JPS62239868A - 電圧形ｐｗｍインバ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機に給電する３相出力の電圧形ＰＷ
Ｍインバータにおいて、特に電動機の発生する特定次数
のトルク脈動を低減するための制御方式に関する。

〔従来の技術〕

、電圧形インバータの出力電圧波形は、一般に高調波成
分の少ない正弦波であることが望ましい。

出力電圧波形を改善する方法としては、例えばパルス幅
変調（以下、ＰＷＭとも略記する。）方式が一般的に知
られている。

第５図はトランジスタスイッチ（以下、単にスイッチと
よぶ。）で構成された３相出力電圧形インバータ主回路
金示す回路図である。こ＼で、ＰＷＭ制御を行なうには
、正側電位に接続されたスイッチ’ｒ１１　’＝　’ｒ
１３と負側電位に接続されたスイッチＴ２１’＝Ｔ２３
の切換え操作を行ない、交流電圧を出力する。例えば、
Ｕ相の端子電圧について云えば、中性点電位０点に対し
正側スイッチＴｌｌがオンで負側スイッチＴ２１がオフ
のときはＶ　ｄ／２に、スイッチＴ２１がオンでＴｌｌ
がオフのときは−Ｖｄ／２になり、正側スイッチがオン
している期間と負側スイッチがオンしている期間の比率
を変えて交流電圧′ｔ−得る。正側スイッチと負側スイ
ッチのオン、オフ状Ｍ’を制御する方法としては、例え
ば三角波の変調信号ｅｃと所望する出力電圧の目標値で
あるｅ。の大きさとを比較し、ｃｏ〉ｅｃのときは正側
スイッチをオンし、ｅｏ＜ｅｃのときは負側スイッチを
オンする方法が知られている。第６図はこの様にして制
御されるＰＷＭインバータの出力電圧波形の例を示す。

第６図では基準信号ｅ。は正弦波であり、正弦波ＰＷＭ
方式とよばれて特に低い次数の高調波成分の少ない交流
電圧を得ることができる。しかるに、正弦波ＰＷＭ方式
は直流電圧Ｖｄに対する出力可能な交流電圧の基本波成
分は比較的低く、インバータの利用率が良くないため、
基準信号ｅ。を矩形波とする矩形波ＰＷＭ方式を適用す
ることがある。第７図に矩形波ＰＷＭ方式における出力
電圧波形の例を示す。

すなわち、正弦波ＰＷＭ方式の場合の一相の出力電圧基
本波成分の最大値は０．３５４Ｖｄであり、矩形波ＰＷ
Ｍ方式ではこの値は０．４５Ｖｄであり、両ＰＷＭ方式
において直流電圧Ｖｄと出力電流を同じ値とするならば
、矩形波ＰＷＭ方式は正弦波ＰＷＭ方式に比較して１．
２７　（０，４５１０，３５４）倍の出力容ｆｆｉ？も
つものと云うことができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、矩形波ＰＷＭ方式では基準信号ｅ。に含まれる
高調波成分が出力電圧に現われ、このためＰＷＭインバ
ータの出力端子に接続される負荷に対して好ましくない
影ｅを与える。例えば、交流電動機に給電する場合では
電動機の発生するトルクが脈動し、回転むらが発生する
ことがある。

以下に、電動機が発生するトルクについて詳しく述べる
ことにする。第８図に誘導電動機のベクトル図を示す。

α軸は固定子の任意の巻線の中心軸上にとられた座標軸
で、空間的に固定された軸である。φ２は有効磁速のベ
クトルを表わし、α軸に対し反時計方向にω１の角・周
波数で回転している。なお、符号に「・」を付してベク
トル量を関連れた位置に発生する。固定子電圧の基本波
成分ｖ１１すなわちインバータの出力電圧の基本波成分
は、Ｅｌに対し略１８０度の角度差であり、図示の如き
位置にある。固定子電流の基本波成分１１は■１に対し
ψだけ遅れており、ψは基本波力率に相当する。電動機
の発生トルクは７レミングの左手の法則に従い、磁束と
それに直交する電流の損に比例する。すなわち、基本波
電流成分ｉｌに対する発生トルクＴ１は次の第（１）式
で表わされる。

