JP2011101554A - コンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換を行なうコンバータの動作によって生じる損失を適切に低減する。
【解決手段】スイッチング素子とリアクトルとを備えたコンバータの制御に用いられるキャリア信号を生成するキャリア生成部１１２は、振幅計算部１１２Ｃと、損失計算部１１２Ｄと、周波数決定部１１２Ｅとを含む。振幅計算部１１２Ｃは、リアクトルのインダクタンスＬ、コンバータの入力電圧ＶＬ、出力電圧ＶＨを用いて、リアクトルを流れる電流のリプル成分の振幅をキャリア周波数の関数として求める。損失計算部１１２Ｄは、振幅計算部１１２Ｃが求めたリプル振幅を用いてリアクトルで生じるエネルギ損失およびスイッチング素子で生じるエネルギ損失をそれぞれキャリア周波数の関数として求める。周波数決定部１１２Ｅは、それらの合計値が最小となるキャリア周波数を選択する。
【選択図】図６

Description

本発明は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御に関する。

近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、電池を備え、その電池から供給される電力によってモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、電池とモータとの間で電圧変換を行なうコンバータを備える。コンバータをパルス幅変調（以下「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）」と称する。）法を用いて算出されたスイッチング周波数で駆動することによって、コンバータは電池の電圧を昇圧してモータに出力する。

このようなコンバータのスイッチング周波数を制御する技術が、たとえば特許第３６９２９９３号公報（特許文献１）に開示されている。特許文献１に開示された駆動装置は、２つのスイッチング素子と、スイッチング素子同士の接続点に接続されたリアクトルとを備えるコンバータを制御する。この駆動装置は、リアクトルを流れる電流を一定としたときのコンバータの損失がキャリア周波数から一義的に決まることを前提として、コンバータの損失が最小となる最適キャリア周波数をリアクトルを流れる電流毎に記憶したマップを用いて、リアクトルを流れる電流の目標値あるいは検出値に対応する最適キャリア周波数を設定する。このように設定された最適キャリア周波数を用いてコンバータを駆動することによって、コンバータの損失が最小となる最適キャリア周波数でコンバータを効率良く駆動させることができる。

特許第３６９２９９３号公報 特開２００７−３２５３５１号公報 特開２００８−１７８１６６号公報 特開２００８−１３１６８９号公報

特許文献１では、リアクトルを流れる電流を一定としたときのコンバータの損失がキャリア周波数から一義的に決まることを前提として、キャリア周波数を設定している。

しかしながら、実際には、たとえリアクトルを流れる電流の直流成分が一定であっても、コンバータの作動によって生じる損失は、キャリア周波数から一意に決まるものではなく、コンバータの入力電圧、出力電圧、リアクトルのインダクタンスなどによっても変動する。リアクトルを流れる電流にはコンバータのスイッチングに起因するリプル成分が含まれ、このリプル成分が損失を発生させる大きな要因となるところ、このリプル成分の振幅は、キャリア周波数だけ一義的に決まるものではないためである。したがって、コンバータで生じる損失を、キャリア周波数から一意に決まるものとするだけでは不十分であり、改良の余地がある。特に、走行状況に応じてコンバータの入力電圧、出力電圧、リアクトルのインダクタンスなどが頻繁に変化する電動車両においては、この点の改良が切望される。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの動作によって生じる損失を適切に低減することができる、制御装置を提供することである。

この発明に係る制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータを制御する。コンバータは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子と、２つのスイッチング素子の接続点と直流電源の正極との間に設けられたリアクトルとを含む。リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、２つのスイッチング素子のスイッチングに起因するリプル成分が含まれる。制御装置は、搬送波と指令値とを比較した結果に基づいて、２つのスイッチング素子を制御するための信号を生成する信号生成部と、搬送波を生成するキャリア生成部とを含む。キャリア生成部は、直流電源からコンバータに入力される第１電圧、コンバータから電気負荷装置に出力される第２電圧、リアクトルのインダクタンス、および、リアクトルを流れる電流に基づいて、コンバータの作動によって生じるエネルギ損失が最小となる周波数を有する搬送波を生成する。

好ましくは、キャリア生成部は、第１電圧、第２電圧、インダクタンスに基づいて、搬送波の周波数とリプル成分の振幅との第１の関係を求める第１算出部と、リアクトルを流れる電流および第１の関係に基づいて、搬送波の周波数とエネルギ損失との第２の関係を求める第２算出部と、第２の関係を用いてエネルギ損失が最小となる周波数を選択し、選択した周波数を搬送波の周波数に設定する設定部とを含む。

好ましくは、設定部は、第１の関係に基づいてリプル成分の振幅が予め定められた値以下となる周波数範囲を求め、求めた周波数範囲内で搬送波の周波数を設定する。

好ましくは、設定部は、リアクトルを流れる電流および第１の関係に基づいてリアクトルを流れる電流のピーク値が予め定められた値以下となる周波数範囲を求め、求めた周波数範囲内で搬送波の周波数を設定する。

好ましくは、電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置である。

好ましくは、設定部は、電動機の負荷が急変するか否かを判断し、電動機の負荷が急変する場合、エネルギ損失が最小となる周波数を搬送波の周波数に設定し、電動機の負荷が急変しない場合、リアクトルを流れる電流のピーク値が予め定められた値以下となる周波数を搬送波の周波数に設定する。

