JP3806539B2

JP3806539B2 - 永久磁石式同期モータの制御方法

Info

Publication number: JP3806539B2
Application number: JP07917699A
Authority: JP
Inventors: 大沼　　直人; 定夫保苅; 博長瀬; 孝則中田; 昌也古橋; 靖孝鈴木
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Building Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Building Systems Co Ltd
Priority date: 1999-03-24
Filing date: 1999-03-24
Publication date: 2006-08-09
Anticipated expiration: 2019-03-24
Also published as: JP2000278982A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型強力な永久磁石を界磁に利用した永久磁石式同期モータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型強力な永久磁石を界磁に利用した同期モータは、小型化が可能であり、また、モータを含む駆動装置が小型化でき、効率が向上するメリットがある。
【０００３】
このようなモータのトルクを制御するには、モータの磁極位置に対応し、磁界方向（ｄ軸）と直角方向の電流成分（ｑ軸電流成分）を制御して行う。この技術は、中野著「サーボ技術とパワーエレクトロニクス」（共立出版１９９４年９月発行）９４〜９５頁に記載されている。また、直流モータと同様の目的で、同期モータでも規定速度より速度が上昇するにしたがって、界磁弱めをするために、ｄ軸電流を制御する方法もある。この技術は、例えば、特開平8−182398 号公報に記載されている。
【０００４】
しかし、同期モータには電機子反作用がある。そのため、ある回転速度で運転していても負荷が増加するにしたがって、電圧が上昇する。この現象は上記従来の制御方法のいずれにも生ずる。特に、定格トルクよりも負荷が大きいときなどでは、電圧上昇が顕著になる。このため、定格速度付近で運転する時、モータを制御するインバータの可出力電圧（出力可能な最大電圧）は、負荷の増加による電圧増加に対応できるように大きくしなければならない。この結果、インバータの容量を増加させたり、モータの絶縁耐圧を上げなければならない、という問題がある。
【０００５】
さらに、インバータの可出力電圧に関係するインバータ入力直流電圧は、通常、交流電源からダイオードとコンデンサからなる整流器によって作成されるため、交流電源の電圧変動の影響を受ける。特に、交流電源電圧が低下した場合、直流電圧の低下とともにインバータの可出力電圧も低下する。このため、前述したモータの負荷の増加による電圧増加に加えて、交流電源の電圧変動にも対応できるように、新たにトランス等を設けて予め受電電圧を高くするため装置が大型化するという問題も生じる。また、インバータ入力直流電圧が電池などの場合であっても、負荷を継続して印加することによって変動するため同様の対応が必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、上記問題点に鑑み、モータの出力電圧，電流の増加を小さくし、インバータの容量およびモータの絶縁耐圧の増加を抑制するに好適な永久磁石式同期モータの制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、永久磁石式同期モータの端子電圧の値が前記インバータの出力可能な最大出力電圧の範囲内となるように、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）を制御することによって、解決できる。
【０００８】
ここで、ｄ軸電流成分は、前記インバータに入力される直流電圧と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいたｄ軸電流成分の仮の指令値を演算し、この演算した仮のｄ軸電流指令の値が零ないし正極性の場合、前記ｄ軸電流成分を零とし、前記演算による仮のｄ軸電流指令値が負極性の場合、前記ｄ軸電流成分を前記仮のｄ軸電流指令に追従させる。
【０００９】
また、前記インバータに入力される直流電圧と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいて、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の仮の指令値を演算し、通常は零に制御される前記ｄ軸電流成分を前記インバータに入力されるＰＷＭパルスを作成するための変調波と搬送波とが所定の関係になったことに応動して前記ｄ軸電流成分を前記仮のｄ軸電流指令に追従させる。
また、前記インバータに入力される直流電圧と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいて、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の仮の指令値を演算し、通常は零に制御される前記ｄ軸電流成分を前記インバータに入力されるＰＷＭパルスのオン時間と前記インバータの搬送波周期とが所定の関係になったことに応動して前記ｄ軸電流成分を前記仮のｄ軸電流指令に追従させる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態による永久磁石式同期モータの制御方法を示す。
図１において、交流電源７０の交流電圧はコンバータ７１によって直流に変換され、この直流電圧は平滑コンデンサ７２で平滑され、平滑された直流は更にインバータ６６で、可変電圧・可変周波数の交流に変換される。インバータ６６の出力は永久磁石式同期モータ５１に供給され、これにより同期モータ５１を可変速駆動する。永久磁石式同期モータ５１の回転軸は負荷（図示せず）に接続され、さらに、位置検出器５２，速度検出器５３に接続される。位置検出器５２は、レゾルバやエンコーダなどが用いられ、同期モータ５１の電機子と永久磁石界磁の相対的位置、すなわち、回転角を検出する。速度検出器５３は、エンコーダなどが用いられ、同期モータ５１の回転速度を検出する。図示の例では、位置検出器５２，速度検出器５３を機能に分け、別記したが、実際にはレゾルバやエンコーダなど同一の機器により構成してもよい。
【００１２】
今、速度指令装置６１から速度指令ω^*が出力されると、速度検出器５３の出力信号ωとの偏差Δωが速度制御装置６２に入力される。速度制御装置６２は、この偏差に応じて働き、その出力信号は同期モータ５１のトルク指令信号Ｔ^*になる。速度制御装置６２の出力信号Ｔ^*は、ｑ軸電流指令装置６３に入力され、ｑ軸電流指令装置６３ではトルク指令信号Ｔ^*に応じたｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が演算される。ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*は、同期モータ５１の電機子電流ベクトルの磁界方向と直交する成分の指令であり、電流制御装置６５に入力される。一方、ｄ軸電流指令装置Ｉ_d ^*は、後述するような方法により、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を演算する。ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は同期モータ５１の電機子電流ベクトルの磁界と同方向成分の指令であり、その指令信号の主たる目的は、同期モータ５１のトルクだけでなく、出力電圧の増加を抑制制御するための指令信号を出すことにある。このｄ軸電流指令信号Ｉ_d ^*も電流制御装置６５に入力される。
【００１３】
電流制御装置６５は、位置検出器５２からの信号をもとに、電流検出器７４で検出した実際の電流が指令通りに流れるように制御するためのもので、その出力はｄ軸及びｑ軸の直流電圧指令Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*になる。電流制御装置６５の出力信号Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*は変調波発生装置７５に入力され、変調波発生装置７５では位相検出器５２からの信号をもとに、直流の電圧指令Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*に応じた交流量の変調波信号ａ^*（３相の場合、実際の変調波信号は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つであるが、ここではこれを一括してａ^*で表している）を出力する。変調波発生装置７５の出力信号ａ^*は、搬送波発生装置７６の出力である三角波状の搬送波信号ｓ_cとともにＰＷＭパルス発生装置
７７に入力される。
【００１４】
ＰＷＭパルス発生装置７７では、入力した変調波信号ａ^*と搬送波信号ｓ_cとを比較し、インバータ６６を駆動するためのＰＷＭパルス信号を作成するパルス幅変調を行い、インバータ６６にＰＷＭパルス信号を出力する。
【００１５】
インバータ６６ではＰＷＭパルス発生装置７７からのＰＷＭパルス信号により、ＰＷＭ制御が実行され、インバータ６６の出力電圧，出力周波数が制御される。
【００１６】
このようにして、同期モータ５１に流れる電流が制御され、トルクと端子電圧が制御される。
【００１７】
図２は図１の制御の原理を示す電流，電圧のベクトル図である。図２において、
Ｉ：電機子電流
Ｉ_d，Ｉ_q：Ｉのｄ，ｑ軸成分
Ｅ_O：無負荷誘起電圧
Ｖ_t：端子電圧
Ｘ_d，Ｘ_q：ｄ，ｑ軸のリアクタンスで、Ｘ_d＝Ｘ_ad＋Ｘ₁，Ｘ_q＝Ｘ_aq＋Ｘ_l
Ｘ_ad，Ｘ_aq，Ｘ_l：ｄ，ｑ軸電機子反作用リアクタンス，漏れリアクタンスである。図より、同期モータの出力Ｐは、数式（１）のようになる。
【００１８】
【数１】