（ただし、Ｋは比例定数） 例えば、第７図の出力電圧の場合、トルク脈動に関して
は第５次と第７次高調性成分が特に有害となる。第９図
は電動機の第５次と第７次の高調波電圧、電流成分を示
す誘導電動機のベクトル図である。ところで、高調波成
分のうちｎｆ自然数とするとき、３ｎ＋１で表わされる
成分（正相成分とよばれる）は相のローテーションが基
本波成分と同じであり、一方３ｎ−１で表わされる成分
（逆相成分とよばれる）は相のローテーションが基本波
成分と逆である。したがって、第９図で第７次高調波電
圧のベクトルｖ５はα軸に対し５ω１の角周波数で時計
方向に回転し、第７次高調波電圧のベクトル■７はα軸
に対し７ω１の角周波数で反時計方向に回転する。高調
波電圧に対して誘導電動機は近似的にインダクタンスと
して作用することが知られており、従って第５次および
第７次高約９０度遅れた角度を持ち、かつ相のローテー
ションは前述した通りである。すなわち、Ｉ５はα軸に
対し５ω１の角周波数で時計方向に回転し、エフはα軸
に対し７ω１の角周波数で反時計方向に回転する。Ｉ５
．Ｉ、による電動機の発生トルクも１１の場合と同様に
、７レミングの左手の法則に従に対してはそれぞれ５ω
＋ω＝６ω　、７ω１−ω１＝６ω１０角周波数を持ち
、’５およびエフによる発生トルク’ｒｓ　＃　Ｔ７は
次の第（２）式で表わされる。

ここで、Ｔ５　＋　”７は基本波周波数に対してともに
６倍のトルク脈動となるが、必ずしもＴ５とＴ７は相殺
されないため、電動機は６倍のトルク脈動を発生する。

その他の次数のトルク脈動、例えば１２倍、１８倍など
のトルク脈動も同じ様な原理で発生し、これらは電動機
の回転むらを発生させる原因となる。

このため、ＰＷＭインバータで交流電動機に給電する場
合、電動機の発生するトルク脈動を低減すべく、別の装
置でインバータの発生する高調波電圧あるいは高調波′
［電流を補償したり、あるいはインバータを多重化して
高調波を低減する方法が従来から採用されているが、こ
れらは一般に高価であると云う問題がある。また、正弦
波ＰＷＭにより特に低次の高調波成分を少なくし、これ
により回転むらを低減する方法が適用されるが、このよ
うにするとインバータの利用率が低下すると云う問題も
ある。

したがって１本発明は特別な主回路機器を用いることな
く、かつインバータの利用率が良好な状態で、特に交流
電動機を滑らかに運転し得る交流電動機駆動用のＰＷＭ
インバータの制御方式を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

変調信号および基準信号の基本周波Ｗｉをそれぞれｆｃ
、　ｆｏとするとき、この基準信号に（３ｍ±１）ｆ。

（ｍは自然数）で表わされる周波数成分の少なくとも１
つを重畳してＰＷＭ制御を行なう。

〔作用〕

高調波電圧　ｆｌ流に対するトルク発生の原理に基づき
、ｎｆ自然数とするとき３ｎ−１の次数で表される電流
による３ｎ倍のトルク脈動と３ｎ＋１の次数で表される
電流による３１倍のトルク脈動のいずれか一方、あるい
は両者ｔ”制御することにより、合成した３ｎ倍のトル
ク脈動を相殺してトルク脈動を低減するものであり、特
に基準信号に３ｎ−１あるいは３ｎ＋１、あるいは両者
の次数成分を意図的に重畳することにより、特定次数の
トルク脈動を除去あるいは低減するものである。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の実施例を示す借成図である。

