JP5051127B2 - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents
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Description
本発明は、交流系統に連系する電力変換装置、特に負荷変動により生じる電圧変動（フリッカ）を抑制する電力変換装置に関する。
系統に連系する負荷が変動すると、送電線や変圧器のインピーダンスにより発生する電圧降下が変動し、負荷の連系点において電圧変動（フリッカ）が発生する。
フリッカを抑制するフリッカ抑制装置は、例えば特許第２６７５２０６号公報にて提案されている。
上記装置は、負荷電流から有効電流と無効電流を算出し、ローパスフィルタを施すことで正相分を算出し、ハイパスフィルタを施すことで逆相分を算出する。検出した負荷電流と逆位相の電流を出力することで、系統から流入する電流の変動分をキャンセルし、それによりフリッカを抑制する。
しかし、負荷電流に高調波成分が含まれる場合、電流指令値に高調波成分が含まれる。
電流発生部を電力変換器で構成する場合、電流制御の遅れが存在するため、電力変換器の出力電流における高調波成分の位相が負荷電流中の高調波成分の位相に対して遅れる。そのため、系統に流れる高調波成分をキャンセルすることができず、十分な補償効果を得られないという問題が発生していた。
フリッカを抑制するフリッカ抑制装置は、例えば特許第２６７５２０６号公報にて提案されている。
上記装置は、負荷電流から有効電流と無効電流を算出し、ローパスフィルタを施すことで正相分を算出し、ハイパスフィルタを施すことで逆相分を算出する。検出した負荷電流と逆位相の電流を出力することで、系統から流入する電流の変動分をキャンセルし、それによりフリッカを抑制する。
しかし、負荷電流に高調波成分が含まれる場合、電流指令値に高調波成分が含まれる。
電流発生部を電力変換器で構成する場合、電流制御の遅れが存在するため、電力変換器の出力電流における高調波成分の位相が負荷電流中の高調波成分の位相に対して遅れる。そのため、系統に流れる高調波成分をキャンセルすることができず、十分な補償効果を得られないという問題が発生していた。
上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器の出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開の各出力値に応じて前記出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を移動平均演算した結果より前記出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を前記正弦波発生器の出力する正弦波の周期を積分期間とする周期積分を算出し、該周期積分値より出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開出力値に位相を進ませる位相補償フィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、前記乗算結果を移動平均演算した値に位相を進ませる位相補償フィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補償フィルタが一次の進み遅れフィルタにより構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補償フィルタが一次の不完全微分により構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、正弦波発生器の出力する正弦波の周波数が、連系する系統周波数と等しいことを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、正弦波発生器の出力する正弦波の周波数が、連系する系統周波数の整数倍であることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開出力値に、連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を前記正弦波発生器の出力する正弦波の周期を積分期間とする周期積分を算出し、該周期積分結果に連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、前記正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を移動平均演算した値に、連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタを、ノッチフィルタで構成することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタを、入力信号からバンドパスフィルタ出力値を減算することにより実現することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は振幅の変動する交流成分を含む信号から、該振幅値を検出する振幅検出方法において、フーリエ級数展開の出力値に位相補償フィルタを施した値から前記振幅値を算出することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は連系される交流系統の電圧もしくは系統に流れる電流に応じて運転条件を変化させる電力変換装置の制御方法において、検出した交流電圧もしくは系統電流をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開により得られた値に位相補償フィルタを施した値を用いて電力変換器の交流出力電圧を