好ましくは、第２算出部は、エネルギ損失が生じる複数の部品にそれぞれ対応する複数の第２の関係を求める。設定部は、複数の第２の関係を用いて複数の部品で生じるエネルギ損失の合計値が最小となる周波数を選択する。

好ましくは、直流電源とコンバータとの間には、直流電源とコンバータとを接続するための部品と、第１コンデンサとが設けられる。コンバータと電気負荷装置との間には、第２コンデンサが設けられる。第２算出部は、リアクトル、２つのスイッチング素子、直流電源、接続するための部品、第１コンデンサ、第２コンデンサの少なくともいずれかにそれぞれ対応する複数の第２の関係を求める。

好ましくは、制御装置は、リアクトルを流れる電流に応じてインダクタンスを算出する第３算出部をさらに含む。

本発明によれば、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの動作によって生じる損失を適切に低減することができる。

制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。 制御装置の機能ブロック図である。 キャリア信号ＣＲ、スイッチング信号Ｓｑ２、電流ＩＬの対応関係を示した図である。 上アームオン時の電流ＩＬの流れを示す図である。 下アームオン時の電流ＩＬの流れを示す図である。 キャリア生成部の機能ブロック図（その１）である。 電流ＩＬとインダクタンスＬとの対応関係を示すマップである。 キャリア周波数ｆｃとリプル振幅ＩＬ＿ｐｐとの対応関係を示す図である。 リアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）を求める手法を概略的に示した図である。 ＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）を求める手法を概略的に示した図である。 キャリア周波数ｆｃとトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌとの対応関係を示す図である。 電動車両における電力ケーブルＰＣの配線状態を示す図である。 コンバータおよびその接続部品の損失を各部品毎に定めた複数のマップを示す図である。 リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを所定値ＩＬ＿α以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃの範囲を示す図である。 キャリア周波数ｆｃの選択範囲を示す図である。 電流ＩＬのピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋとリプル振幅ＩＬ＿ｐｐとの関係を示す図である。 キャリア生成部の機能ブロック図（その２）である。 損失最小化と部品保護との優先順位を説明する図（その１）である。 損失最小化と部品保護との優先順位を説明する図（その２）である。 損失最小化と部品保護との優先順位を説明する図（その３）である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。

このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭは、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と（以下、Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２を合わせて「ＩＰＭ（Intelligent Power Module）」とも記載する）を含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。

インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。

コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。信号ＰＷＣには、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを制御するためのスイッチング信号Ｓｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを制御するためのスイッチング信号Ｓｑ２とが含まれる。スイッチング信号Ｓｑ１，Ｓｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。システム電圧が目標電圧よりも低い場合、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくする信号Ｓｑ２をコンバータ１０に与えることによって、正極線ＰＬ１から正極線ＰＬ２へ電流を流すことができ、システム電圧を上昇させることができる。一方、システム電圧が目標電圧よりも高い場合、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくする信号Ｓｑ１をコンバータ１０に与えることによって、正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ１へ電流を流すことができ、システム電圧を低下させることができる。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭへ出力し、交流モータＭを駆動する。これにより、交流モータＭは、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭにより発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。

電流センサ５２は、コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。

フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。

電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ１０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

回転角センサ５８は、交流モータＭのロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。

また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵ（Electronic Control Unit）から受ける交流モータＭのトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。

図２は、図１に示した制御装置３０の、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１１と、キャリア生成部１１２と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１１６とを含む。

電圧指令生成部１０２は、コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＨｃｏｍを生成する。たとえば、電圧指令生成部１０２は、交流モータＭのトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出される交流モータＭのパワーに基づいて電圧指令値ＶＨｃｏｍを生成する。

減算部１０４は、電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＨｃｏｍから減算し、その演算結果を偏差ΔＶＨとして電圧制御演算部１０６へ出力する。

電圧制御演算部１０６は、偏差ΔＶＨが「０」でない場合、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに近づけるためのフィードバック制御演算（たとえば比例積分制御による演算）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

キャリア生成部１１２は、後述の駆動信号生成部１１１においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１１１およびＳ／Ｈ回路１１６へ出力する。なお、キャリア生成部１１２の機能については後に詳述する。

Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１２から受けるキャリア信号ＣＲの山および谷のタイミングで電流ＩＬのサンプリングを実施する。

減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされた電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。

電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに近づけるためのフィードバック制御（以下、「電流フィードバック制御」ともいう）を、たとえば比例積分制御によって実行する。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１１１へ出力する。この電流制御演算部１１０による電流フィードバック制御によって、コンバータ１０の高い制御応答性が実現される。すなわち、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｃｏｍに追従させる速度が向上する。

駆動信号生成部１１１は、電流制御演算部１１０から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１１２から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＣ（スイッチング信号Ｓｑ１，Ｓｑ２）を生成する。そして、駆動信号生成部１１１は、その生成された信号ＰＷＣをコンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。

図３は、キャリア信号ＣＲ、スイッチング信号Ｓｑ２、電流ＩＬの対応関係を示した図である。なお、図３において、電流ＩＬは正値である。以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）およびスイッチング素子Ｑ２（下アーム）のうち、下アームをオンする割合を「ｄｕｔｙ（０≦ｄｕｔｙ≦１）」とする。

