生成したデジタルモニタ信号を増幅器特性推定部５１に入力する。ここで、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数は、入力信号の帯域と同じに設定されている。例えば、入力信号の帯域が２０ＭＨｚであれば、サンプリング周波数は、２０ＭＨｚに設定される。つまり、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数は、補償信号のサンプリング周波数（１００ＭＨｚ）よりも低いサンプリング周波数でアナログデジタル変換してなるものである。そして、デジタルモニタ信号の帯域は、例えば、２０ＭＨｚに設定される。以下、このデジタルモニタ信号の帯域を「モニタ帯域」と称する。このモニタ帯域は２０ＭＨｚに限定されるものではなく、２０ＭＨｚよりも狭くてもよい。
ところで、モニタ帯域を狭くするほど、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数（モニタ速度）を低くすることができる。そして、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）は、サンプリング周波数の低い仕様のものほどそのコストは低くなる。しかも、本実施形態では、モニタ帯域のデジタルモニタ信号から補償信号の帯域と同じ帯域を有する復元信号を生成し、生成した復元信号を用いて増幅器特性を推定するため、モニタ帯域が狭くても増幅器特性の推定精度の低下を抑制できる。
つまり、本実施形態では、増幅器特性の推定精度の低下を抑制し、安価なＡＤＣを選択できる可能性を増やすことができる。

ところで、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂから出力されるデジタルモニタ信号には、アナログモニタ信号に含まれる、デジタルモニタ信号のモニタ帯域の外側の帯域に含まれる信号成分が折り返し成分として存在している。ＡＤＣ４０ａ，４０ｂから出力されるデジタルモニタ信号のモニタ帯域が、例えば２０ＭＨｚに設定されているとする。この場合、当該デジタルモニタ信号には、アナログモニタ信号に含まれる、２０ＭＨｚの帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分（エイリアシング）として存在することになる。

＜２＞推定部の動作
まず、動作説明に必要な各信号と図１記載の符号との対応関係について説明する。
＊［ｎ］（ｎは、正の整数、＊：ｘ_Ｉ，ｕ_Ｉ，ｙ_Ｉ等）は、サンプリング間隔をＴ［ｓｅｃ］とした場合、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル信号を表す。＊［ｎｄ］（ｎｄは、正の整数）は、サンプリング間隔をＴｄ（＞Ｔ）［ｓｅｃ］とした場合、時刻ｎｄ×Ｔｄにサンプリングしたデジタル信号を表す。＊（ｔ）は、時刻ｔ［ｓｅｃ］にサンプリングしたアナログ信号を示す。

ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］は、歪補償処理部８に入力される入力信号を表す。ここで、ｘ_Ｉ［ｎ］は、入力信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｘ_Ｑ［ｎ］は、入力信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、入力信号は、ｘ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｘ_Ｑ［ｎ］（ｉは虚数）の形で表される。

ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］は、歪補償処理部８から出力される補償信号を表す。ここで、ｕ_Ｉ［ｎ］は、補償信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｕ_Ｑ［ｎ］は、補償信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、補償信号は、ｕ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ［ｎ］（ｉは虚数）の形で表される。

ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］は、逆特性推定に用いられるレプリカ信号を表す。ここで、ｕ_Ｉ’［ｎ］は、レプリカ信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｕ_Ｑ’［ｎ］は、レプリカ信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、レプリカ信号は、ｕ_Ｉ’［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ’［ｎ］（ｉは虚数）の形で表される。

ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］は、増幅器特性推定部５１から出力される復元信号ｙ（ｔ）を表す。ここで、ｙ_Ｉ［ｎ］は、復元信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｙ_Ｑ［ｎ］は、復元信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、歪付加信号は、ｙ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｙ_Ｑ［ｎ］（ｉは虚数）の形で表される。

ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］は、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂから入力されるデジタルモニタ信号を表す。ここで、ｒ_Ｉ［ｎｄ］は、デジタルモニタ信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｒ_Ｑ［ｎｄ］は、デジタルモニタ信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、デジタルモニタ信号は、ｒ_Ｉ［ｎｄ］＋ｉ×ｒ_Ｑ［ｎｄ］（ｉは虚数）の形で表される。
次に、推定部７の動作について説明する。