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は振幅の変動する交流成分を含む信号から、該振幅値を検出する振幅検出方法において、フーリエ級数展開の出力値に位相補償フィルタを施した値から前記振幅値を算出し、算出値を用いて電流指令値を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は連系される交流系統の電圧もしくは系統に流れる電流に応じて運転条件を変化させる電力変換装置の制御方法において、検出した交流電圧もしくは系統電流をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開により得られた値に位相補償フィルタを施した値を用いて電力変換器の交流出力電圧を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、負荷に流れ込む負荷電流を検出する電流検出器と、交流出力電流を検出する電流検出器と、電流指令値に従い交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、前記負荷電流に含まれる基本波成分のみを補償することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、負荷電流の基本波成分を抽出する手段がフーリエ級数展開器であることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を入力とし、基本波のうち０．１Ｈｚ以上３０Ｈｚ以下で振幅が変動する成分を抽出し、該電流成分と同位相の電流を出力電流指令値に加算する出力電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、０．１Ｈｚ以上３０Ｈｚ以下で振幅が変動する基本波成分をフーリエ級数展開器により算出することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、抽出した負荷電流基本波成分に位相補正演算を施す位相補正演算器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補正演算器がフーリエ級数展開器の演算による位相遅れを補償することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補正演算器がフーリエ級数展開器の演算による位相遅れと電流制御器の遅れを含めた位相補償をすることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器を有する電力変換装置において、負荷電流中の高調波成分の振幅に対する電力変換装置の出力電流における前記高調波成分の振幅の比が、負荷電流中の次数間高調波成分の振幅に対する電力変換装置の出力電流における前記次数間高調波成分の振幅比より小さいことを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、負荷に流れ込む電流を検出する代わりに系統電流を検出することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、前記系統電流の検出値と電力変換装置の出力する交流出力電流検出値より負荷電流を推定し、該負荷電流推定値を負荷に流れ込む電流の検出値として電流指令値を算出することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、電流指令値が正相電流指令値と逆相電流指令値の合成値である電力変換装置において、前記逆相電流指令値を前記電力変換装置の定格電流より小さい所定値以下に制限し、かつ正相電流指令値を定格電流と、前記所定値以下に制限された逆相電流指令値の差の範囲に入るよう制限することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、電流指令値が正相電流指令値と逆相電流指令値の合成値である電力変換装置において、前記正相電流指令値を前記電力変換装置の定格電流以下に制限し、かつ逆相電流指令値を定格電流と、定格電流で正相電流指令値の差の範囲に入るよう制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流指令値は定格電流と正相電流指令値の差の範囲に入り、かつ定格電流より小さい所定の値以下に制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流指令値に可変ゲインを乗算することにより逆相電流指令値を制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流を円形リミッタにより制限することを特徴とするものである
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を移動平均演算した結果より前記出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を前記正弦波発生器の出力する正弦波の周期を積分期間とする周期積分を算出し、該周期積分値より出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開出力値に位相を進ませる位相補償フィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、前記乗算結果を移動平均演算した値に位相を進ませる位相補償フィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補償フィルタが一次の進み遅れフィルタにより構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補償フィルタが