CN105264769B - 失真补偿装置和无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

有效地降低了从放大器的输出信号的宽频带中的失真。失真补偿装置包括：失真补偿处理部，被配置为基于放大器的第一放大器模型对到放大器的输入信号执行失真补偿处理，并且输出补偿信号；信号产生部，被配置为接收补偿信号以及第一数字监视信号，并且产生第二数字监视信号；以及估计部，被配置为基于补偿信号和第二数字监视信号来估计第一放大器模型。第二数字监视信号的频带包括在模拟监视信号中所包含的信号分量之中的、通过对在监视频带之外的信号分量进行恢复所获得的信号分量。信号产生部基于补偿信号和第一数字监视信号，来恢复在模拟监视信号中所包含的信号分量之中的、在监视频带之外的信号分量。

Description

失真补偿装置和无线通信装置
技术领域
本发明涉及一种失真补偿装置和一种无线通信装置。
背景技术
当由诸如高功率放大器(以下简称为“HPA”)等等这样的放大器对功率进行放大时，由于放大器的非线性失真特性而可能无法获得期望的输入输出特性。
尤其是，当要放大的无线电信号的频率高时，必须执行用于通过使用数字信号处理来消除非线性失真特性的预失真。
例如，专利文献1公开了一种失真补偿电路，该失真补偿电路通过使用通过对放大器的输出信号进行监视所获得的监视信号来执行预失真。在专利文献1中，失真补偿电路通过使用数字监视信号来执行预失真。然而，通过对放大器的输出信号进行监视所获得的监视信号是模拟信号(模拟监视信号)。为了产生数字监视信号，模数转换器(AD转换器)对模拟监视信号执行模数转换。
[专利文献]
专利文献1：日本专利公开No.2010-157936
发明内容
[技术问题]
通常，需要失真补偿电路以在约为无线电信号所使用的频带(以下简称为"使用频带")五倍的频带上执行失真补偿。因此，可足够地降低放大器的输出信号的失真。
在专利文献1中所公开的失真补偿电路中，通过增大AD转换器的采样频率，可将数字监视信号的频带设置为大约无线电信号的使用频带的五倍。
然而，这种AD转换器的采样频率的增大通常导致AD转换器的成本的增加。例如，假定要传送的无线电信号的使用频带为20MHz，则AD转换器所需的采样频率是100MHz以上。其结果是，需要相对贵的AD转换器。
因此，期望实现这样一种失真补偿装置，该失真补偿装置在使用具有相对低的采样频率的AD转换器的同时能够有效地降低放大器的输出信号的宽频带(比数字监视信号的频带要宽的频带)上的失真。
因此，本发明的目的是提供一种用于有效地降低放大器的输出信号的宽频带上的失真的新技术。
本发明的一个方面是一种用于对放大器的失真进行补偿的失真补偿装置。该失真补偿装置包括：失真补偿处理部，所述失真补偿处理部被配置为基于所述放大器的第一放大器模型对到所述放大器的输入信号执行失真补偿处理，并且输出补偿信号；信号产生部，所述信号产生部被配置为接收所述补偿信号以及第一数字监视信号，并且产生第二数字监视信号；以及估计部，所述估计部被配置为基于所述补偿信号和所述第二数字监视信号来估计所述第一放大器模型。
所述第一数字监视信号是通过使下述模拟监视信号经受模数转换所产生的信号，该模拟监视信号是通过监视来自所述放大器的输出信号所获得的模拟监视信号。
所述第一数字监视信号的监视频带比所述补偿信号的频带窄。
所述第二数字监视信号的频带比所述第一数字监视信号的所述监视频带宽，并且所述第二数字监视信号的频带包括在所述模拟监视信号中所包含的信号分量之中的、通过对在所述监视频带之外的信号分量进行恢复所获得的信号分量。
所述信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号，来恢复在所述模拟监视信号中所包含的所述信号分量之中的、在所述监视频带之外的所述信号分量。
本发明的另一方面是一种包括失真补偿装置的无线通信装置。
根据本发明，能够有效地降低放大器的输出信号的宽频带上的失真。
附图说明
[图1]图1是根据第一实施例的放大器电路的电路图。
[图2]图2示出了根据第一实施例的放大器特性估计部，其中(a)示出了在建立前向模型之前的其配置，并且(b)示出了在建立前向模型之后的其配置。
[图3]图3是根据第一实施例的放大器特性估计部的操作流程图。
[图4]图4是根据第一实施例的放大器特性估计部的操作流程图。
[图5]图5是根据第二实施例的放大器电路的电路图。
[图6]图6是根据第三实施例的放大器电路的电路图。
[图7]图7示出了根据第三实施例的失真特性估计部，其中(a)示出了在建立失真模型以前的其配置，并且(b)示出了在建立失真模型之后的其配置。
具体实施方式
[1.实施例的概要]
(1)一种根据实施例的用于对放大器的失真进行补偿的失真补偿装置。该失真补偿装置包括：失真补偿处理部，所述失真补偿处理部被配置为基于所述放大器的第一放大器模型对到所述放大器的输入信号执行失真补偿处理，并且输出补偿信号；信号产生部，所述信号产生部被配置为接收所述补偿信号以及第一数字监视信号，并且产生第二数字监视信号；以及估计部，所述估计部被配置为基于所述补偿信号和所述第二数字监视信号来估计所述第一放大器模型。
所述第一数字监视信号是通过使下述模拟监视信号经受模数转换所产生的信号，该模拟监视信号是通过监视来自所述放大器的输出信号所获得的模拟监视信号。
所述第一数字监视信号的监视频带比所述补偿信号的频带窄。
所述第二数字监视信号的频带比所述第一数字监视信号的所述监视频带宽，并且所述第二数字监视信号的频带包括在所述模拟监视信号中所包含的信号分量之中的、通过对在所述监视频带之外的信号分量进行恢复所获得的信号分量。
所述信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号，来恢复在所述模拟监视信号中所包含的所述信号分量之中的、在所述监视频带之外的所述信号分量。
第一数字监视信号的监视频带可以是比补偿信号的频带要窄的频带(例如与经受失真补偿之前的输入信号的频带一样窄的频带)。因此，可降低用于对模拟监视信号进行模数转换的采样频率。
然而，当第一数字监视信号的监视频带变得比补偿信号的频带窄时，包含在模拟监视信号之中的信号分量当中的在监视频带之外的信号分量(失真分量)丢失了。
然而，在该配置中，信号产生部可恢复包含在模拟监视信号之中的信号分量当中的在监视频带之外的信号分量。