推定部７は、歪補償処理部８から出力された補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］と、増幅器特性推定部５１から入力される復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］、ｙ_Ｑ［ｎ］とに基づいて、増幅器２の逆モデルを求める。そして、推定部７は、求めた逆モデルを表現するパラメータを歪補償処理部８にコピーする。

まず、推定部７は、逆モデルを表現するパラメータを初期値に設定する。
次に、推定部７は、パラメータが初期値に設定された逆モデルを用いて、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］、ｙ_Ｑ［ｎ］に対して歪補償処理を行う。これにより、推定部７は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］、ｕ_Ｑ’［ｎ］を生成する。
続いて、推定部７は、歪補償処理部８から出力される補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］と、生成したレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］との誤差を示す誤差信号（ｕ_Ｉ’［ｎ］−ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］−ｕ_Ｑ［ｎ］）を取得する。
その後、推定部７は、誤差信号の絶対値が所定の基準値よりも小さいか否かを判定する。ここで、誤差信号の絶対値が基準値以上と判定されると、推定部７は、逆モデルのパラメータを更新して、再度、歪補償処理を行うことにより、レプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］を生成する。
次に、推定部７は、再度、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に対するレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］との誤差信号を取得し、当該誤差信号の絶対値と基準値との比較を行う。
以後、推定部７は、誤差信号の絶対値が所定の基準値よりも小さい値に収束するまで、逆モデルのパラメータの更新、レプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］、ｕ_Ｑ’［ｎ］の生成、誤差信号の取得、誤差信号の絶対値と基準値との比較を繰り返す。
結局、推定部７は、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に基づいて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］を生成する。そして、推定部７は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］に対するレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］の誤差信号に基づいて逆モデルを推定する。
そして、推定部７は、推定した逆モデルを表現するパラメータを歪補償処理部８にコピーする。

＜３＞増幅器特性推定部の構成および動作の詳細
次に、増幅器特性推定部５１の構成および動作の詳細について説明する。
増幅器特性推定部５１は、歪補償処理部８から出力される補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］と、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とに基づいて、増幅器モデル（順モデル）を推定する。そして、増幅器特性推定部５１は、推定した順モデルを用いて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に対する歪付加処理を行い復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を生成する。また、増幅器特性推定部５１は、生成した復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を推定部７に入力する。

図２に、増幅器特性推定部５１の構成を示し、（ａ）は増幅器モデル確定前、（ｂ）は増幅器モデル確定後の様子である。
増幅器特性推定部５１は、増幅器モデル管理部５１１と、２つのセレクタ５１２ａ，５１２ｂと、２つのデシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂと、差分器５１５ａ，５１５ｂとを備える。

増幅器モデル管理部５１１は、増幅器２の順モデルを管理している。ここで、「管理」とは、順モデルの保持や順モデルの更新等を意味する。そして、増幅器モデル管理部５１は、順モデルおよび補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］から、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号（第１レプリカ信号）ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成して出力する。この順モデルは、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］と、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］との間に成立する関係式で表される。この関係式は、例えば、増幅器２の内部で発生するメモリ効果を考慮すれば、下記式（１）で表される。

ここで、ｙ’［ｎ］（＝ｙ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｙ_Ｑ’［ｎ］）は、レプリカ信号、ｕ［ｎ］（＝ｕ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｕ_Ｑ’［ｎ］）は、補償信号を示す。
ｌ，ｍは、レプリカ信号ｙ’［ｎ］に対応する時刻との時間差を表現するパラメータである。
ｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）は、順モデルを表現する係数パラメータを示す。この係数パラメータは、ｌ，ｍの値に依存する。係数パラメータｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）のうち、ｌ，ｍの少なくとも一方が０でないものは、前述のメモリ効果の寄与度を反映するものである。