コンバータ１０を構成する部品（リアクトルＬ１、ＩＰＭなど）で生じるエネルギ損失の大きさは、これらを流れる電流ＩＬとキャリア周波数ｆｃで決まるが、図３に示すように、電流ＩＬには、直流成分に加えて、ＩＰＭのスイッチングに伴なって生じるリプル成分が含まれる。電流ＩＬの直流成分およびキャリア周波数ｆｃが一定であれば、このリプル成分の振幅（以下「リプル振幅ＩＬ＿ｐｐ」ともいう）が大きいほど、コンバータ１０を構成する部品で生じるエネルギ損失は大きくなる。

ここで、リアクトルＬ１のインダクタンスをＬとすると、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐは、下記の式（１）で表わされる。

ＩＬ＿ｐｐ＝（ＶＬ／Ｌ）×（１／ｆｃ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨ ・・・（１）
以下に、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが式（１）で表わされることを原理的に説明する。

まず、上アームオン時（Ｑ１オン時）のリプル振幅ＩＬ＿ｐ１を導出する。図４は、上アームオン時の電流ＩＬの流れを示す。上アームオン時においては、図４の矢印ａに示すように、電流ＩＬは、ダイオードＤ１を経由して正極線ＰＬ２を流れる。この場合の電圧方程式は、下記の式（２ａ）となり、この式（２ａ）を変形すると、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは、式（２ｂ）で表わされる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（２ａ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（２ｂ）
一方、リプル振幅ＩＬ＿ｐ１は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔ、キャリア周期Ｔｃ、ｄｕｔｙを用いて下記の式（２ｃ）で表わすことができるため、この式（２ｃ）に上述の式（２ｂ）を代入して変形すると、リプル振幅ＩＬ＿ｐ１は下記の式（２ｄ）で表わすことができる。

ＩＬ＿ｐ１＝（ｄＩＬ／ｄｔ）×Ｔｃ×（１−ｄｕｔｙ） ・・・（２ｃ）
ＩＬ＿ｐ１＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ×Ｔｃ×（１−ｄｕｔｙ） ・・・（２ｄ）
次に、下アームオン時（Ｑ２オン時）のリプル振幅ＩＬ＿ｐ２を導出する。図５は、下アームオン時の電流ＩＬの流れを示す。下アームオン時においては、図５の矢印ｂに示すように、電流ＩＬは、スイッチング素子Ｑ２を経由して負極線ＮＬを流れる。この場合の電圧方程式は、下記の式（３ａ）となり、この式（３ａ）を変形すると、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは、式（３ｂ）で表わされる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）＝０ ・・・（３ａ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（３ｂ）
一方、リプル振幅ＩＬ＿ｐ２は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔ、キャリア周期Ｔｃ、ｄｕｔｙを用いて下記の式（３ｃ）で表わすことができるため、この式（３ｃ）に上述の式（３ｂ）を代入して変形すると、リプル振幅ＩＬ＿ｐ２は下記の式（３ｄ）で表わすことができる。

ＩＬ＿ｐ２＝（ｄＩＬ／ｄｔ）×Ｔｃ×ｄｕｔｙ ・・・（３ｃ）
ＩＬ＿ｐ２＝（ＶＬ／Ｌ）×Ｔｃ×ｄｕｔｙ ・・・（３ｄ）
ここで、ｄｕｔｙは、電圧ＶＬ，ＶＨで決まり、ｄｕｔｙ＝１−ＶＬ／ＶＨなので、この式を式（２ｄ）および式（３ｄ）に代入すると、それぞれ下記の式（２ｅ）および式（３ｅ）となる。

ＩＬ＿ｐ１＝−（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ×Ｔｃ×（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（２ｅ）
ＩＬ＿ｐ２＝（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＬ／Ｌ）×Ｔｃ×（１−ＶＬ／ＶＨ）
＝（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ×Ｔｃ×（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３ｅ）
式（２ｅ）と式（３ｅ）とを比較すると、ＩＬ＿ｐ１の絶対値とＩＬ＿ｐ２の絶対値（振幅の大きさ）は同じであり、これをリプル振幅ＩＬ＿ｐｐと定義しなおし、また、キャリア周期Ｔｃを１／キャリア周波数ｆｃで置き換えると、上述した式（１）となる。このように、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが式（１）で表わされることを原理的に説明することができる。

ところで、式（１）から明らかなように、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐは、電圧ＶＬ，ＶＨ、インダクタンスＬ、キャリア周波数ｆｃの４のパラメータから決まる。つまり、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐは、キャリア周波数ｆｃのみから求まる値ではなく、インダクタンスＬ、電圧ＶＬ，ＶＨによっても大きく変動する。

たとえば、キャリア周波数ｆｃおよびインダクタンスＬが同じ値であっても、２倍昇圧時（ＶＨ＝２×ＶＬの時）には、式（１）からリプル振幅ＩＬ＿ｐｐ＝ＶＬ／（２×Ｌ×ｆｃ）となる一方、３倍昇圧時（ＶＨ＝３×ＶＬの時）には、式（１）からリプル振幅ＩＬ＿ｐｐ＝２×ＶＬ／（３×Ｌ×ｆｃ）となり、３倍昇圧時のリプル振幅ＩＬ＿ｐｐは、２倍昇圧時に比べて、約１．３倍にもなる。さらに、インダクタンスＬは、電流ＩＬの大きさに応じて変動する。ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両においては、電圧ＶＬ，ＶＨ、電流ＩＬ（インダクタンスＬ）が走行状態などの応じて頻繁に変化するため、これらの変化に伴なうリプル振幅ＩＬ＿ｐｐの変動も考慮した上でコンバータ１０で生じる損失を低減する必要がある。