因此，可优选估计部基于具有比第一数字监视信号更宽频带的第二数字监视信号来估计第一放大器模型。
(2)优选地，基于所述第二数字监视信号来产生所述补偿信号的复制信号，并且基于下述误差信号来估计所述第一放大器模型，该误差信号指示相对于所述补偿信号的所述复制信号的误差。
根据该配置，在第一放大器模型中，如实地再现出第二数字监视信号的频带中的放大器的放大特性。
(3)优选地，信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号来估计所述放大器的第二放大器模型，并且通过使用所估计出的第二放大器模型来对所述补偿信号执行失真添加处理以产生所述第二数字监视信号。
根据该配置，通过使用第二放大器模型可产生具有比第一数字监视信号的监视频带更宽频带的第二数字监视信号。
(4)优选地，信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号，来产生所述补偿信号的第一复制信号，通过执行抽取以使得所述第一复制信号的频带与所述监视频带相对应，来产生第二复制信号，并且基于下述误差信号来估计所述第二放大器模型，该误差信号指示相对于所述第二复制信号的所述第一数字监视信号的误差。
包含在模拟监视信号之中的监视频带之外的频带中的信号分量在第一数字监视信号中作为混叠而存在。通过执行抽取以使得所述第一复制信号的频带与监视频带相对应而产生第二复制信号。因此，监视频带之外的频带中的信号分量在第二复制信号中作为混叠而存在。
因为根据用于表示第二复制信号与第一数字监视信号(这两者均包括混叠)之间的误差的误差信号来估计第二放大器模型，因此在第二放大器模型中反映出混叠的贡献(contribution)。也就是说，在第二放大器模型中反映出在监视频带之外的频带中的信号分量的贡献。因此，在第二数字监视信号中，如实地再现出放大器的输出信号直到监视频带之外的频带中的信号分量。
(5)优选地，该失真补偿装置进一步包括ACLR计算器，该ACLR计算器基于由信号产生部所产生的第二数字监视信号来计算ACLR。
根据该配置，通过使用下述失真添加信号来计算放大器的输出信号的ACLR，在所述失真添加信号中反映出包含在比监视频带更宽频带之中的信号分量。因此，与通过使用第一数字监视信号来计算放大器的输出信号的ACLR的配置相比，可更准确地计算ACLR。
(6)优选地，该失真补偿装置进一步包括：序列特性估计部，所述序列特性估计部被配置为：基于到所述失真补偿处理部的输入信号以及所述第一数字监视信号来估计包括所述放大器和所述失真补偿处理部在内的放大序列的序列模型，基于所述所估计出的序列模型来对所述输入信号执行失真添加处理，并且输出失真添加信号；以及ACLR计算器，所述ACLR计算器被配置为通过使用从所述序列特性估计部输出的所述失真添加信号来计算ACLR。
根据该配置，通过使用下述失真添加信号来计算放大器的输出信号的ACLR，在所述失真添加信号中反映出包含在比监视频带更宽频带之中的信号分量。因此，与通过使用第一数字监视信号来计算放大器的输出信号的ACLR的配置相比，可更准确地计算ACLR
(7)优选地，该序列特性估计部基于所述输入信号，来产生来自所述放大序列的输出信号的第三复制信号，并且基于下述误差信号来估计所述序列模型，该误差信号指示相对于所述第四复制信号的所述第一数字监视信号的误差。
根据该配置，可由输入信号计算序列模型。
(8)优选地，放大器具有30％以上的电力效率。在具有30％以上电力效率的高效放大器中，很可能发生大的失真，并且补偿信号的频带很可能增大。因此，应用上述技术是特别有用的。
(9)优选地，输入信号具有20MHz以上的频带。当信号的频带为20MHz以上时，非常需要失真补偿处理。因此，应用上述技术是特别有用的。
(10)根据实施例的无线通信装置包括根据上述(1)至(9)中的任何一个的失真补偿装置。
在下文中，参考附图对本发明的优选实施例进行描述。
[2.第一实施例]
<1>配置
图1示出了根据本实施例的放大器电路1的配置。
放大器电路1包含在安装在无线基站之中的无线通信装置中，并且用于对要发送和接收的信号进行放大。
放大器电路1包括高功率放大器2和失真补偿装置4。
放大器2对输入信号进行放大。放大器2是具有例如30％以上电力效率的高效放大器，并且更优选地，放大器2是具有例如40％以上电力效率的高效放大器。放大器2的效率越高，放大器2越造成失真。因此，失真补偿装置4输出的补偿信号的频带必须要宽
失真补偿装置4通过数字信号处理来执行失真补偿。失真补偿装置4是由有线逻辑电路构成的。失真补偿装置4可以是由包括存储器(未示出)以及处理器(未示出)的计算机构成的。
失真补偿装置4包括逆特性估计部(以下称为“估计部”)7、失真补偿处理部8、以及放大器特性估计部(信号产生部)51。如果失真补偿装置4是计算机，那么这些部件的每一个可以是由用于执行存储在存储器中的预定程序的处理器来实现的。
估计部7估计虚拟放大器的模型(第一放大器模型，以下简称为“逆模型”)，其表示与放大器2的放大特性相反的放大特性。此后，估计部7将所估计的逆模型(具体地说表示逆模型的参数)拷贝到失真补偿处理部8之中。随后对估计部7的操作进行详细地描述。
失真补偿处理部8通过使用从估计部7所拷贝的逆模型对输入信号执行预失真处理。此后，失真补偿处理部8输出通过预失真处理所产生的信号(以下简称为“补偿信号”)。输入信号和补偿信号是数字信号。将输入信号的频带设置为20MHz以上。将补偿信号的频带设置为例如100MHz。
放大器特性估计部51估计用于表示与放大器2相同的放大特性的放大器模型(第二放大器模型，以下简称为“前向模型”)。此后，放大器特性估计部51通过使用所估计的前向模型(具体地说表示前向模型的参数)来对补偿信号执行失真添加处理。因此，放大器特性估计部51产生下述数字监视信号(第二数字监视信号)并且输出该数字监视信号，所述数字监视信号中的包含在模拟监视信号中的信号分量之中的在随后所述的监视频带之外的信号分量将被恢复。在下文中，该数字监视信号被称为“恢复信号”。将恢复信号的频带设置为与补偿信号相同。随后对放大器特性估计部51的操作进行详细地描述。
放大器电路1进一步包括DAC(DA转换器)32a，32b、正交调制器33、频率转换器34，38、驱动器放大器35a，35b、耦合器36、可变衰减器37、正交解调器42、以及ADC(AD转换器)40a，40b。