セレクタ５１２ａ，５１２ｂは、増幅器モデル５１２ａ，５１２ｂから出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路の設定を行う。具体的には、セレクタ５１２ａ，５１２ｂは、前述の伝送経路を、歪モデル管理部５１１からデシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂに至る経路か、歪モデル管理部５１１から増幅器特性推定部５１の外部に至る経路のいずれかに設定する。

デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の中から、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂから入力されるデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対応するデシメーションを行うことによりレプリカ信号（第２レプリカ信号）を生成する。
ここで、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが生成したレプリカ信号には、基のレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に含まれる、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域に含まれる信号成分が折り返し成分として存在している。例えば、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域が、２０ＭＨｚに設定されているとする。この場合、抽出されたレプリカ信号には、基のレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］における２０ＭＨｚの帯域よりも外側の帯域の情報が、折り返し成分（エイリアシング）として存在することになる。

差分器５１５ａ，５１５ｂは、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが生成したレプリカ信号と、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］との誤差に相当する誤差信号を算出する。
次に、増幅器特性推定部５１の動作について説明する。

図３に、増幅器推定部５１の動作フローチャートを示す。ここでは、順モデルが、前述の式（１）の関係式で表されているものとして説明する。

＜全体動作＞
まず、増幅器モデル管理部５１が、式（１）の係数パラメータｇ_k,l,mを初期値に設定する（ステップＳ１）。ここで、セレクタ５１２ａ，５１２ｂが、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、増幅器モデル管理部５１１からデシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂに至る経路に設定している。

次に、増幅器モデル管理部５１が、式（１）を用いて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成する（ステップＳ２）。

続いて、増幅器モデル管理部５１１、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂおよび差分器５１５ａ，５１５ｂが協働して、誤差信号（ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）を求める（ステップＳ３）。この誤差信号（ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）を求める処理の詳細は後述する。
その後、増幅器モデル管理部５１は、最小二乗法を用いて、誤差信号（ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）の２乗和が最小になる係数パラメータｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）を求める（ステップＳ４）。

次に、セレクタ５１２ａ，５１２ｂが、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、増幅器モデル管理部５１１から増幅器特性推定部５１の外部に至る経路に切り替える（ステップＳ５）。このとき、増幅器モデル管理部５１１から増幅器特性推定部５１の外部に出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］が、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に相当する。
以上のように、増幅器モデル管理部５１１は、順モデル確定後、式（１）を用いて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］から復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を生成する処理を行う。この処理は、増幅器モデル管理部５１１が、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に基づいて生成したモニタ帯域外の信号成分をデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に付加することにより、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を生成する処理に相当する。ここで、モニタ帯域外の信号成分とは、出力信号ｙ（ｔ）の信号成分のうちデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］のモニタ帯域外の信号成分を意味する。

ここで、前述のように、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域と同じに設定されている。これにより、推定部７が推定する順モデルは、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域全体の信号成分が反映されたものとなる。従って、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域のみで歪補償を行う構成に比べて、増幅器２の出力信号の広い帯域で歪を低減できる。

次に、増幅器モデル管理部５１１は、順モデルの推定を終了するように指令する終了指令が有ったか否かを判定する（ステップＳ６）。この「終了指令」は、例えば、歪補償装置４の電源オフ等のイベントにより発生する。

ステップＳ６において、終了指令が無いと判定されると（ステップＳ７：ＮＯ）、セレクタ５１２ａ，５１２ｂが、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、再び、増幅器モデル管理部５１１からデシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂに至る経路に切り替える（ステップＳ７）。そして、増幅器モデル管理部５１１は、再び、ステップＳ２の処理を行う。
＜誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）を求める処理＞

次に、増幅器モデル管理部５１１、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂおよび差分器５１５ａ，５１５ｂが協働して、誤差ｅ_Ｉ，ｅ_Ｑを算出する処理について詳細に説明する。
図４（ａ）に、増幅器推定部５１の動作フローチャートを示し、図４（ｂ）に、誤差ｅ_Ｉ，ｅ_Ｑを算出する処理における動作説明図を示す。ここで、図４（ａ）は、誤差ｅ_Ｉ，ｅ_Ｑを算出する処理における動作フローチャートを示している。