なお、電動機が発生するトルク脈動のうち、高次のトル
ク脈動は電動機の慣性モーメントの作用により回転むら
になり’１８Ｆ　＜、また高次の高調波電圧による高次
の高調波電流は電動機のインダクタンスにｒリ−雷ｆｊ
）Ｉ塊ｆは冑ね、鞘（−１，た値１つてこれによるトル
ク脈動も小さいため、一般には低次のトルク脈動が特に
問題となる。例えば第７図の出力電圧波形の場合、負荷
である交流電動機に対し、最も低次のトルク脈動は基本
波周波数の６倍であり、したがってこの実施例では６倍
調波のトルク脈動を低減する場合について説明すること
とする。

第１図において、θ０はＭｇする出力電圧の基本波成分
の位相であり、これは読み出し専用メモリ（以下、ｌ（
、ＯＭとよぶ。）１１に入力され、矩形波に第５高調波
を含んだ次の第（３）式で与えられるＦＪｏが得られる
。

・・・・・・　（３） （ただし、Ｋｌは定数である。） θ０は更に凡０Ｍ１２に人力され、その出力は三角波の
変調信号ｅ。である。Ｅｏは出力電圧の大きさの目標値
であるλと掛算器２で乗算され、その出力は基準信号ｅ
。となる。ｅｏとｅ。の大きさの大小を比較器３で判定
し、その出力Ｓはｅ。＞ｅ。

のときに′１”、ｅｏ＜ｅｃのときは′０″となる。

なお、Ｓ＝１のとき第５図に示される正側スイッチＴｌ
１ｅオンとし、Ｓ＝Ｏのとき負側スイッチＴ２１をオン
とする。他の相のスイッチに関しても同様にして、その
オン、オフが制御される。

第２図に変調信号を矩形波とする一般的な矩形波ＰＷＭ
における出力電圧、電流および発生トルクをディジタル
シミュレーションで求めた波形例を示す。この場合、発
生トルクの６倍周期の脈動は約８チ発生している。第３
図は本発明による各部の波形を示すが、第５次高調波電
流と第７次高調波電流による６倍のトルク脈動は同図（
ニ）の如く互いに相殺され、６倍のトルク脈動は約２％
に低減しており、滑らかな回転が得られる。第４図は出
力電圧目標値λが更に大きくなった場合の例であり、こ
のときｅ。とｅ。の交点の数が少なくなり、スイッチン
グ回数が第２図や第３図の場合より減っているが、やは
り６倍のトルク脈動は同図（ニ）の如く低減している。

またスイッチング回数が減ることはスイッチがオン、オ
フする際ニ発生するスイッチング損失が減少するので、
省エネルギーの明点からも好ましいことである。

以上の例では、基準信号Ｃ８は矩形波に３ｎ±１の次数
の高調波成分をさんだ例で説明したが、上記の矩形波は
矩形波の場合のみに限らず、例えば正弦波やあるいは電
動機に対して無害である３の倍数の晶調波を含んだ正弦
波であっても（必要ならば、例えば電気学会研究会資料
ＥＰＡ−７９−３「サイクロコンバータ給電交流可変速
駆動方式と変茨装置容量」なる論文を参照のこと。）、
本発明は有効である。

また、第（３）式におけるＫｌを出力電圧の大きさの目
標値λあるいは変：′Ａ比（変調比はｅ。とｅ。の基本
波周波数の比を表わす）の関数として求めると、トルク
脈動の低減に対して更に効果的である。