これらの点を考慮して、キャリア生成部１１２は、インダクタンスＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨを用いて、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐをキャリア周波数ｆｃの関数として求め、さらに、求めたリプル振幅ＩＬ＿ｐｐを用いてコンバータ１０を構成する各部品で生じるエネルギ損失を各部品毎にそれぞれキャリア周波数ｆｃの関数として求め、それらの合計値が最小となるキャリア周波数ｆｃを選択する。この点が、本実施の形態の最も特徴的な点である。

図６に、キャリア生成部１１２の機能ブロック図を示す。キャリア生成部１１２は、取得部１１２Ａ、インダクタンス算出部１１２Ｂ、振幅計算部１１２Ｃ、損失計算部１１２Ｄ、周波数決定部１１２Ｅ、生成部１１２Ｆを含む。

取得部１１２Ａは、キャリア信号ＣＲの山および谷のタイミングで、電流ＩＬ、電圧ＶＬ，ＶＨのサンプリングを実施する。なお、各値は検出値に限定されず指令値でもよい。

インダクタンス算出部１１２Ｂは、取得部１１２Ａが取得した電流ＩＬに対応するインダクタンスＬを、図７に示すマップを用いて算出する。図７は、電流ＩＬとインダクタンスＬとの対応関係を予め記憶した示すマップである。

振幅計算部１１２Ｃは、インダクタンス算出部１１２Ｂが算出したインダクタンスＬ、取得部１１２Ａが取得した電圧ＶＬ，ＶＨを上述の式（１）に代入して変形することによって、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを下記の式（４）に示すキャリア周波数ｆｃの関数（以下「リプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）」ともいう）として求める。

ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）＝ｋ×（１／ｆｃ） ・・・（４）
ここで、ｋは（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨで求まる定数である。この定数ｋは、インダクタンス算出部１１２ＢからのインダクタンスＬ、取得部１１２Ａが取得した電圧ＶＬ，ＶＨを用いて求められる。

図８に、キャリア周波数ｆｃとリプル振幅ＩＬ＿ｐｐとの対応関係を示す。式（４）からも明らかなように、定数ｋをＬ，ＶＬ，ＶＨで求めれば、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐは、定数ｋを比例定数として、キャリア周波数ｆｃに反比例する。

図６に戻って、損失計算部１１２Ｄは、リプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）を用いてコンバータ１０を構成する各部品で生じるエネルギ損失を各部品毎にそれぞれキャリア周波数ｆｃの関数として求める。

以下の説明では、コンバータ１０を構成する各部品のうち、リアクトルＬ１およびＩＰＭの損失を求める場合について例示的に説明する。

損失計算部１１２Ｄは、予め実験等によって求めたリアクトル損失マップＭ１およびＩＰＭ損失マップＭ２を備えている。

リアクトル損失マップＭ１は、キャリア周波数ｆｃ、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐ、電流ＩＬ（直流成分）をパラメータとして、リアクトルＬ１の損失Ｌｏｓｓ１を定めたマップである。リアクトル損失マップＭ１において、リアクトル損失Ｌｏｓｓ１は、キャリア周波数ｆｃが低いほど大きい値に設定され、またリプル振幅ＩＬ＿ｐｐが大きいほど大きい値に設定され、また電流ＩＬが大きいほど大きい値に設定される。これは、リアクトルＬ１における鉄損や銅損の影響が反映された結果である。

ＩＰＭ損失マップＭ２は、キャリア周波数ｆｃ、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐ、電流ＩＬ（直流成分）をパラメータとして、ＩＰＭの損失Ｌｏｓｓ２を定めたマップである。ＩＰＭ損失マップＭ２において、ＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２は、キャリア周波数ｆｃが高いほど大きい値に設定され、またリプル振幅ＩＬ＿ｐｐが大きいほど大きい値に設定され、また電流ＩＬが大きいほど大きい値に設定される。これは、ＩＰＭにおけるスイッチング損失や銅損の影響が反映された結果である。

損失計算部１１２Ｄは、リアクトル損失マップＭ１、リプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）、電流ＩＬを用いて、リアクトル損失Ｌｏｓｓ１をキャリア周波数ｆｃの関数とするリアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）を求める。

同様に、損失計算部１１２Ｄは、ＩＰＭ損失マップＭ２、リプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）、電流ＩＬを用いて、ＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２をキャリア周波数ｆｃの関数とするＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）として求める。

図９は、リアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）を求める手法を概略的に示した図である。電流ＩＬは取得部１１２Ａが取得した値に特定されるため、リアクトル損失マップＭ１は、図９に示すように、キャリア周波数ｆｃおよびリプル振幅ＩＬ＿ｐｐをパラメータとしてリアクトル損失Ｌｏｓｓ１を定めたマップとなる。さらに、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐはｋ×（１／ｆｃ）でありキャリア周波数ｆｃの関数であるため、キャリア周波数ｆｃを一意に決めるとリプル振幅ＩＬ＿ｐｐも一意に決まり、さらに、リアクトル損失マップＭ１を用いることでリアクトル損失Ｌｏｓｓ１も一意に決まる。損失計算部１１２Ｄは、この関係を利用してリアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）を求める。たとえば、損失計算部１１２Ｄは、キャリア周波数ｆｃの複数のサンプリング点に対するリアクトル損失Ｌｏｓｓ１の値を順次求めて、各サンプリング点と各サンプリング点に対するリアクトル損失Ｌｏｓｓ１との組合せを記憶する。