一次の不完全微分により構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、正弦波発生器の出力する正弦波の周波数が、連系する系統周波数と等しいことを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、正弦波発生器の出力する正弦波の周波数が、連系する系統周波数の整数倍であることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開出力値に、連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、該正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を前記正弦波発生器の出力する正弦波の周期を積分期間とする周期積分を算出し、該周期積分結果に連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段と、同一周波数であり位相の９０度異なる二つの正弦波を発生する正弦波発生器を備え、前記正弦波発生器出力値と負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を乗算し、該乗算結果を移動平均演算した値に、連系する系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタ演算を施し、該フィルタ演算結果に応じて出力電流指令値を算出する電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタを、ノッチフィルタで構成することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、系統周波数の２倍の周波数におけるゲインが系統周波数におけるゲインより小さいフィルタを、入力信号からバンドパスフィルタ出力値を減算することにより実現することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は振幅の変動する交流成分を含む信号から、該振幅値を検出する振幅検出方法において、フーリエ級数展開の出力値に位相補償フィルタを施した値から前記振幅値を算出することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は連系される交流系統の電圧もしくは系統に流れる電流に応じて運転条件を変化させる電力変換装置の制御方法において、検出した交流電圧もしくは系統電流をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開により得られた値に位相補償フィルタを施した値を用いて電力変換器の交流出力電圧を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は振幅の変動する交流成分を含む信号から、該振幅値を検出する振幅検出方法において、フーリエ級数展開の出力値に位相補償フィルタを施した値から前記振幅値を算出し、算出値を用いて電流指令値を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明は連系される交流系統の電圧もしくは系統に流れる電流に応じて運転条件を変化させる電力変換装置の制御方法において、検出した交流電圧もしくは系統電流をフーリエ級数展開し、該フーリエ級数展開により得られた値に位相補償フィルタを施した値を用いて電力変換器の交流出力電圧を変化させることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、負荷に流れ込む負荷電流を検出する電流検出器と、交流出力電流を検出する電流検出器と、電流指令値に従い交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、前記負荷電流に含まれる基本波成分のみを補償することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、負荷電流の基本波成分を抽出する手段がフーリエ級数展開器であることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器の出力値を入力とし、基本波のうち０．１Ｈｚ以上３０Ｈｚ以下で振幅が変動する成分を抽出し、該電流成分と同位相の電流を出力電流指令値に加算する出力電流指令値算出器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、０．１Ｈｚ以上３０Ｈｚ以下で振幅が変動する基本波成分をフーリエ級数展開器により算出することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、抽出した負荷電流基本波成分に位相補正演算を施す位相補正演算器を有することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補正演算器がフーリエ級数展開器の演算による位相遅れを補償することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、位相補正演算器がフーリエ級数展開器の演算による位相遅れと電流制御器の遅れを含めた位相補償をすることを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、負荷に流れ込む電流を検出する電流検出器を有する電力変換装置において、負荷電流中の高調波成分の振幅に対する電力変換装置の出力電流における前記高調波成分の振幅の比が、負荷電流中の次数間高調波成分の振幅に対する電力変換装置の出力電流における前記次数間高調波成分の振幅比より小さいことを