DAC 32a，32b将输入数字信号转换为模拟信号。DAC 32a，32b对失真补偿装置4输入的补偿信号UI[n]，UQ[n]执行数模转换，并且输出最终信号。将DAC 32a，32b的采样频率设置为等于或高于补偿信号的采样频率。
正交调制器33对通过DAC 32a，32b已将其转换成模拟信号的补偿信号(模拟I和Q基带信号)执行正交调制。
频率转换器34对通过正交调制器33已正交调制的信号执行频率向上转换。
驱动器放大器35a，35b对通过频率转换器34已经受频率向上转换的信号进行放大，并且将最终信号输入到放大器2。
耦合器36输出通过对放大器2的输出信号y(t)进行监视所获得的模拟监视信号。
频率转换器38对通过可变衰减器(1/G)37从耦合器36输入的模拟监视信号执行频率向下转换。
正交解调器42对从频率转换器38输出的模拟监视信号执行正交解调。
ADC 40a，40b对从正交解调器42输入的模拟监视信号执行模数转换以产生数字监视信号(第一数字监视信号)。此后，ADC 40a，40b将所产生的数字监视信号输入到放大器特性估计部51。将ADC 40a，40b的采样频率设置为与输入信号相同。例如，当输入信号的频带为20MHz时，将采样频率设置为20MHz。也就是说，通过以比补偿信号的采样频率(100MHz)要低的采样频率来执行模数转换而获得ADC 40a，40b的采样频率。将数字监视信号的频带设置为例如20MHz。在下文中，将数字监视信号的频带称为“监视频带”。监视频带并不局限于20MHz，并且可以比20MHz要窄。
顺便说一下，监视频带越窄，ADC 40(40a，40b)的采样频率(监视速度)越低。ADC40(40a，40b)的采样频率越低，ADC 40的成本越低。此外，在本实施例中，从监视频带中的数字监视信号产生具有与补偿信号相同频带的恢复信号，并且通过使用所产生的恢复信号来估计放大器特性。因此，即使当监视频带窄时，也可抑制放大器特性的估计准确性的降低。
也就是说，在本实施例中，抑制了放大器特性估计准确性的降低，并且选择不昂贵的ADC的可能性增大了。
顺便说一下，从ADC40a，40b输出的数字监视信号中存在混叠。该混叠是由于模拟监视信号的信号分量当中的在包含在数字监视信号的监视频带之外的频带中的信号分量折返回到监视频带之中造成的。假定将从ADC 40a，40b输出的数字监视信号的监视频带设置为例如20MHz。在这种情况下，模拟监视信号的信号分量当中的在20MHz频带之外的频带中的信号分量在数字监视信号中作为混叠而存在。
<2>估计部的操作
首先，对描述操作所需的图1所示的各个信号与参考数字之间的对应关系进行描述。
*[n](n为正整数，*：xI，uI，yI等等)表示当采样间隔是T[sec]时在时间n×T所采样的数字信号。*[nd](nd：正整数)表示当采样间隔是Td(>T)[sec]时在时间nd×、Td所采样的数字信号。*(t)表示在时间t[sec]所采样的模拟信号。
xI[n]，xQ[n]表示输入到失真补偿处理部8的输入信号。具体地说，xI[n]表示输入信号的实部(I信道)，并且xQ[n]表示输入信号的虚部(Q信道)。也就是说，以xI[n]+i×xQ[n](i:虚数)的形式表示输入信号。
uI[n]，uQ[n]表示从失真补偿处理部8输出的补偿信号。具体地说，uI[n]表示补偿信号的实部(I信道)，并且uQ[n]表示补偿信号的虚部(Q信道)。也就是说，以uI[n]+i×uQ[n](i:虚数)的形式表示补偿信号。
uI'[n]，uQ'[n]表示用于逆特性估计的复制信号。uI'[n]表示复制信号的实部(I信道)，并且uQ'[n]表示复制信号的虚部(Q信道)。也就是说，以uI'[n]+i×uQ'[n](i:虚数)的形式表示复制信号。
yI[n]，yQ[n]表示从放大器特性估计部51输出的恢复信号y(t)。yI[n]表示恢复信号的实部(I信道)，并且yQ[n]表示恢复信号的虚部(Q信道)。也就是说，以yI[n]+i×yQ[n](i:虚数)的形式表示失真添加信号。
rI[nd]，rQ[nd]表示由ADC 40a，40b输入的数字监视信号。rI[nd]表示数字监视信号的实部(I信道)，并且rQ[nd]表示数字监视信号的虚部(Q信道)。也就是说，rI[nd]+i×rQ[nd](i:虚数)的形式表示数字监视信号。
接下来，对估计部7的操作进行描述。
估计部7根据从失真补偿处理部8输出的补偿信号uI[n]，uQ[n]以及从放大器特性估计部51输入的恢复信号yI[n]，yQ[n]而获得放大器2的逆模型。此后，估计部7将用于表示所获得的逆模型的参数拷贝到失真补偿处理部8之中。
首先，估计部7将用于表示逆模型的参数设置为初始值。
接下来，估计部7通过使用参数被设置为初始值的逆模型对恢复信号yI[n]，yQ[n]执行失真补偿处理。因此，估计部7产生补偿信号uI[n]，uQ[n]的复制信号uI'[n]，uQ'[n]。
随后，估计部7获取用于表示从失真补偿处理部8输出的补偿信号uI[n]，uQ[n]与所产生的复制信号uI'[n]，uQ'[n]之间的误差的误差信号(uI'[n]-uI[n]，uQ'[n]-uQ[n])。
此后，估计部7确定误差信号的绝对值是否小于预定参考值。一旦确定误差信号的绝对值等于或大于预定参考值，则估计部7更新逆模型的参数，并且再次执行失真补偿处理以产生复制信号uI'[n]，uQ'[n]。
接下来，估计部7再次获取补偿信号uI[n]，uQ[n]与复制信号uI'[n]，uQ'[n]之间的误差信号，并且对误差信号的绝对值与参考值进行比较。
此后，估计部7重复更新逆模型的参数，产生复制信号uI'[n]，uQ'[n]，获取误差信号，并且对误差信号的绝对值与参考值进行比较，直到误差信号的绝对值收敛到小于预定参考值的值。
因此，估计部7根据恢复信号yI[n]，Q[n]产生补偿信号uI[n]，uQ[n]的复制信号uI'[n]，uQ'[n]。此后，估计部7根据复制信号uI'[n]，Q'[n]相对于补偿信号uI[n]，uQ[n]而言的误差信号来估计逆模型。
此后，估计部7将表示所估计的逆模型的参数拷贝到失真补偿处理部8之中
<3>放大器特性估计部的详细配置和操作
接下来，对放大器特性估计部51的配置和操作进行详细描述。
将从失真补偿处理部8输出的补偿信号uI[n]，uQ[n]以及数字监视信号(第一数字监视信号)rI[nd]，rQ[nd]输入到放大器特性估计部51。