すなわち、トルクＴは、数式（２）で表わされる。
【００１９】
【数２】

ここで、
ω ：モータ軸の回転角速度で、ω＝ω₁／（ｐ／２）
ω₁：電気回転角周波数
ｐ：モータの極数
Φ ：磁束
Ｌ_d，Ｌ_q：ｄ，ｑ軸のインダクタンス
であり、
【００２０】
【数３】
Ｅ₀＝ω₁・Φ …（３）
【００２１】
【数４】
Ｘ_d＝ω₁・Ｌ_d，Ｘ_q＝ω₁・Ｌ_q …（４）
である。このとき、同期モータ５１が円筒機の場合、Ｌ_d＝Ｌ_q＝Ｌであるから、トルクＴは、数式（５）のように表わされる。
【００２２】
【数５】
Ｔ＝ｋ・Φ・Ｉ_q （ｋは定数） …（５）
この結果、トルクＴは、電流のｑ軸成分Ｉ_qのみに比例する。したがって、トルクを制御するには、電流のｑ軸成分Ｉ_qだけを制御すればよいことがわかる。
次に同期モータの端子電圧Ｖ_tは、図２のベクトルから、数式（６）のように表わされる。
【００２３】
【数６】

数式（６）から、モータが一定速度で回転しているとき、端子電圧Ｖ_tは、ｄ軸電流成分を零としても、ｑ軸電流成分により変化する。すなわち、トルクを増加するために電流成分Ｉ_qを増加させると、端子電圧Ｖ_tは増加することが分かる。このとき、数式（６）から、ｄ軸電流成分Ｉ_dを負に制御すると、電圧のｑ軸成分の大きさが小さくなるので、ベクトル和としての端子電圧は抑制できることも分かる。
【００２４】
ここで、数式（６）のモータの端子電圧Ｖ_tにインバータの可出力電圧Ｖ_maxを代入し、さらに、Ｉ_dについて解くと、数式（７）を得る。
【００２５】
【数７】