図９に示すように、リアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）においては、キャリア周波数ｆｃが高くなるほどリアクトル損失Ｌｏｓｓ１が低下する傾向にある。つまり、リアクトルＬ１では、キャリア周波数ｆｃが高くなるほど、キャリア周波数ｆｃに起因する損失（鉄損）が低下するとともに、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが小さくなってリプル振幅ＩＬ＿ｐｐに起因する損失（銅損および鉄損）も低下する。そのため、リアクトルＬ１の損失は、キャリア周波数ｆｃが高くなるほど低下する傾向にある。

図１０は、ＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）を求める手法を概略的に示した図である。電流ＩＬは取得部１１２Ａが取得した値に特定されるため、ＩＰＭ損失マップＭ２は、図１０に示すように、キャリア周波数ｆｃおよびリプル振幅ＩＬ＿ｐｐをパラメータとしてＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２を定めたマップとなる。さらに、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐはｋ×（１／ｆｃ）でありキャリア周波数ｆｃの関数であるため、キャリア周波数ｆｃを一意に決めるとリプル振幅ＩＬ＿ｐｐも一意に決まり、さらに、ＩＰＭ損失マップＭ２を用いることでＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２も一意に決まる。損失計算部１１２Ｄは、この関係を利用してＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）を求める。たとえば、損失計算部１１２Ｄは、キャリア周波数ｆｃの複数のサンプリング点に対するＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２の値を順次求めて、各サンプリング点と各サンプリング点に対するＩＰＭ損失Ｌｏｓｓ２との組合せを記憶する。

図１０に示すように、ＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）においては、キャリア周波数ｆｃが所定値を超える範囲で、キャリア周波数ｆｃが高くなるほどリアクトル損失Ｌｏｓｓ２が増加する傾向にある。つまり、ＩＰＭでは、キャリア周波数ｆｃが高くなるほど、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが小さくなってリプル振幅ＩＬ＿ｐｐに起因する損失（銅損）が低下するが、キャリア周波数ｆｃに起因する損失（スイッチングに起因する損失）は増加する。そのため、ＩＰＭの損失は、キャリア周波数ｆｃが所定値を超える範囲で、キャリア周波数ｆｃが高くなるほど損失が増加する傾向にある。

なお、図９、１０に示すリアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）およびＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）の曲線形状はあくまで例示であって、これに限定されるものではない。

図６に戻って、周波数決定部１１２Ｅは、リアクトル損失関数Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）とＩＰＭ損失関数Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）とを合計し、コンバータ１０のトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌとする。すなわち、トータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌ＝Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）＋Ｌｏｓｓ２（ｆｃ）である。このように、トータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌはキャリア周波数ｆｃのみの関数となるが、Ｌｏｓｓ１（ｆｃ）およびＬｏｓｓ２（ｆｃ）を導出する段階で既にリプル振幅ＩＬ＿ｐｐおよび電流ＩＬが考慮されているため、トータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌも、キャリア周波数ｆｃだけではなく、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐおよび電流ＩＬを考慮した値となる。

そして、周波数決定部１１２Ｅは、図１１に示すように、トータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌが最小となるキャリア周波数ｆｃを選択する。具体的には、周波数決定部１１２Ｅは、キャリア周波数ｆｃごとにトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌを求めた上で、最も小さいトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌに対応するキャリア周波数ｆｃを選択する。

生成部１１２Ｆは、周波数決定部１１２Ｅが選択したキャリア周波数ｆｃのキャリア信号ＣＲを生成し、駆動信号生成部１１１に出力する。

以上のように、本発明に係る実施の形態における制御制御３０は、コンバータ１０で損失を発生させる大きな要因であるリプル振幅ＩＬ＿ｐｐがキャリア周波数ｆｃだけでなくインダクタンスＬ、電圧ＶＬ，ＶＨによっても変動する点を考慮して、インダクタンスＬ、電圧ＶＬ，ＶＨを用いてリプル振幅ＩＬ＿ｐｐをキャリア周波数ｆｃの関数として求める。そして、求めたリプル振幅ＩＬ＿ｐｐを用いてコンバータ１０で生じる損失をコンバータ１０を構成する各部品毎にそれぞれキャリア周波数ｆｃの関数として求め、それらの合計値が最小となる最適なキャリア周波数ｆｃを選択する。そのため、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐがキャリア周波数ｆｃから一意に決まるものとして損失を求める場合に比べて、より精度よく損失を低減することができる。特に、インダクタンスＬ、電圧ＶＬ，ＶＨが頻繁に変化するハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両においては、本発明に係る実施の形態における制御は損失低減に非常に有効である。