放大器特性估计部51根据从失真补偿处理部8输出的补偿信号uI[n]，uQ[n]以及数字监视信号rI[nd],rQ[nd]来估计放大器模型(前向模型)。此后，放大器特性估计部51通过使用所估计的前向模型对补偿信号uI[n]，uQ[n]执行失真添加处理以产生恢复信号(第二数字监视信号)yI[n]，yQ[n]。恢复信号yI[n]，yQ[n]是放大器2的输出信号的恢复信号。也就是说，放大器特性估计部51根据补偿信号uI[n]，uQ[n]以及第一数字监视信号rI[nd]，rQ[nd]恢复模拟监视信号。
放大器特性估计部51将所产生的恢复信号yI[n]，yQ[n]输入到估计部7。
图2示出了放大器特性估计部51的配置，其中(a)示出了在建立放大器模型之前的状态，并且(b)示出了建立放大器模型之后的状态。
放大器特性估计部51包括放大器模型管理部511、两个选择器512a，512b、两个抽取滤波器514a，514b、以及微分单元515a，515b。
放大器模型管理部511对放大器2的前向模型进行管理。术语“管理”是指前向模型的保持、前向模型的更新等等。放大器模型管理部511根据前向模型以及补偿信号uI[n]，uQ[n]产生恢复信号yI[n]，yQ[n]的复制信号(第一复制信号)yI'[n],yQ'[n]，并且输出复制信号。前向模型是由在补偿信号uI[n]，uQ[n]与复制信号yI'[n],yQ'[n]之间所建立的关系表达式来表示的。如果考虑到在放大器2内部出现的记忆效应，那么该关系表达式被表示为以下等式(1)。
[等式1]
其中y'[n](＝yI'[n]+iyQ'[n])指示复制信号，并且u[n](＝uI'[n]+iuQ'[n])指示补偿信号。
l,m是用于指示相对于与复制信号yI'[n]相对应的时间而言的时间差的参数。
gk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)指示用于表示前向模型的系数参数。该系数参数取决于l和m的值。系数参数gk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)(其中l和m中的至少一个不为0)反映出上述记忆效应的贡献程度。
选择器512a，512b对从放大器模型管理部511输出的复制信号yI'[n],yQ'[n]设置传输路径。具体地说，选择器512a，512b将传输路径设置为从放大器模型管理部511延伸到抽取滤波器514a，514b的路径或者从放大器模型管理部511延伸到放大器特性估计部51的外部的路径。
抽取滤波器514a，514b使复制信号yI'[n],yQ'[n]经受与从ADC 40a，40b输入的数字监视信号rI[nd],rQ[nd]相对应的抽取，从而产生复制信号(第二复制信号)。
在抽取滤波器514a，514b所产生的复制信号中，包含在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带之外的频带之中的信号分量作为混叠而存在，该信号分量包含在原始复制信号yI'[n],yQ'[n]之中。假定将数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带设置为例如20MHz。在这种情况下，在所提取的复制信号中，在20MHz的频带之外的频带中的信息作为混叠而存在，该信息包含在原始复制信号yI'[n],yQ'[n]之中。
微分单元515a，515b计算与抽取滤波器514a，514b所产生的复制信号与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]之间的误差相对应的误差信号。
接下来，对放大器特性估计部51的操作进行描述。
图3示出了放大器估计部51的操作流程图。假定前向模型由上述等式(1)的关系表达式来表示。
<整体操作>
首先，放大器模型管理部511将等式(1)中的系数参数gk,l,m设置为初始值(步骤S1)。选择器512a，512b将复制信号yI'[n],yQ'[n]的传输路径设置为从放大器模型管理部511延伸到抽取滤波器514a，514b的路径。
接下来，放大器模型管理部511通过使用等式(1)从补偿信号uI[n]，uQ[n]产生复制信号yI'[n],yQ'[n](步骤S2)。
随后，放大器模型管理部511、抽取滤波器514a，514b、以及微分单元515a，515b彼此协作地计算误差信号(temp_eI[nd],temp_eQ[nd])(步骤S3)。随后对计算误差信号(temp_eI[nd],temp_eQ[nd])的处理进行详细地描述。
此后，放大器模型管理部511通过使用最小二乘法来计算参数系数gk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)，利用该参数系数使误差信号(temp_eI[nd],temp_eQ[nd])的平方和最小化(步骤S4)。
接下来，选择器512a，512b将复制信号yI'[n],yQ'[n]的传输路径切换到从放大器模型管理部511延伸到放大器特性估计部51外部的路径(步骤S5)。此时，从放大器模型管理部511输出到放大器特性估计部51外部的复制信号yI'[n],yQ'[n]与恢复信号yI[n]，yQ[n]相对应。
如上所述，在已建立了前向模型之后，放大器模型管理部511执行通过使用等式(1)从补偿信号uI[n]，uQ[n]产生恢复信号yI[n]，yQ[n]的处理。在该处理中，放大器模型管理部511还恢复在监视频带之外的信号分量。该处理等效于通过将监视频带之外的恢复信号分量添加到数字监视信号rI[nd],rQ[nd]上而产生恢复信号yI[n]，yQ[n]的处理。“监视频带之外的信号分量”是指输出信号y(t)的信号分量当中的在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的监视频带之外的信号分量。
如上所述，将恢复信号yI[n]，yQ[n]的频带设置为与补偿信号uI[n]，uQ[n]相同的频带。因此，在估计部7所估计的前向模型中，反映出补偿信号uI[n]，uQ[n]的整个频带中的信号分量。因此，与仅在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带中执行失真补偿的配置相比，可降低在放大器2的输出信号的宽频带上的失真。
接下来，将放大器模型管理部511确定是否存在用于指令结束前向模型估计的结束指令(步骤S6)。该“结束指令”是由诸如例如失真补偿装置4的断电这样的事件来触发的。