まず、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］のサンプリングレートＲａｔｅ＿ｕを取得する（ステップＳ２１）。

次に、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］のサンプリングレートＲａｔｅ＿ｒを取得する（ステップＳ２２）。

続いて、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが、サンプリングレートＲａｔｅ＿ｒに対するサンプリングレートＲａｔｅ＿ｕの比率Ｒ（＝Ｒａｔｅ＿ｕ／Ｒａｔｅ＿ｒ）を算出する（ステップＳ２３）。

その後、増幅器モデル管理部５１１が、誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）の計算対象となるデータのインデックスｎｄを初期値に設定する（ステップＳ２４）。

次に、増幅器モデル管理部５１１が、インデックスｎｄが所定の基準値Ｎｄよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ２５）。

ステップＳ２５において、増幅器モデル管理部５１１が、インデックスｎｄが所定の基準値Ｎｄよりも小さいと判定したとする（ステップＳ２５：ＹＥＳ）。
この場合、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが、算出した比率Ｒ（＝Ｒａｔｅ＿ｕ／Ｒａｔｅ＿ｒ）を用いて、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対してデシメーションを行う。そして、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂは、レプリカ信号（第２レプリカ信号）ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］を生成する（ステップＳ２６）。

例えば、図４（ｂ）に示すように、比率Ｒが５の場合、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の中に、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対応するレプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］（Ｒ＝５）が５つ毎に存在する。
ここでは、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂが、算出した比率Ｒ（＝５）を用いて、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の中からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］（図４（ｂ）中のハッチング部分参照）を抽出する。

図４（ａ）に戻って、ステップＳ２６の後、差分器５１５ａ，５１５ｂが、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］と、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］との誤差を示す誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）を生成する（ステップＳ２７）。
ここにおいて、前述したように、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］には、アナログモニタ信号に含まれる、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。
また、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］には、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に含まれる、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。
従って、誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）には、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］およびレプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］に存在する折り返し成分が反映されることになる。

これにより、誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）には、アナログモニタ信号およびレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に含まれる、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域にある信号成分の寄与を反映させることができる。

続いて、増幅器モデル管理部５１１が、インデックスｎｄを１だけインクリメントし（ステップＳ２８）、再びステップＳ２５の処理を行う。

また、ステップＳ２５において、インデックスｎｄが所定の基準値Ｎｄ以上と判定されると（ステップＳ２５：ＮＯ）、誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）（ｎｄ＝１，２，・・・，Ｎｄ）を算出する処理が終了する。

＜４＞まとめ
一般に、歪を精度よく補償するには、出力信号ｙ（ｔ）をアナログデジタル変換する際のサンプリング周波数として、補償信号の帯域程度が必要とされる。つまり、デジタルモニタ信号のサンプリング周波数と補償信号のサンプリング周波数とは同じ周波数であるべきである。この場合、デジタルモニタ信号の帯域として補償信号の帯域と同等の帯域を確保できるが、サンプリング周波数は、比較的高くする必要がある。
一方、本実施形態に係る増幅回路１では、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］のモニタ帯域は補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域よりも狭い帯域（例えば、歪補償前の入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］の帯域程度に狭い帯域）でよいため、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］を生成するためのアナログデジタル変換のサンプリング周波数を低くすることができる。
但し、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］のモニタ帯域が補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域よりも狭くなると、出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域外の信号成分（歪成分）が失われることになる。
しかし、本実施形態に係る増幅回路１では、増幅器特性推定部５１が、出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号成分のうち、上記モニタ帯域の帯域外の信号成分を復元し、その信号成分をデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に付加した復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を生成することができる。
従って、推定部７は、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］よりも広帯域の復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に基づいて逆モデルを推定することができる。

また、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］には、アナログモニタ信号に含まれる、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域にある信号成分が折り返し成分として存在している。また、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］が、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対してデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対応したデシメーションを行うことにより生成される。これにより、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］には、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも外側の帯域の信号成分が折り返し成分として存在している。そして、共に折り返し成分が存在しているレプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］とデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］との誤差を示す誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）に基づいて、順モデル（第２増幅器モデル）を推定する。これにより、順モデルは、折り返し成分の寄与が反映されたものとなる。つまり、順モデルは、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも広い帯域にある信号成分の寄与が反映されたものとなる。従って、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］は、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域よりも広い帯域まで増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）を忠実に再現したものとすることができる。