［実施の形態２］
上述の実施の形態１において、損失が最小になるように考慮する部品は、コンバータ１０の構成部品であるリアクトルＬ１およびＩＰＭであった。

しかしながら、リアクトルＬ１を流れる電流は、リアクトルＬ１およびＩＰＭだけでなく、直流電源Ｂ、正極線ＰＬ１，ＰＬ２、負極線ＮＬ、フィルタコンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、あるいはこれらの接続端子として用いられるバスバー（図示せず）などにも流れる。そのため、コンバータ１０の作動によって生じる損失をより適切に低減するためには、これらの部品で生じる損失も考慮する必要がある。たとえば、コンバータ１０を車両前部に搭載し、直流電源Ｂを車両後部に搭載する場合には、図１２に示すように、正極線ＰＬ１および負極線ＮＬを含む電力ケーブルＰＣは非常に長くなり、この電力ケーブルＰＣで生じる損失も無視できない。

そこで、実施の形態２では、これらの部品の損失も加味して損失が最小になるキャリア周波数ｆｃを選択することを特徴とする。すなわち、損失計算部１１２Ｄが、図１３に示すように、実施の形態１で説明したリアクトル損失マップＭ１およびＩＰＭ損失マップＭ２に加えて、電力ケーブルＰＣの損失Ｌｏｓｓ３、直流電源Ｂの損失Ｌｏｓｓ４、フィルタコンデンサＣ１の損失Ｌｏｓｓ５、平滑コンデンサＣ２の損失Ｌｏｓｓ６、バスバーの損失Ｌｏｓｓ７をそれぞれ定めた損失マップＭ３〜Ｍ７を予め備え、これらの損失マップＭ１〜Ｍ７を用いて各部品で生じる損失を各部品毎にそれぞれキャリア周波数ｆｃの関数として求める。そして、周波数決定部１１２Ｅが、それらの合計値が最小となるキャリア周波数ｆｃを選択する。

このように、コンバータ１０の作動によって損失を生じる多くの部品についての損失を考慮し、それらの合計値が最小となるキャリア周波数ｆｃを選択することで、より適切に効率改善を図ることができる。

なお、損失マップＭ３〜Ｍ７のパラメータとしては、たとえば、図１３に示すように、リアクトル損失マップＭ１およびＩＰＭ損失マップＭ２と同様に、キャリア周波数ｆｃ、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐ、電流ＩＬ（直流成分）とすればよい。パラメータは、各部品の損失特性を考慮して追加あるいは削除してもよい。たとえば、フィルタコンデンサＣ１や平滑コンデンサＣ２で生じる損失は、電流ＩＬ（直流成分）およびキャリア周波数ｆｃの影響をあまり受けないため、損失マップＭ５，Ｍ６については、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐのみをパラメータとしてもよい。

［実施の形態３］
上述の実施の形態１、２では、リプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）を求め、求めたリプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）を用いて損失合計が最小となるキャリア周波数ｆｃを選択する手法について説明した。この際、実施の形態１、２では、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐの大きさに対して特に制約を設けていない。

しかし、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが大きいと、直流電源Ｂの寿命が短くなる要因となったり、直流電源Ｂから可聴領域の高周波音が発生する要因となったり場合がある。つまり、直流電源Ｂの寿命を長くしたり直流電源Ｂで発生するノイズを低減したりするためには、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐの大きさに制約を設ける必要がある。

そこで、実施の形態３では、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを所定値ＩＬ＿α以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃの範囲をリプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）を用いて規定し、規定された範囲内でキャリア周波数ｆｃを選択すること（つまりキャリア周波数ｆｃの選択範囲に制約を設けること）を特徴とする。

上述の式（１）から、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを所定値ＩＬ＿α以下とするには下記の式（５）を成立させる必要があり、式（５）を変形すると、下記の式（６）となる。

（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨ×（１／ｆｃ）≦ＩＬ＿α ・・・（５）
ｆｃ≧（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨ×（１／ＩＬ＿α） ・・・（６）
つまり、式（６）の右辺の値は、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐが所定値ＩＬ＿αとなる時のキャリア周波数ｆｃであり、これを周波数ｆｃ＿αと定義すると、図１４に示すように、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを所定値ＩＬ＿α以下とするには、キャリア周波数ｆｃをｆｃ＿α以上にする必要がある。

そこで、実施の形態３では、周波数決定部１１２Ｅは、図１５に示すように、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐを所定値ＩＬ＿α以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃの範囲を周波数ｆｃ＿α以上の範囲とし、この範囲内でトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌが最小となるキャリア周波数ｆｃを選択する。

これにより、直流電源Ｂの寿命の長期化および直流電源Ｂで発生するノイズの低減を図りつつ、損失の低減を図ることができる。さらに、トータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌが最小となるキャリア周波数ｆｃを探索する範囲が制限されるため、キャリア周波数ｆｃの探索時間も短縮することができる。

なお、図１に示したモータ駆動装置１００では、リプル振幅ＩＬ＿ｐｐはフィルタコンデンサＣ１で減衰された後に、直流電源Ｂに印加される。したがって、所定値ＩＬ＿αは、直流電源Ｂの寿命やノイズに影響するリプル振幅だけでなく、フィルタコンデンサＣ１での減衰分を考慮して決定される。

［実施の形態４］
上述の実施の形態１〜３では、コンバータ１０、コンバータ１０に接続される部品の損失を最小化する手法を説明したが、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両においては、交流モータＭの負荷は、運転者が急な加速を要求したりタイヤのスリップ／グリップが生じたりするなど、走行状況に応じて急変する。