当在步骤S6中确定不存在结束指令时(步骤S7：否)，选择器512a，512b将复制信号yI'[n],yQ'[n]的传输路径切换到从放大器模型管理部511延伸到抽取滤波器514a，514b的路径(步骤S7)。此后，放大器模型管理部511再次执行步骤S2中的处理。
<计算误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])的处理>
接下来，详细地描述由彼此协作操作的放大器模型管理部511、抽取滤波器514a，514b，以及微分单元515a，515b计算误差eI，eQ的处理。
图4(a)示出了放大器估计部51的操作流程图，并且图4(b)示出了用于说明计算误差eI，eQ的操作的示意图。图4(a)示出了计算误差eI，eQ的处理的操作流程图。
首先，抽取滤波器514a，514b获取补偿信号uI[n]，uQ[n]的采样率Rate_u(步骤S21)。
接下来，抽取滤波器514a，514b获取数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的采样率Rate_r(步骤S22)。
随后，抽取滤波器514a，514b计算采样率Rate_u与采样率Rate_r的比率R(＝Rate_u/Rate_r)(步骤S23)。
此后，放大器模型管理部511将为误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])的计算目标的数据的索引nd设置为初始值(步骤S24)。
接下来，放大器模型管理部511确定索引nd是否小于预定参考值Nd(步骤S25)。
假定在步骤S25中放大器模型管理部511已确定索引nd小于预定参考值Nd(步骤S25：是)。
在这种情况下，抽取滤波器514a，514b通过使用所计算的比率R(＝Rate_u/Rate_r)来对复制信号yI'[n]，yQ'[n]执行抽取。此后，抽取滤波器514a，514b产生复制信号(第二复制信号)yI'[R×nd],yQ'[R×nd](步骤S26)。
例如，如图4(b)所示，当比率R是5时，在每隔五个复制信号yI'[n],yQ'[n]中出现与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]相对应的一个复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd](R＝5)。
在该实施例中，通过使用所计算的比率R(＝5)，抽取滤波器514a，514b从复制信号yI'[n],yQ'[n]提取复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd](参见图4(b)中的阴影部分)。
回头参考图4(a)，在步骤S26之后，微分单元515a，515b产生用于指示复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]之间的误差的误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])(步骤S27)。
如上所述，在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]中，包含在模拟监视信号之中的信号分量当中的在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带之外的频带中的信号分量作为混叠而存在。
此外，在复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]中，包含在复制信号yI'[n],yQ'[n]之中的信号分量当中的在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带之外的频带中的信号分量作为混叠而存在。
因此，在误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])中，反映出存在于数字监视信号rI[nd],rQ[nd]中的混叠以及存在于复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]中的混叠。
因而，在误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])中，可反映出存在于包含在模拟监视信号和复制信号yI'[n],yQ'[n]之中的信号分量当中的存在于数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带之外的频带中的信号分量的贡献。
随后，放大器模型管理部511使索引nd仅递增1(步骤S28)，并且再次执行步骤S25的处理。
此外，在步骤S25中，当确定索引nd等于或大于预定参考值Nd时(步骤S25：否)，计算误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])(nd＝1，2，...，Nd)的处理结束。
<4>结论
通常，为了准确地补偿失真，需要与补偿信号一样宽的频带以作为对输出信号y(t)的模数转换的采样频率。也就是说，数字监视信号的采样频率应该与补偿信号的采样频率相同。在这种情况下，虽然可确保与补偿信号的频带相等的频带以作为数字监视信号的频带，但是采样频率必须是相对高的。
另一方面，在本实施例的放大器电路1中，因为数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的监视频带可以为比补偿信号uI[n]，uQ[n]的频带窄的频带(例如与经受失真补偿之前的输入信号xI[n]，xQ[n]的频带一样窄的频带)，所以可降低用于产生数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的模数转换的采样频率。
然而，当数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的监视频带变得比补偿信号uI[n]，uQ[n]的频带窄时，包含在输出信号y(t)之中的信号分量当中的在监视频带之外的信号分量(失真分量)将丢失。
然而，在本实施例的放大器电路1中，放大器特性估计部51恢复包含在输出信号y(t)之中的信号分量当中的在监视频带之外的频带中的信号分量，并且产生与要添加所恢复的信号分量的数字监视信号rI[nd],rQ[nd]相等效的恢复信号yI[n]，yQ[n]。