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、負荷に流れ込む電流を検出する代わりに系統電流を検出することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、前記系統電流の検出値と電力変換装置の出力する交流出力電流検出値より負荷電流を推定し、該負荷電流推定値を負荷に流れ込む電流の検出値として電流指令値を算出することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、電流指令値が正相電流指令値と逆相電流指令値の合成値である電力変換装置において、前記逆相電流指令値を前記電力変換装置の定格電流より小さい所定値以下に制限し、かつ正相電流指令値を定格電流と、前記所定値以下に制限された逆相電流指令値の差の範囲に入るよう制限することを特徴とするものである。
また、上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流出力電流を検出する電流検出器と、出力電流指令値と前記電流検出器出力値が一致するよう交流出力電流を制御する電流制御手段を備え、電流指令値が正相電流指令値と逆相電流指令値の合成値である電力変換装置において、前記正相電流指令値を前記電力変換装置の定格電流以下に制限し、かつ逆相電流指令値を定格電流と、定格電流で正相電流指令値の差の範囲に入るよう制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流指令値は定格電流と正相電流指令値の差の範囲に入り、かつ定格電流より小さい所定の値以下に制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流指令値に可変ゲインを乗算することにより逆相電流指令値を制限することを特徴とするものである。
また、本発明の電力変換装置は、逆相電流を円形リミッタにより制限することを特徴とするものである
第１図は本発明の第１実施例の説明図である。
第２図は本発明の第２実施例の説明図である。
第３図は本発明の第２実施例の位相補正フィルタによるゲイン特性改善効果と位相特性改善効果の説明図である。
第４図は本発明の第２実施例の位相補正フィルタのその他の実現例である。
第５図は本発明の第１実施例の説明図である。
第６図は本発明の第３実施例の説明図である。
第７図は本発明の第３実施例の基本波ＤＦＴ演算器の説明図である。
第８図は本発明の第３実施例の２次ＤＦＴ演算器の説明図である。
第９図は本発明の第１実施例の動作説明図である。
第１０図は本発明の第１実施例の変形例の説明図である。
第１１図は本発明の第４実施例の説明図である。
第１２図は本発明の第４実施例の位相補正フィルタのその他の実現例である。
第１３図は本発明の第４実施例の説明図である。
第２図は本発明の第２実施例の説明図である。
第３図は本発明の第２実施例の位相補正フィルタによるゲイン特性改善効果と位相特性改善効果の説明図である。
第４図は本発明の第２実施例の位相補正フィルタのその他の実現例である。
第５図は本発明の第１実施例の説明図である。
第６図は本発明の第３実施例の説明図である。
第７図は本発明の第３実施例の基本波ＤＦＴ演算器の説明図である。
第８図は本発明の第３実施例の２次ＤＦＴ演算器の説明図である。
第９図は本発明の第１実施例の動作説明図である。
第１０図は本発明の第１実施例の変形例の説明図である。
第１１図は本発明の第４実施例の説明図である。
第１２図は本発明の第４実施例の位相補正フィルタのその他の実現例である。
第１３図は本発明の第４実施例の説明図である。
以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。
本発明の第一実施例を第１図を用いて説明する。
本発明のフリッカ抑制装置１は負荷３と並列に接続し、系統インピーダンス７を介して交流電源２に接続している。系統インピーダンス７は、送電線インピーダンスや変圧器インピーダンスを意味する。フリッカ抑制装置１の連系点では、負荷電流が変動すると系統インピーダンス７で発生する電圧降下幅が変動し、電圧変動すなわちフリッカが発生する。本発明のフリッカ抑制装置は、負荷電流変動によるフリッカを抑制・低減するものである。
フリッカ抑制装置１は主回路部と制御演算部１００により構成される。主回路はＩＧＢＴとダイオードにより構成される電力変換器４，フィルタリアクトル５，直流コンデンサ６により構成され、電力変換器４の交流出力端子はフィルタリアクトル５を介して交流系統に連系し、電力変換器４の直流出力端子には直流コンデンサ６が並列接続される。
制御演算部１００は、フリッカ抑制装置１の連系点電圧検出値と交流電流検出値、及び直流コンデンサ電圧検出値を入力とし、直流コンデンサ電圧を維持するよう、電力変換器４の電流指令値を算出する。
また、負荷電流検出値と連系点電圧検出値よりフリッカを抑制するための電流指令値を算出し、その電流指令値と、前記直流コンデンサ電圧を維持するための電流指令値の和を新たな電力変換器４の電流指令値とし、該電流指令値と電力変換器４の交流電流検出値が一致するよう電力変換器４の交流出力電圧指令値を算出する。
制御演算部１００は該交流出力電圧指令値と搬送波と比較することで電力変換器４のＩＧＢＴへのゲート信号を算出し、電力変換器４に出力することで指令値に追従した交流電圧を出力する。
以降、電流指令値の作成方法について詳細に説明する。
まず、直流コンデンサ電圧を制御するための指令値算出方法について説明する。
直流コンデンサ電圧は電圧検出器１４により検出され、検出値ＶＤＣは減算器１０４に入力される。
減算器１０４は直流コンデンサ電圧指令値ＶＤＣＲＥＦとＶＤＣの差を算出し、直流電圧制御器１０５に出力する。