たとえばスリップ／グリップが生じる場合、図１６に示すように、スリップによって電流ＩＬが急増した後、グリップによって電流ＩＬが急減する。ＩＰＭを流れる電流を許容電流値以下としてＩＰＭを保護する観点からは、電流ＩＬのピーク値を所定の範囲内に収まるように制御することが望ましい。電流ＩＬのピーク値をＩＬ＿ｐｅａｋと定義すると、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋは、図１６に示すように、電流ＩＬ（直流成分）にリプル振幅ＩＬ＿ｐｐの半分を加算した値となる。

そこで、実施の形態４では、電流ＩＬのピーク値を所定値ＩＬ＿β以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃの範囲をリプル振幅関数ＩＬ＿ｐｐ（ｆｃ）を用いて規定し、規定された範囲内でキャリア周波数ｆｃを選択することでＩＰＭの保護を図ることを特徴とする。

図１７に、実施の形態４に係るキャリア生成部１１２の機能ブロック図を示す。実施の形態４に係るキャリア生成部１１２は、取得部１１２Ａ、インダクタンス算出部１１２Ｂ、周波数決定部１１２Ｇ、生成部１１２Ｆを含む。なお、周波数決定部１１２Ｇ以外の取得部１１２Ａ、インダクタンス算出部１１２Ｂ、生成部１１２Ｆは、実施の形態１で説明したので、ここでの詳細な説明は繰返さない。

周波数決定部１１２Ｇは、電流ＩＬのピーク値が所定値ＩＬ＿β以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃを選択し、選択したキャリア周波数ｆｃを生成部１１２Ｆに出力する。

以下、周波数決定部１１２Ｇが行なう周波数ｆｃ＿βの選択手法について詳述する。ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋは、上述したように、電流ＩＬ（直流成分）にリプル振幅ＩＬ＿ｐｐの半分を加算した値となり、下記の式（７）で表わされる。

ＩＬ＿ｐｅａｋ＝ＩＬ＋ＩＬ＿ｐｐ／２ ・・・（７）
上述の式（７）から、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下とするには下記の式（８）を成立させる必要があり、式（８）を変形すると、下記の式（９）となる。

ＩＬ＋{（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨ×（１／ｆｃ）}／２≦ＩＬ＿β
・・・（８）
ｆｃ≧（ＶＬ／Ｌ）×（ＶＨ−ＶＬ）／ＶＨ×{１／（ＩＬ＿β−ＩＬ）}／２
・・・（９）
つまり、式（９）の右辺の値は、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋが所定値ＩＬ＿βとなる時のキャリア周波数ｆｃであり、これをｆｃ＿βと定義すると、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下とするには、キャリア周波数ｆｃをｆｃ＿β以上にする必要がある。

そこで、周波数決定部１１２Ｇは、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃの範囲をｆｃ＿β以上の範囲とし、この範囲内でキャリア周波数ｆｃを選択する。これにより、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下に抑制することができ、ＩＰＭの保護を図ることができる。

このように、実施の形態４では、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下に抑制可能なキャリア周波数ｆｃを予め求め、求めたキャリア周波数ｆｃでコンバータ１０が制御される。そのため、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを確実に所定値ＩＬ＿β以下に抑制することができる。

また、ｆｃ＿β以上の範囲で、実施の形態１〜３で説明したようにトータル損失Ｌｏｓｓ＿ｔｏｔａｌが最小となるキャリア周波数ｆｃを選択すれば、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下に抑制しつつ、損失の低減をも図ることができる。

なお、キャリア周波数ｆｃには、ＩＰＭ発熱およびスイッチング速度の上限値等から決まる、上限周波数がある。したがって、実際には、ｆｃ＿β以上かつ上限周波数以下の範囲で、キャリア周波数ｆｃを選択することになる。

また、たとえば電流ＩＬとｄｕｔｙとからピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを予測し、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋの予測値が所定値ＩＬ＿β以下となるようにｄｕｔｙに制限を設ける最終手段的な手法を併せ持つと、より確実にピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを所定値ＩＬ＿β以下に抑制することができる。

［実施の形態５］
上述の実施の形態１〜４のうち、実施の形態１〜３では損失を最小化する手法を、実施の形態４では部品を保護する手法を、それぞれ説明した。

これに対し、実施の形態５では、車両の走行状況に応じて、損失最小化を優先させるのか、部品保護を優先させるのかを切り替えて、キャリア周波数ｆｃを制御することを特徴とする。

たとえば、図１８に示すように、電流ＩＬがしきい値よりも小さい場合は、損失最小化を優先して、損失を最小とするキャリア周波数ｆｃを選択し、スリップ／グリップが生じて電流ＩＬがしきい値よりも大きくなった場合には、部品保護を優先して、ピーク値ＩＬ＿ｐｅａｋを抑制するキャリア周波数ｆｃを選択する。

なお、スリップ／グリップは通常の走行状態では極まれにしか発生しないため、負荷が安定している通常時は損失最小化を優先し、スリップ／グリップなどの負荷急変時に部品保護を優先することによって、燃費を実質的に低下させることなく部品を保護することができる。

また、たとえば、交流モータＭのトルクが低くかつ回転速度が低い領域では負荷が急変する可能性が低いことを考慮し、制御装置３０が、図１９に示すような低トルクかつ低回転速度の領域で損失最小化を優先し、その他の領域では部品保護を優先するようにしてもよい。