因此，估计部7可根据存在于比数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带更宽频带中的恢复信号yI[n]，yQ[n]来估计逆模型。
此外，在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]中，包含在模拟监视信号之中的信号分量当中的在数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带之外的频带中的信号分量作为混叠而存在。另外，通过使复制信号yI'[n],yQ'[n]经受与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]相对应的抽取而产生复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]。因而，在复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]中，在数字监视信号rI[nd],。rQ[nd]的频带之外的频带中的信号分量作为混叠而存在。此后，根据用于指示这两者皆具有混叠的复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]之间的误差的误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])来估计前向模型(第二放大器模型)。因而，在前向模型中反映出混叠的贡献。也就是说，在前向模型中，反映出存在于比数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带更宽频带中的信号分量的贡献。因此，在恢复信号yI[n]，yQ[n]中，如实地再现出放大器2的输出信号y(t)直到比数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带更宽的频带。
此外，本实施例的放大器电路1利用包含在监视信号之中的混叠。因此，例如，可以不必在正交解调器42与ADC 40a，40b之间提供用于去除混叠的过滤器。因而，可降低部件数目，这导致成本降低。
[3.第二实施例]
迄今为止，多个无线电台共享有限的无线电资源，其中向每个无线电台分配操作频率(以下简称为"信道")。
如果某个无线电台向分配给另一无线电台的信道辐射功率，所述信道与分配给某个无线电台的信道相邻，则在无线电台之间出现串扰。
因此，迄今为止，已提供了与从无线电台辐射的无线电波有关的用于相邻信道泄漏率(ACLR)的标准(例如无线工业及商贸联合会(ARIB)所定义的标准)。因此，当将放大器电路1安装到无线通信装置上并使用时，必不可少的是计算放大器2的输出信号y(t)的ACLR，并且评估ACLR是否满足标准。
在计算ACLR的过程中，通常，根据来自放大器2的输出信号y(t)获得预定操作频带中的功率值以及在频率轴方向上与其两端上的操作频带相邻的相邻频率分量的功率值。
图5示出了根据本实施例的放大器电路201。
放大器电路201基本上与第一实施例的放大器电路1相同，并且与第一实施例的放大器电路1的不同之处在于失真补偿装置204包括ACLR计算器209。向与第一实施例的放大器电路1相同的部件赋予相同参考数字，并且视情况省略对其的描述。
ACLR计算器209通过使用从放大器特性估计部51输出的恢复信号(第二数字监视信号)yI[n]，yQ[n]来计算ACLR。具体地说，首先，ACLR计算器209从恢复信号yI[n]，yQ[n]提取操作频带中的信号分量以及除操作频带中的信号分量之外的信号分量(相邻频率分量)。例如，已预先设置操作频带。此后，ACLR计算器209根据所抽取的信号分量来计算ACLR(操作频带中的频率分量的平均功率值与相邻频率分量的平均功率值之间的比率)。
当计算ACLR时，如果必需的频率分量未包含在监视信号中，那么不能准确地计算ACLR。当输入信号xI[n]，xQ[n]具有20MHz的频带时，需要该频带五倍的监视速度(监视频带)，即100MHz。
相反地，在根据本实施例的放大器电路201中，通过使用反映出比数字监视信号rI[nd],rQ[nd]的频带更宽频带中的信号分量(相邻频率分量)的恢复信号yI[n]，yQ[n]来计算放大器2的输出信号y(t)的ACLR。因此，与照原样通过使用数字监视信号rI[nd],rQ[nd]来计算放大器2的输出信号的ACLR的配置相比，可准确地计算ACLR。
[4.第三实施例]
与根据第二实施例的放大器电路201一样，根据本实施例的放大器电路301具有计算ACLR的功能。本实施例的放大器电路301通过使用输入信号xI[n]，xQ[n]以及数字监视信号rI[n],rQ[n]来估计与由失真补偿处理部8、DAC 32(32a，32b)、正交调制器33、频率转换器35a、以及放大器2所组成的放大序列相对应的序列模型(以下简称为“失真模型”)。此后，放大器电路301通过使用根据所估计的失真模型所产生的信号来计算ACLR。在下文中，对本实施例的放大器301进行详细地描述。
图6示出了本实施例的放大器电路301。
放大器电路301基本上与第二实施例的放大器电路201相同，并且与第二实施例的放大器电路201的不同之处在于失真补偿装置304包括失真特性估计部307。向与第二实施例的放大器电路201相同的部件赋予相同参考数字，并且视情况省略对其的描述。
失真特性估计部307估计失真模型。失真特性估计部307根据输入到失真补偿处理部8的输入信号xI[n]，xQ[n]以及数字监视信号(第一数字监视信号)rI[nd],rQ[nd]来估计失真模型。此后，失真特性估计部307通过使用所估计的失真模型对输入信号xI[n]，xQ[n]执行失真添加处理并且输出失真添加信号yI”[n],yQ”[n]。
接下来，对失真特性估计部307的配置和操作进行详细地描述。
图7示出了失真特性估计部307的配置，其中(a)示出了在建立失真模型之前的状态，并且(b)示出了在建立失真模型之后的状态。
失真特性估计部307包括失真模型管理部371、两个选择器372a，372b、两个抽取滤波器374a，374b、以及微分单元375a，375b。。向与第二实施例的放大器电路201相同的部件赋予相同参考数字，并且视情况省略对其的描述。