また、本実施の形態に係る増幅回路１は、モニタ信号に含まれる折り返し成分を利用するものである。従って、例えば、直交復調器４２とＡＤＣ４０ａ，４０ｂとの間に折り返し成分を除去するためのフィルタを設ける必要がないので、部品点数の削減によるコスト低減を図ることができる。
［３．第２実施形態］

ところで、従来から、無線局毎に使用周波数（以下、「チャネル」と称する。）を割り当てて、限られた電波資源を複数の無線局で共用することが行われている。
ここで、ある無線局が、自己のチャネルに隣接する他の無線局に割り当てられたチャネルに電力を放射してしまうと、両者で混信が生じてしまう。

そこで、従来から、各無線局から放射される電波について、隣接チャネル漏洩電力、以下、「ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ）」と称する。）についての規格（例えば、ＡＲＩＢ：Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ ａｎｄ Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓの定める標準規格等）が設けられている。従って、増幅回路１を無線通信装置に搭載して使用する場合、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを計算し、前述のような規格を満足するか否かを評価することが重要となる。

ＡＣＬＲの計算では、一般的に、まず、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）から、所定の使用帯域の電力値と、当該使用帯域に対して周波数軸方向における両側で隣接する隣接周波数成分の電力値とを用いる。

図５は、本実施形態に係る増幅回路２０１を示している。
増幅回路２０１は、第１実施形態に係る増幅回路１と略同様であり、歪補償装置２０４が、ＡＣＬＲ算出部２０９を備える点が第１実施形態に係る増幅回路１と相違する。なお、第１実施形態に係る増幅回路１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

ＡＣＬＲ算出部２０９は、増幅器特性推定部５１から出力される復元信号（第２デジタルモニタ信号）ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いて、ＡＣＬＲを算出する。具体的には、ＡＣＬＲ算出部２０９は、まず、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］から、使用帯域の信号成分と、それ以外の信号成分（隣接周波数成分）とを抽出する。ここで、使用帯域は、例えば、予め設定されている。そして、ＡＣＬＲ算出部２０９は、抽出した各信号成分から、ＡＣＬＲ（使用帯域の信号成分の電力平均値と、それ以外の信号成分の電力平均値との比率）を算出する。

ところで、ＡＣＬＲ計算時に、モニタ信号に必要な周波数成分が含まれていないと、正確なＡＣＬＲを計算できなくなる問題が生じる。入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］が２０ＭＨｚ帯域の場合は、５倍のモニタ速度（モニタ帯域）：１００ＭＨｚが必要となる。

これに対して、本実施形態に係る増幅回路２０１では、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に比べて、広い帯域の信号成分（隣接周波数成分）が反映された復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いて、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを算出する。従って、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］をそのまま用いて、増幅器２の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。
［４．第３実施形態］

本実施形態に係る増幅回路３０１は、第２実施形態に係る増幅回路２０１と同様に、ＡＣＬＲの計算を行う機能を有する。本実施形態に係る増幅回路３０１は、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］とデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］とを用いて、歪補償処理部８、ＤＡＣ３２（３２ａ，３２ｂ）、直交変調器３３、周波数変換部３５ａおよび増幅器２から構成される増幅系列に対応する系列モデル（以下、「歪モデル」と称する。）を推定する。そして、推定した歪モデルを用いて生成した信号を用いてＡＣＬＲを計算する。以下、本実施形態に係る増幅器３０１について詳細に説明する。