数式（７）から、モータ端子電圧抑制を行う弱め界磁制御の判断は、
数式（７）の結果がＩ_d≧０ならば弱め界磁制御不要（Ｉ_d ^*に０を設定）
数式（７）の結果がＩ_d＜０ならば弱め界磁制御必要（Ｉ_d ^*にＩ_dを設定）
で表すことができる。
【００２６】
ここで、Ｌ_q，Ｌ_d，Φはモータ定数であり一定として扱え、Ｉ_qとω₁はモータ運転状態で変わるので、それぞれ検出値もしくは制御装置内の指令値を用いればよい。一方、Ｖ_maxはインバータに入力される直流電圧Ｖ_dcにより変動するので、次式で演算すればよい。
【００２７】
【数８】
Ｖ_max＝(Ａ_max・Ｖ_dc）／(２√２) …（８）
（８）式のＡ_maxは、搬送波と変調波の振幅比で定義した変調度の最大値であり、通常、搬送波の振幅のピークを超えないようにＡ_max＝１以下に設定する。このようにすると、モータの端子電圧波形に低時高調波成分が含まれない。すなわち、端子電圧波形が歪まないため、モータから発生するトルク脈動を抑えることができ、エレベーターなどの振動を抑制すべき用途には、好適であることが分かる。また、多少のトルク脈動を許す用途では、Ａ_max＝１以下に設定する必要はなく、Ａ_maxが１を超える値に設定すればよいことが分かる。
【００２８】
図３は上記の原理を応用したｄ軸電流指令装置６４の構成例である。図は円筒機の場合（Ｌ_d＝Ｌ_q＝Ｌ）であり、ｑ軸電流指令信号Ｉ_q ^*はｑ軸電流指令装置６３で速度制御装置６２からのトルク指令Ｔ^*を数式（５）の原理により変換したものである。ｄ軸電流演算器６４２は、数式（７）に基づいて、速度検出器５３からの信号とｑ軸電流指令装置６３からの信号Ｉ_q ^*及び可出力電圧設定器６４３からの信号Ｖ_maxを入力し、仮のｄ軸電流指令Ｉ_drefを出力する。弱め界磁制御判定器６４５では、ｄ軸電流演算器６４２からの信号Ｉ_drefを入力し、上述した弱め界磁制御の判断に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を決定する。すなわち、Ｉ_dref≧０ならばＩ_d ^*＝０，Ｉ_dref＜０ならばＩ_d ^*＝Ｉ_drefとしている。なお、可出力電圧設定器６４３は、数式（８）に基づいて、直流電圧検出器７３の電圧検出信号Ｖ_dcからインバータの可出力電圧Ｖ_maxを設定している。
【００２９】
このようにｄ軸電流指令を制御することにより、端子電圧の大きさを所定値に抑えることができるので、モータの耐圧や、インバータの制御電圧範囲を小さくできる。モータが最高回転付近でインバータの出力電圧に余裕がないときに効果的で、インバータの出力容量の低減ができる。さらに、インバータに入力される直流電圧の変動も考慮しているので、受電電圧が低下した場合においてもインバータが出力電圧不足になることはなく、安定な弱め界磁制御が実行される。
【００３０】
こうして得られた電流指令Ｉ_q ^*，Ｉ_d ^*は電流指令装置６５に入力される。図４は電流制御装置６５の具体的構成例を示す。本例の基本構成は周知であり、例えば、電気学会論文誌Ｄ，１１７巻，５号（１９９７年７月），５３９頁，図５に記載されている。図４の構成は、図２のベクトル図からｄ，ｑ軸の電圧成分を演算し、さらにｄ，ｑ軸の電流の指令と実際値との偏差に応じて働くＡＣＲ−ｄ，ＡＣＲ−ｑを備えている。また、図は電機子抵抗Ｒ_aをさらに考慮している。
【００３１】
Ｉ_d／Ｉ_q演算６５１は位置検出器５２からの界磁磁極位置（電気的回転角）θに応じた正弦または余弦信号を基準に、電流検出器７４からの３相の瞬時電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて各電流の成分Ｉ_d，Ｉ_qが検出される。電流制御装置６５の出力はｄ，ｑ軸の電圧指令信号Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*であり、変調波発生装置７５では、このＩ_d／Ｉ_q演算６５１の逆演算を行って、ＰＷＭパルス発生装置７７でのＰＷＭパルス作成に用いる正弦波状の変調波信号ａ^*を作成している。この演算は周知なので省略する。
【００３２】
図５はこのような制御の有無による特性を示す図である。（ａ）は本発明の制御を行ったときの特性例、（ｂ）は本発明の制御を行わず、ｄ軸分の電流は零とし、ｑ軸分の電流制御のみをトルクに応じて行う従来の制御の特性例を示す。
【００３３】
（ａ）の例では、弱め界磁制御の条件になるトルク指令ａの点から、ｄ軸電流Ｉ_dをトルク指令の増加に応じて負の方向に増加させている。また、ｑ軸電流は数式（５）からわかるようにトルクに比例させる。ｄ軸電流をこのように制御すると、ｄ，ｑ軸電流成分のベクトル和である電機子電流Ｉは、Ｉ_qよりやや増加するものの、端子電圧Ｖ_tは無負荷時からほとんど増加しない。さらに、インバータの直流電圧が低下した場合のｂ〜ｃ点においても、ｄ軸電流が自動的に負の方向に増加され、インバータの可出力範囲内まで端子電圧を抑制できている。このため、インバータ出力電圧の可変範囲を必要最低限度の適切なものにすることができる。この結果、インバータの容量の増加を抑えられる。
【００３４】
一方、（ｂ）のようにｄ軸分を零にすると、端子電圧Ｖ_tはトルク指令の増加とともに増大する。また、インバータの直流電圧の低下時には、（ｂ）のようにインバータの可出力電圧範囲を超える場合がある。この結果、このような現象を防ぐために、インバータの出力電圧は大きなものが必要になり、その結果インバータの容量が増大する。