また、図２０に示すように、制御装置３０が、タイヤのスリップグリップが生じたか否か（負荷が急変したか否か）を交流モータＭの回転速度の変化などに基づいて判定し（ステップ（以下「Ｓ」と略す）１０）、スリップ／グリップが生じていない場合（Ｓ１０にてＮＯ）は、損失最小化を優先し（Ｓ２０）、スリップ／グリップが生じた場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）は、部品保護を優先する（Ｓ３０）ようにしてもよい。上述のように、スリップ／グリップは通常の走行状態では極まれにしか発生しないため、この場合も、燃費を実質的に低下させることなく、部品を保護することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ コンバータ、２０ インバータ、２２ Ｕ相アーム、２４ Ｖ相アーム、２６ Ｗ相アーム、３０ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００ モータ駆動装置、１０２ 電圧指令生成部、１０４，１０８ 減算部、１０６ 電圧制御演算部、１１０ 電流制御演算部、１１１ 駆動信号生成部、１１２Ｂ インダクタンス算出部、１１２ キャリア生成部、１１２Ａ 取得部、１１２Ｅ，１１２Ｇ 周波数決定部、１１２Ｃ 振幅計算部、１１２Ｄ 損失計算部、１１２Ｆ 生成部、１１６ Ｓ／Ｈ回路、Ｂ 直流電源、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＲ キャリア信号、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、Ｌ１ リアクトル、Ｍ 交流モータ、Ｍ１ リアクトル損失マップ、Ｍ２ ＩＰＭ損失マップ、Ｍ３〜Ｍ７ 損失マップ、ＮＬ 負極線、ＰＣ 電力ケーブル、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極線。

Claims (9)

1. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置であって、
   前記コンバータは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子と、前記２つのスイッチング素子の接続点と前記直流電源の正極との間に設けられたリアクトルとを含み、
   前記リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、前記２つのスイッチング素子のスイッチングに起因するリプル成分が含まれ、
   前記制御装置は、
   搬送波と指令値とを比較した結果に基づいて、前記２つのスイッチング素子を制御するための信号を生成する信号生成部と、
   前記搬送波を生成するキャリア生成部とを含み、
   前記キャリア生成部は、前記直流電源から前記コンバータに入力される第１電圧、前記コンバータから前記電気負荷装置に出力される第２電圧、前記リアクトルのインダクタンス、および、前記リアクトルを流れる電流に基づいて、前記コンバータの作動によって生じるエネルギ損失が最小となる周波数を有する前記搬送波を生成する、コンバータの制御装置。
2. 前記キャリア生成部は、
   前記第１電圧、前記第２電圧、前記インダクタンスに基づいて、前記搬送波の周波数と前記リプル成分の振幅との第１の関係を求める第１算出部と、
   前記リアクトルを流れる電流および前記第１の関係に基づいて、前記搬送波の周波数と前記エネルギ損失との第２の関係を求める第２算出部と、
   前記第２の関係を用いて前記エネルギ損失が最小となる周波数を選択し、選択した周波数を前記搬送波の周波数に設定する設定部とを含む、請求項１に記載のコンバータの制御装置。
3. 前記設定部は、前記第１の関係に基づいて前記リプル成分の振幅が予め定められた値以下となる周波数範囲を求め、求めた前記周波数範囲内で前記搬送波の周波数を設定する、請求項２に記載のコンバータの制御装置。
4. 前記設定部は、前記リアクトルを流れる電流および前記第１の関係に基づいて前記リアクトルを流れる電流のピーク値が予め定められた値以下となる周波数範囲を求め、求めた前記周波数範囲内で前記搬送波の周波数を設定する、請求項２に記載のコンバータの制御装置。
5. 前記電気負荷装置は、電動機によって車両の駆動力を発生させるための装置である、請求項２に記載のコンバータの制御装置。
6. 前記設定部は、前記電動機の負荷が急変するか否かを判断し、前記電動機の負荷が急変する場合、前記エネルギ損失が最小となる周波数を前記搬送波の周波数に設定し、前記電動機の負荷が急変しない場合、前記リアクトルを流れる電流のピーク値が予め定められた値以下となる周波数を前記搬送波の周波数に設定する、請求項５に記載のコンバータの制御装置。
7. 前記第２算出部は、前記エネルギ損失が生じる複数の部品にそれぞれ対応する複数の前記第２の関係を求め、
   前記設定部は、複数の前記第２の関係を用いて前記複数の部品で生じるエネルギ損失の合計値が最小となる周波数を選択する、請求項２に記載のコンバータの制御装置。
8. 前記直流電源と前記コンバータとの間には、前記直流電源と前記コンバータとを接続するための部品と、第１コンデンサとが設けられ、
   前記コンバータと前記電気負荷装置との間には、第２コンデンサが設けられ、
   前記第２算出部は、前記リアクトル、前記２つのスイッチング素子、前記直流電源、前記接続するための部品、前記第１コンデンサ、前記第２コンデンサの少なくともいずれかにそれぞれ対応する複数の前記第２の関係を求める、請求項７に記載のコンバータの制御装置。
9. 前記制御装置は、前記リアクトルを流れる電流に応じて前記インダクタンスを算出する第３算出部をさらに含む、請求項２に記載のコンバータの制御装置。

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