失真模型管理部371管理失真模型。术语“管理”是指失真模型的保持、失真模型的更新等等。失真模型管理部371根据失真模型以及输入信号xI[n]，xQ[n]产生复制信号(第三复制信号)yI'[n],yQ'[n]，并且输出复制信号。失真模型是由在输入信号xI[n]，xQ[n]与复制信号yI'[n],yQ'[n]之间所建立的关系表达式来表示的。如果考虑到在放大序列内部出现的记忆效应，则关系表达式由以下等式(2)来表示
[等式2]
其中y'[n](＝yI'[n]+iyQ'[n])指示复制信号，而x[n](＝xI'[n]+ixQ'[n])指示输入信号。
l,m是用于指示就与复制信号y'[n]相对应的时间而言的时间差。
hk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)指示用于表示失真模型的系数参数。该系数参数取决于l和m的值。l和m中的至少一个不是0的系数参数hk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)反映出上述记忆效应的贡献程度。
接下来，对失真特性估计部307的操作进行说明。假定由上述等式(2)的关系表达式来表示失真模型。
失真特性估计部307的操作与如上所述的放大器特性估计部51的操作相似。具体地说，失真特性估计部307的操作流程图基本上与图3和4中所示的操作流程图相同。失真特性估计部307的操作流程图与图3和4中所示的操作流程图的不同之处在于在步骤S2的处理中通过使用等式(2)的关系表达式来计算复制信号yI'[n],yQ'[n]并且在步骤S21的处理中获取输入信号xI[n]，xQ[n]的采样率。在下文中，对失真特性估计部307的操作进行简要地描述。
首先，失真模型管理部371通过使用系数参数hk,l,m(k＝0,1,2,···,Kl,m)被设置为初始值的等式(2)来从输入信号xI[n]，xQ[n]计算复制信号yI'[n],yQ'[n]，并且输出所计算的复制信号yI'[n],yQ'[n]。
抽取滤波器374a，374b获取输入信号xI[n]，xQ[n]的采样率Rate_x以及数字监视信号rI[n],rQ[n]的采样率Rate_r。抽取滤波器374a，374b计算采样率Rate_x与采样率Rate_r的比率R(＝Rate_x/Rate_r)。
选择器372a，372b将复制信号yI'[n],yQ'[n]的传输路径设置为从失真模型管理部371延伸到抽取滤波器374a，374b的路径。
接下来，通过使用所计算的比率R，抽取滤波器374a，374b对复制信号yI'[n],yQ'[n]执行抽取以产生复制信号(第四复制信号)yI'[R×nd],yQ'[R×nd]。
随后，微分单元375a，375b产生用于指示复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]与数字监视信号rI[nd],rQ[nd]之间的误差的误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])，并且输出误差信号。
此后，放大器模型管理部511通过使用最小二乘法来计算系数参数hk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)，利用所述系数参数使误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])的平方和最小化。
此后，选择器372a，372b将复制信号yI'[n],yQ'[n]的传输路径切换到从失真模型管理部371延伸到在失真特性估计部307之外的路径。此时，从失真模型管理部371输出到失真特性估计部307之外的复制信号yI'[n],yQ'[n]与失真添加信号yI”[n],yQ”[n]相对应。在已建立失真模型之后失真模型管理部371通过使用等式(2)来从输入信号xI[n]，xQ[n]计算失真添加信号yI"[n],yQ"[n]的处理与失真添加处理相对应。
如上所述，失真特性估计部307根据输入信号xI[n]，xQ[n]产生从放大序列输出的输出信号y(t)的复制信号yI'[n],yQ'[n]。接下来，失真特性估计部307通过使复制信号yI'[n],yQ'[n]经受与数字监视信号rI[n],rQ[n]相对应的抽取而产生复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]。此后，失真特性估计部307根据用于指示数字监视信号rI[nd],rQ[nd]就复制信号yI'[R×nd],yQ'[R×nd]而言的误差的误差信号(tmp_eI[nd],tmp_eQ[nd])来估计失真模型。
因此，在本实施例的放大器电路301中，通过使用反映出比数字监视信号rI[n],rQ[n]更宽频带中的信号分量的失真添加信号yI"[n],yQ"[n]来计算来自放大器2的输出信号y(t)的ACLR。因此，与通过使用数字监视信号rI[n],rQ[n]来计算放大器2的输出信号的ACLR的配置相比可准确地计算ACLR。
[5.修改]
(1)在第一实施例中，描述了将恢复信号(第二数字监视信号)yI[n]，yQ[n]的频带设置为与补偿信号uI[n]，uQ[n]的频带相同的示例。然而，恢复信号yI[n]，yQ[n]的频带并不局限于此。例如，可以将恢复信号yI[n]，yQ[n]的频带设置为大于数字监视信号(第一数字监视信号)rI[nd],rQ[nd]的频带(监视频带)并且小于补偿信号uI[n]，uQ[n]的频带。
根据该配置，可降低构成恢复信号yI[n]，yQ[n]的数据的量，从而可降低在放大器特性估计部51中所执行的计算的量。
(2)在第一实施例中，描述了将ADC 40a，40b的采样频率设置为与输入信号xI[n]，xQ[n]的频带相同的示例。然而，ADC 40a，40b的采样频率并不局限于此。例如，可以将ADC40a，40b的采样频率设置为低于输入信号xI[n]，xQ[n]的频带。
根据该配置，具有低采样频率规范的ADC可用作ADC 40a，40b，从而可降低ADC40a，40b的成本。
(3)在第一实施例中，描述了正交解调器42对频率转换器38输出的信号执行正交解调的示例。然而，要经受正交解调的信号并不局限于此。例如，正交解调器可以对频率转换器38输出的信号所转换的数字信号执行正交解调。