【００３５】
以上のように、本発明によれば、インバータの出力電圧の可変範囲が小さくできるので、インバータ容量を低減でき、また、モータの絶縁耐圧も増加させない。このため、小型かつ経済的なシステムを提供できる。
【００３６】
図６は図３に示したものと別の実施例を示す。図において、図３と同一番号のものは同一物を示す。図６の弱め界磁制御判定器６４１は、弱め界磁制御時の判定を変調波発生装置７５からの信号と搬送波発生装置７６からの信号に基づいて行い、切替え回路６４４に切替え信号を出力する。具体的には、変調波信号ａ^*の振幅が搬送波信号ｓ_cのピーク値（波高値）に達した時、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*にｄ軸電流演算器６４２の出力信号Ｉ_drefを選択する信号を切替え回路６４４に出力する。また、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*には、切替え回路６４４により、上述した状態以外において、０信号が入力される。
【００３７】
このようにすると、弱め界磁制御の判定（開始点）をインバータの出力電圧を決める搬送波と変調波の関係から直接決められるため、モータの端子電圧波形に低時高調波成分が含まれず、モータから発生するトルク脈動を確実に抑えることができ、端子電圧は所定値を超えることがないので、インバータの出力電圧の可変範囲の余裕を小さくでき、さらに、インバータの出力容量を低減できる。
【００３８】
なお、上記例では、変調波信号ａ^*の振幅が搬送波信号ｓ_cのピーク値（波高値）に達した時と説明したが、変調波信号ａ^*と搬送波信号ｓ_cの振幅比を定義し、この振幅比が予め設定した所定値に達した場合としてもよい。さらに、可出力電圧設定器６４３は、インバータの直流電圧検出器７３の電圧検出信号Ｖ_dcからインバータの可出力電圧Ｖ_maxを設定しているが、上述したように弱め界磁制御の判定（開始点）を搬送波と変調波の関係から直接決めているため、直流電圧の検出信号を用いずに、可出力電圧Ｖ_maxを予め設定した一定値としてもよい。図７は図３と図６に示したものとさらに別の実施例を示す。図において、図３及び図６と同一番号のものは同一物を示す。図７の弱め界磁制御判定器６４６は、弱め界磁制御時の判定をＰＷＭパルス発生装置７７からのＰＷＭパルス信号に基づいて行い、切替え回路６４４に切替え信号を出力する。具体的には、ＰＷＭパルス信号のオン時間が、搬送波信号の周期（インバータのキャリア周期）に達した時、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*にｄ軸電流演算器６４２の出力信号Ｉ_drefを選択する信号を切替え回路６４４に出力する。また、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*には、切替え回路６４４により、上述した状態以外において、０信号が入力される。
【００３９】
このようにすると、弱め界磁制御の判定（開始点）をインバータの出力電圧を決めるＰＷＭパルス信号から直接決められるため、図６の実施例と同様に、インバータの出力電圧の可変範囲の余裕を小さくでき、さらに、インバータの出力容量を低減できる。
【００４０】
なお、上記例では、ＰＷＭパルス信号のオン時間がインバータのキャリア周期に達した時と説明したが、ＰＷＭパルス信号のオン時間とキャリア周期の時間比を定義し、この時間比が予め設定した所定値に達した場合としてもよい。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、永久磁石式同期モータの端子電圧の値が前記インバータの出力可能な最大出力電圧の範囲内となるように、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）を制御するため、モータ端子電圧の増加の抑制ができるので、モータの出力電圧，電流の増加を小さくすることができ、この結果、インバータの容量及びモータの絶縁耐圧の増加を抑制することが可能になる。このため、制御システム全体を小型かつ経済的に構築することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による永久磁石同期モータの制御方法を示す図。
【図２】制御原理を説明するためのベクトル図。
【図３】図１におけるｄ軸電流指令装置の構成例を示す図。
【図４】電流制御装置の構成例を示す図。
【図５】本発明による特性を示す図。
【図６】ｄ軸電流指令装置の他の構成例を示す図。
【図７】ｄ軸電流指令装置の他の構成例を示す図。
【符号の説明】
５１…同期モータ、５２…位置検出器、５３…速度検出器、６１…速度指令装置、６２…速度制御装置、６３…ｑ軸電流指令装置、６４…ｄ軸電流指令装置、６５…電流制御装置、６６…インバータ、７０…交流電源、７１…コンバータ、７２…平滑コンデンサ、７３…直流電圧検出器、７４…電流検出器、７５…変調波発生装置、７６…搬送波発生装置、７７…ＰＷＭパルス発生装置、６４１，６４５，６４６…弱め界磁制御判定器、６４２…ｄ軸電流演算器、６４３…可出力電圧設定器、６４４…切替え回路、６５１…Ｉ_d／Ｉ_q演算。