図６は、本実施形態に係る増幅回路３０１を示している。
増幅回路３０１は、第２実施形態に係る増幅回路２０１と略同様であり、歪補償装置３０４が、歪特性推定部３０７を備える点が第２実施形態に係る増幅回路２０１と相違する。なお、第２実施形態に係る増幅回路２０１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
歪特性推定部３０７は、歪モデルを推定する。ここで、歪特性推定部３０７は、歪補償処理部８に入力される入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、デジタルモニタ信号（第１デジタルモニタ信号）ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とから、歪モデルを推定する。そして、歪特性推定部３０７は、推定した歪モデルを用いて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に対する歪付加処理を行って歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を出力する。
次に、歪特性推定部３０７の構成および動作について詳細に説明する。

図７に、歪特性推定部３０７の構成を示し、（ａ）は歪モデルが確定する前、（ｂ）は歪モデルが確定した後の様子である。
歪特性推定部３０７は、歪モデル管理部３７１と、２つのセレクタ３７２ａ，３７２ｂと、２つのデシメーションフィルタ３７４ａ，３７４ｂと、差分器３７５ａ，３７５ｂとを備える。なお、第２実施形態に係る増幅回路２０１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

歪モデル管理部３７１は、歪モデルを管理している。ここで、「管理」とは、歪モデルの保持や歪モデルの更新等を意味する。そして、歪モデル管理部３７１は、歪モデルおよび入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号（第３レプリカ信号）ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成して出力する。この歪モデルは、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］との間に成立する関係式で表される。この関係式は、例えば、増幅系列内部で発生するメモリ効果を考慮すれば、下記式（２）で表される。

ここで、ｙ’［ｎ］（＝ｙ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｙ_Ｑ’［ｎ］）は、レプリカ信号、ｘ［ｎ］（＝ｘ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｘ_Ｑ’［ｎ］）は、入力信号を示す。
ｌ，ｍは、レプリカ信号ｙ’［ｎ］に対応する時刻との時間差を表現するパラメータである。
ｈ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）は、歪モデルを表現する係数パラメータを示す。この係数パラメータは、ｌ，ｍの値に依存する。係数パラメータｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）のうち、ｌ，ｍの少なくとも一方が０でないものは、前述のメモリ効果の寄与度を反映するものである。
次に、歪特性推定部３０７の動作について説明する。ここでは、歪モデルが、前述の式（２）の関係式で表されているものとして説明する。
この歪特性推定部３０７の動作は、前述した増幅器特性推定部５１の動作に近似している。具体的には、歪特性推定部３０７の動作フローチャートは、図３および図４の動作フローチャートと略同様である。そして、ステップＳ２の処理において、式（２）の関係式を用いてレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出する点が相違する。また、ステップＳ２１の処理において、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］のサンプリングレートを取得する点が相違する。以下、歪特性推定部３０７の動作を簡単に説明する。

まず、歪モデル管理部３７１が、係数パラメータｇ_ｋ,l,m（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ_l,m）が初期値に設定された式（１）を用いて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。
ここにおいて、デシメーションフィルタ３７４ａ，３７４ｂが、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］のサンプリングレートＲａｔｅ＿ｘと、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］のサンプリングレートＲａｔｅ＿ｒとを取得する。そして、デシメーションフィルタ５１４ａ，５１４ｂは、サンプリングレートＲａｔｅ＿ｒに対するサンプリングレートＲａｔｅ＿ｘの比率Ｒ（＝Ｒａｔｅ＿ｘ／Ｒａｔｅ＿ｒ）を算出する。
また、セレクタ３７２ａ，３７２ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、歪モデル管理部３７１からデシメーションフィルタ３７４ａ，３７４ｂに至る経路に設定している。

次に、デシメーションフィルタ３７４ａ，３７４ｂが、算出した比率Ｒを用いて、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対してデシメーションを行うことにより、レプリカ信号（第４レプリカ信号）ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］を生成する。

続いて、差分器３７５ａ，３７５ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］とデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］との誤差を示す誤差信号（ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）を生成して出力する。

その後、増幅器モデル管理部５１は、最小二乗法を用いて、誤差信号（ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｅｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］）の２乗和が最小になる係数パラメータｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）を求める。