根据该配置，可通过数字信号处理来执行正交解调。
(4)在第一实施例中，描述了估计部7估计用于表示与放大器2的放大特性相反的虚拟放大器的模型的示例。然而，要估计的放大器模型并不局限于逆模型。例如，估计部7可以估计用于表示放大器2的放大特性的前向模型。在这种情况下，将失真补偿处理部8配置为从前向模型产生逆模型并且此后通过使用逆模型来执行预失真。
根据该配置，可将估计部7和放大器特性估计部51彼此集成在一起。因此，可使失真补偿装置4的配置简单化。
(5)在第一实施例和第二实施例中，描述了前向模型与下述放大器的模型相对应的示例，所述放大器的模型不是所谓的包络跟踪(ET)型，即是非ET放大器。然而，前向模型并不局限于与非ET放大器相对应的模型，而可以是与ET型放大器相对应的模型。
在这种情况下，由以下等式(3)来表示放大器模型管理部511所管理的前向模型。
[等式3]
其中y'[n](＝yI'[n]+iyQ'[n])指示复制信号，x[n]指示输入信号，并且u[n](＝uI'[n]+iuQ'[n])指示补偿信号。
因为l,m,和gk,l,m(k＝0,1,2,···,K'l,m)的含义与等式(1)相同，因此省略对其的描述。
根据该配置，放大器特性估计部51根据输入信号xI[n],xQ[n]以及补偿信号uI[n]，uQ[n]和数字监视信号rI[n],rQ[n]来估计前向模型。
[6.附加注释]
在所有方面中如上所述的实施例应被视为是说明性的而不是非限制性的。本发明的范围是由所附权利要求而不是由先前含义来表示的，并且因此落入到该含义以及权利要求的等效体的范围之内的所有变化意在包含在其中。
此外，可以酌情将低通滤波器***到正交解调器42和ADC 40a，40b之间，以便除去除要监视的失真信号之外的噪声分量。“除要监视的失真信号之外的噪声分量”例如与在失真补偿装置的内部以及外部所产生的噪声分量相对应。
例如，当希望监视具有100MHz的频带并且包括失真分量的信号时，将ADC 40a，40b的采样频率设置为20MHz，并且将低通滤波器的通带设置为50MHz。
参考标记列表
1，201，301 放大器电路
2 放大器
4，204，304 失真补偿装置
7 估计部
8 失真补偿处理部
32a，32b DAC(DA转换器)
40a，40b ADC(AD转换器)
51 放大器特性估计部(信号产生部)
209 ACLR计算器
307 失真特性估计部(序列特性估计部)

Claims (10)

1.一种用于对放大器的失真进行补偿的失真补偿装置，包括：
失真补偿处理部，所述失真补偿处理部被配置为基于所述放大器的第一放大器模型对到所述放大器的输入信号执行失真补偿处理，并且输出补偿信号；
信号产生部，所述信号产生部被配置为接收所述补偿信号以及第一数字监视信号，并且产生第二数字监视信号；以及
估计部，所述估计部被配置为基于所述补偿信号和所述第二数字监视信号来估计所述第一放大器模型，
其中，
所述第一数字监视信号是通过使下述模拟监视信号经受模数转换所产生的信号，该模拟监视信号是通过监视来自所述放大器的输出信号所获得的模拟监视信号，
所述第一数字监视信号的监视频带比所述补偿信号的频带窄，
所述第二数字监视信号的频带比所述第一数字监视信号的所述监视频带宽，并且所述第二数字监视信号的频带包括在所述模拟监视信号中所包含的信号分量之中的、通过对在所述监视频带之外的信号分量进行恢复所获得的信号分量，并且
所述信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号，来恢复在所述模拟监视信号中所包含的所述信号分量之中的、在所述监视频带之外的所述信号分量。
2.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，
所述估计部基于所述第二数字监视信号来产生所述补偿信号的复制信号，并且基于第一误差信号来估计所述第一放大器模型，该第一误差信号指示相对于所述补偿信号的所述复制信号的误差。
3.根据权利要求1或2所述的失真补偿装置，其中，
所述信号产生部基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号来估计所述放大器的第二放大器模型，并且通过使用所估计出的第二放大器模型来对所述补偿信号执行失真添加处理以产生所述第二数字监视信号。
4.根据权利要求3所述的失真补偿装置，其中，
所述信号产生部
基于所述补偿信号和所述第一数字监视信号，来产生所述补偿信号的第一复制信号，
通过执行抽取以使得所述第一复制信号的频带与所述监视频带相对应，来产生第二复制信号，并且
基于第二误差信号来估计所述第二放大器模型，该第二误差信号指示相对于所述第二复制信号的所述第一数字监视信号的误差。
5.根据权利要求1所述的失真补偿装置，进一步包括：
相邻信道泄漏率计算器，所述相邻信道泄漏率计算器被配置为基于由所述信号产生部产生的所述第二数字监视信号来计算相邻信道泄漏率。
6.根据权利要求1所述的失真补偿装置，进一步包括：
序列特性估计部，所述序列特性估计部被配置为：基于到所述失真补偿处理部的输入信号以及所述第一数字监视信号来估计包括所述放大器和所述失真补偿处理部在内的放大序列的序列模型，基于所述所估计出的序列模型来对到所述失真补偿处理部的所述输入信号执行失真添加处理，并且输出失真添加信号；以及
相邻信道泄漏率计算器，所述相邻信道泄漏率计算器被配置为通过使用从所述序列特性估计部输出的所述失真添加信号来计算相邻信道泄漏率。
7.根据权利要求6所述的失真补偿装置，其中，
所述序列特性估计部
基于所述输入信号，来产生来自所述放大序列的输出信号的第三复制信号，
通过执行抽取以使得所述第三复制信号的频带与所述监视频带相对应，来产生第四复制信号，并且
基于第三误差信号来估计所述序列模型，该第三误差信号指示相对于所述第四复制信号的所述第一数字监视信号的误差。
8.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，
所述放大器具有30％以上的电力效率。
9.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，
所述输入信号具有20MHz以上的频带。
10.一种无线通信装置，所述无线通信装置包括根据权利要求1的所述失真补偿装置。
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