Claims

直流電圧を入力し可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータからなる電力変換器によって駆動される永久磁石式同期モータの制御方法であって、
前記インバータに入力される直流電圧と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいて、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の仮の指令値を演算し、前記仮の指令値が零または正極性の場合、前記ｄ軸電流成分を零とし、前記仮の指令値が負極性の場合、前記ｄ軸電流成分を前記仮の指令値に追従させることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御方法。
直流電圧を入力し可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータからなる電力変換器によって駆動される永久磁石式同期モータの制御方法であって、
前記インバータに入力される直流電圧の設定値または検出値と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいて、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の仮の指令値を演算し、前記インバータに入力されるＰＷＭパルスを作成するための変調波と搬送波とが所定の関係になった時に前記ｄ軸電流成分を前記仮の指令値に追従させ、他の状態では前記ｄ軸電流成分を零とすることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御方法。
直流電圧を入力し可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータからなる電力変換器によって駆動される永久磁石式同期モータの制御方法であって、
前記インバータに入力される直流電圧の設定値または検出値と前記モータのトルク及び回転速度との関係に基づいて、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の仮の指令値を演算し、前記インバータに入力されるＰＷＭパルスのオン時間と前記インバータの搬送波周期とが所定の関係になった時に前記ｄ軸電流成分を前記仮の指令値に追従させ、他の状態では前記ｄ軸電流成分を零とすることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御方法。