すると、セレクタ３７２ａ，３７２ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、歪モデル管理部３７１から歪特性推定部３０７の外部に至る経路に設定する。このとき、歪モデル管理部３７１から歪特性推定部３０７の外部に出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］が、歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］に相当する。また、歪モデル管理部３７１が、歪モデル確定後、式（２）を用いて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］から歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を算出する処理が、歪付加処理に相当する。

以上のように、歪特性推定部３０７は、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に基づいて増幅系列から出力される出力信号ｙ（ｔ）のレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成する。次に、歪特性推定部３０７は、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対してデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］に対応したデシメーションを行うことによりレプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］を生成する。その後、歪特性推定部３０７は、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［Ｒ×ｎｄ］，ｙ_Ｑ’［Ｒ×ｎｄ］に対するデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］の誤差を示す誤差信号ｔｍｐ＿ｅ_Ｉ［ｎｄ］，ｔｍｐ＿ｅ_Ｑ［ｎｄ］に基づいて、歪モデルを推定する。

結局、本実施形態に係る増幅回路３０１では、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］に比べて、広い帯域の信号成分が反映された歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を用いて、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを算出する。従って、デジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］を用いて、増幅器２の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

［５．変形例］
（１）第１実施形態では、復元信号（第２デジタルモニタ信号）ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域が、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域と同じに設定されている例について説明した。但し、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域はこれに限定されるものではない。例えば、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域を、デジタルモニタ信号（第１デジタルモニタ信号）ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］の帯域（モニタ帯域）よりも大きく、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域よりも小さくしてもよい。
本構成によれば、復元信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を構成するデータ量を低減することができるので、増幅器特性推定部５１で行われる演算量の低減を図ることができる。

（２）第１実施形態では、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数が、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］の帯域と同じになるように設定されている例について説明したが、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数はこれに限定されるものではない。例えば、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数が、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］の帯域以下に設定されていてもよい。
本構成によれば、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂとして、サンプリング周波数の低い仕様のものを使用できるので、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂに要するコストを低減することができる。

（３）第１実施形態では、直交復調器４２が、周波数変換部３８から出力される信号に対して直交復調を行う例について説明したが、直交復調を行う対象となる信号はこれに限定されるものではない。例えば、直交復調器が、周波数変換部３８から出力される信号をデジタル信号に変換してなる信号に対して直交復調を行う構成であってもよい。
本構成によれば、直交復調をデジタル信号処理により行うことができる。

（４）第１実施形態では、推定部７が、増幅器２の増幅特性とは逆の増幅特性を示す仮想の増幅器のモデルを推定する例について説明したが、推定する増幅器モデルは逆モデルに限定されるものではない。例えば、推定部７が、増幅器２の増幅特性を示す順モデルを推定するものであってもよい。この場合、歪補償処理部８が、順モデルから逆モデルを生成した上で、当該逆モデルを用いて前置歪補償処理を行う構成に変更すればよい。
本構成によれば、推定部７と増幅器特性推定部５１との一体化を図ることができるので、歪補償装置４の構成の簡素化を図ることができる。

（５）第１実施形態〜第２実施形態では、順モデルがいわゆるＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式でない（非ＥＴ方式の）増幅器のモデルに相当する例について説明した。但し、順モデルは、非ＥＴ方式の増幅器に対応するモデル限定されるものではなく、ＥＴ方式の増幅器に対応するモデルであってもよい。
この場合、増幅器モデル管理部５１１が管理する順モデルは、式（３）で表されることになる。

ここで、ｙ’［ｎ］（＝ｙ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｙ_Ｑ’［ｎ］）は、レプリカ信号、ｘ［ｎ］は、入力信号、ｕ［ｎ］（＝ｕ_Ｉ’［ｎ］＋ｉｕ_Ｑ’［ｎ］）は、補償信号を示す。
ｌ，ｍ，ｇ_ｋ,ｌ,ｍ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ’_ｌ，ｍ）は、式（１）における意味と同じであるのでここでは説明を省略する。
本構成によれば、増幅器特性推定部５１は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］およびデジタルモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎ］，ｒ_Ｑ［ｎ］に加えて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に基づいて、順モデルを推定することになる。
［６．付記］