また、出願人は他の出願で、変調信号と基準信号の基本
波周波数がそれぞれｆ。、ｆｏとするとき基準信号にｎ
ｆｏ−１：ｍ　ｆｏ（ｎ　、　ｍは自然数）で表される
周波数成分を重畳し、上記ｎｆ　　±ｍ　ｆ　ｏ成分の
出力電圧高ｚ、１波を消去する方法を提案しているが、
本発明によれば特定次数のトルク脈動を消去するのであ
れば、必ずしも上記ｎｆｏ−ｔ＝ｍｆ。成分を完全に消
去しなくても良いことが判る。例えば、２ｆ　　＋５ｆ
　　成分あるいは２ｆ＋７ｆｏ成分を基準ＣＯＣ 信号に重畳することにより、これらの周波数成分は有し
たまま、両者の成分による２ｆｏ成分のトルク脈動を消
去あるいは低減することが可能であることは、容易に推
定することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、３相交流機に給電する寛圧形ＰＷＭイ
ンバータのスイッチの動作を変調信号と出力電圧の所望
値である基準信号の大きさの比較により決定するものに
おいて、基準信号に少なくとも一つ以上の高調波成分子
を意図的に重畳させることにより、ｆ−ｆ　　あるいは
ｆ＋ｆｏの周波数を持つトルク脈動を消去あるいは低減
することが可能となる利点がもたらされる。

また、本発明の効果を電力の点からみるならば３相ＰＷ
Ｍインバータの出刃物、力の特定高調波成分が消失され
ており、直流電源に与える反作用の低減として本発明は
交流機、駆動用以外の用途に対しても効果があるもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す摘成図、第２図は一般的
な矩形波ＰＷＭインバータにおける出力電圧、−流およ
び発生トルク波形を示す波形図、第３図は本発明を適用
した場合の第２図と同様の各波形を示す波形図、第４図
は第３図においてさらに出力電圧目標値を大きくした場
合の各波形を示す波形図、第５図は３相出力電圧形ＰＷ
Ｍインバータ主回路の一般的な例を示す回路図、第６図
は正弦波Ｐ　Ｗ　Ｍ方式の出力電圧波形例を示す波形図
、第７図は矩形波ＰＷＭ方式の出力電圧波形例を示す波
形図、第８図は誘導電動機における磁束と１１流、′〆
区圧の関係を示すベクトル図、第９しＩは第８図におい
て高調波ｚｔ禿、′−圧に着目した場合を示すベクトル
図である。 符号説明 １１．１２・・・・・・リードオンリメモリ（ＲＯＭ）
、２・・・・・・掛算器、３・・・・・・比較器、Ｔ１
１　”　Ｔ　１３　＃　’ｒ２□〜Ｔ２３・・・・・・
トランジスタスイッチ、Ｄ１１〜Ｄ１３゜Ｄ２１ＮＤ２
３・・・・・・ダイオード、ｔｐｇ・・・・・・磁束ペ
クト成分、ｖ５　ｐ　’５・・・・・・第５次高調仮電
圧、電流ベクトル、Ｖ７＃　’７・・・・・・第７次高
調波電圧、電流ベクトル。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　　清 、　　冨１　図 人 １１ｆ５　　図 ＝　２　図 第３　図 π　４　ア ｆＰｕ） 宵　６　は 丼　７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）直流を交流に変換して多相負荷に給電するとゝもに
   、変調信号と出力電圧指令値を代表する基準信号との大
   きさの大小関係から正電位または負電位側に接続された
   スイッチング素子を切り換えて出力電圧波形を制御する
   電圧形ＰＷＭインバータの制御方式であつて、 前記変調信号および基準信号の基本周波数をそれぞれｆ
   ＿ｃ、ｆ＿０とするとき、該基準信号に対し（３ｍ±１
   ）ｆ＿０（ｍは自然数）で表わされる周波数成分の少な
   くとも１つを重畳してＰＷＭ制御を行なうことにより、
   ３ｍｆ＿０の周波数をもつ高調波成分の低減を図ること
   を特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御方式。 ２）特許請求の範囲第１項に記載の電圧形ＰＷＭインバ
   ータの制御方式において、前記基準信号を（３ｍ±１）
   ｆ＿０で表わされる周波数成分の他に、さらに ｎｆ＿ｃ±ｍｆ＿０（ｎ、ｍは自然数） で表わされる高調波成分を少なくとも１つ含んだ波形と
   することを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御方
   式。