なお、今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
また、直交復調器４２とＡＤＣ４０ａ，４０ｂとの間には、観測したい歪信号以外のノイズ成分を除去するために適宜ローパスフィルタを挿入してもよい。この「観測したい歪信号以外のノイズ成分」とは、例えば、歪補償装置の内外で生じるノイズ成分に相当する。
例えば、帯域１００ＭＨｚの歪成分を含む信号を観測したい場合、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂのサンプリング周波数を２０ＭＨｚとし、ローパスフィルタの通過帯域を５０ＭＨｚに設定すればよい。

１，２０１，３０１ 増幅回路
２ 増幅器
４，２０４，３０４ 歪補償装置
７ 推定部
８ 歪補償処理部
３２ａ，３２ｂ ＤＡＣ（ＤＡ変換器）
４０ａ，４０ｂ ＡＤＣ（ＡＤ変換器）
５１ 増幅器特性推定部（信号生成部）
２０９ ＡＣＬＲ算出部
３０７ 歪特性推定部（系列特性推定部）

Claims (10)

1. 増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、
   前記増幅器の第１増幅器モデルを用いて、前記増幅器への入力信号に対して歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、
   前記増幅器の出力信号をモニタして得られるアナログモニタ信号を、アナログデジタル変換して生成された第１デジタルモニタ信号から第２デジタルモニタ信号を生成する信号生成部と、
   前記補償信号および前記第２デジタルモニタ信号に基づいて前記第１増幅器モデルを推定する推定部と、
   を備え、
   前記信号生成部に与えられる前記第１デジタルモニタ信号のモニタ帯域は、前記補償信号の帯域よりも狭く、
   前記信号生成部は、前記補償信号に基づいて前記アナログモニタ信号に含まれる信号成分のうち前記モニタ帯域外の信号成分を復元し、生成した前記モニタ帯域外の信号成分を前記第１デジタルモニタ信号に付加することにより、前記第２デジタルモニタ信号を生成する
   歪補償装置。
2. 前記推定部は、前記第２デジタルモニタ信号に基づいて前記補償信号のレプリカ信号を生成し、前記補償信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記第１増幅器モデルを推定する
   請求項１記載の歪補償装置。
3. 前記信号生成部は、前記補償信号および前記第１デジタルモニタ信号に基づいて前記増幅器の第２増幅器モデルを推定するとともに、推定した前記第２増幅器モデルを用いて、前記補償信号に対する歪付加処理を行って第２デジタルモニタ信号を生成して出力する
   請求項１または請求項２記載の歪補償装置。
4. 前記信号生成部は、
   前記補償信号および前記第１デジタルモニタ信号に基づいて前記補償信号の第１レプリカ信号を生成した後、前記第１レプリカ信号の帯域を前記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより第２レプリカ信号を生成し、その後、第２レプリカ信号に対する前記第１デジタルモニタ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記第２増幅器モデルを推定する
   請求項３記載の歪補償装置。
5. 前記信号生成部から出力される第２デジタルモニタ信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部を更に備える
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の歪補償装置。
6. 前記歪補償処理部に入力される入力信号と、前記第１デジタルモニタ信号と、に基づいて、前記増幅器および前記歪補償処理部とを含む増幅系列の系列モデルを推定するとともに、推定した系列モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する系列特性推定部と、
   前記系列特性推定部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備える
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の歪補償装置。
7. 前記系列特性推定部は、
   前記入力信号に基づいて前記増幅系列から出力される出力信号の第３レプリカ信号を生成した後、前記第３レプリカ信号の帯域を前記モニタ帯域に対応させるデシメーションを行うことにより第４レプリカ信号を生成し、その後、第４レプリカ信号に対する前記第１デジタルモニタ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記系列モデルを推定する
   請求項６記載の歪補償装置。
8. 前記増幅器の電力効率は、３０％以上である
   請求項１〜７のいずれか１項に記載の歪補償装置。
9. 前記入力信号の帯域は、２０ＭＨｚ以上である
   請求項１〜８のいずれか１項に記載の歪補償装置。
10. 請求項１記載の歪補償装置を備えている無線通信装置。