直流電圧制御器１０５は直流コンデンサ電圧偏差を入力とし、直流コンデンサ電圧を指令値ＶＤＣＲＥＦと一致するようフリッカ抑制装置１の有効電流指令値ＩＡＶＲを算出する。有効電流指令値ＩＡＶＲは逆ｄ−ｑ変換器１１２に入力される。逆ｄ−ｑ変換器１１２は次に述べるフリッカ抑制用電流指令値と直流電圧制御器１０５の出力によりフリッカ抑制装置１の電流指令値を算出する。
次にフリッカ抑制用電流指令値の演算方法について説明する。
フリッカ抑制装置１の系統連系点における電圧は電圧センサ１０により検出される。検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは位相検出器１０１に入力され、基本波位相θが算出される。ここで、位相θはＶｕの基本波成分をＶｃｏｓθ、Ｖｖの基本波成分をＶｃｏｓ（θ−２／３π）、Ｖｗの基本波成分をＶｃｏｓ（θ−４／３π）としたときの位相である。
位相θは正弦波テーブル１０２，１０３に入力され、正弦波テーブル１０２，１０３はそれぞれｃｏｓθ，ｓｉｎθを算出する。ｃｏｓθ，ｓｉｎθは正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０８，逆ｄ−ｑ変換器１１２，ｄ−ｑ変換器１１３に出力される。
負荷電流は電流センサ２０，２１，２２により検出され、検出値ＩＬＵ，ＩＬＶ，ＩＬＷはα−β変換器１０６に出力される。
α−β変換器１０６は次式で示される演算によりＩＬα，ＩＬβを算出する。
本発明で新規な点である、フーリエ級数係数算出による電流指令値算出について以降説明する。
α−β変換器１０６により算出されたＩＬα，ＩＬβは正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０８に出力される。
正相ＤＦＴ演算器１０７は（数式２）で示す演算により、負荷電流の正相実軸成分の振幅値ＩＬ１ＲＥと、正相虚軸成分の振幅値ＩＬ１ＩＭを算出する。
ここで、ｔは現在の時刻、ｆｓは連系する系統周波数、Ｔ＝１／ｆｓである。
（数式２）に示されるように、系統電圧と同期する正弦波との積を周期積分するため、系統周波数の整数倍の負荷電流成分、つまり高調波成分に対してはゲインが零となる。
ＩＬα，ＩＬβが逆相成分の場合、（数式２）のＩＬα×ｃｏｓθ＋ＩＬβ×ｓｉｎθおよび−ＩＬα×ｓｉｎθ＋ＩＬβ×ｃｏｓθは系統周波数の倍周波で振動する成分となるが、電源周期Ｔで積分されるため、出力値はゼロとなる。
逆相ＤＦＴ演算器１０９は（数式３）で示す演算により、負荷電流の逆相実軸成分の振幅値ＩＬ２ＲＥと、逆相虚軸成分の振幅値ＩＬ２ＩＭを算出する。
ここで、ｔは現在の時刻、ｆｓは連系する系統周波数、Ｔ＝１／ｆｓである。
（数式３）に示されるように、系統電圧と同期する正弦波との積を周期積分するため、系統周波数の整数倍の負荷電流成分、つまり高調波成分に対してはゲインが零となる。
ＩＬα，ＩＬβが正相成分の場合、（数式３）のＩＬα×ｃｏｓθ−ＩＬβ×ｓｉｎθおよびＩＬα×ｓｉｎθ＋ＩＬβ×ｃｏｓθは系統周波数の倍周波で振動する成分となるが、電源周期Ｔで積分されるため、出力値はゼロとなる。
負荷電流を（数式４）に示すように基本波周波数を６０Ｈｚ、正相振幅を１ｐｕ、逆相振幅を０．２ｐｕ、含有高調波次数を５次、高調波振幅を０．０５ｐｕとした場合のＩＬα，ＩＬβ，ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭの波形を第９図に示す。
ここで、φは正相電流の位相、ηは逆相電流の位相であり、φ＝η＝０とした。
高調波を含むため、ＩＬα，ＩＬβにはひずみ成分を含むがＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭにはひずみ成分が発生せず、高調波を削除できていることがわかる。
また、ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ２ＲＥは周期積分されることにより正相演算における逆相混入、逆相演算における正相混入を排除することができ、なおかつＩＬ１ＲＥ，ＩＬ２ＲＥの値はそれぞれ負荷電流中の正相成分振幅，逆相成分振幅と一致し、正しく振幅演算が実現できることがわかる。
負荷３が変動しない場合、ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭはそれぞれ負荷電流の正相有効成分振幅値，正相無効成分振幅値，逆相実軸成分振幅値，逆相虚軸成分振幅値となるが、負荷３が変動する場合、正相ＤＦＴ演算器１０７における逆相成分と、逆相ＤＦＴ演算器１０９における正相成分の周期積分値が完全にゼロにならない。ゆえに、倍周波数成分は真の正相成分、逆相成分の振幅ではないため、指令値から除去することが望ましい。
以上の理由から、正相ＤＦＴ演算器１０７の出力ＩＬ１ＩＭをノッチフィルタ１０８に入力し、ノッチフィルタ１０８で系統周波数の倍周波数成分を除去した値ＩＬ１ＩＭ２を逆ｄ−ｑ変換器１１２へ入力する。
同様に、逆相ＤＦＴ演算器１０９の出力ＩＬ２ＲＥをノッチフィルタ１１０，ＩＬ２ＩＭをノッチフィルタ１１１に入力し、系統周波数の倍周波数成分を除去した値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２をｄ−ｑ変換器１１３へ入力する。
逆ｄ−ｑ変換器１１２は直流電圧制御器１０５の出力とノッチフィルタ１０８、基準正弦波ｃｏｓθ，ｓｉｎθを入力とし、（数式５）で示される演算を実施し、正相分電流指令値ＩＬ１α，ＩＬ１βを算出する。
ｄ−ｑ変換器１１３はノッチフィルタ１０９，１１０の出力値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２，基準正弦波ｃｏｓθ，ｓｉｎθを入力とし、（数式６）で示される演算を実施し、逆相分電流指令値ＩＬ２α，ＩＬ２βを算出する。
逆ｄ−ｑ変換器１１２，ｄ−ｑ変換器１１３の出力は加算器１１４，１１５に入力される。フリッカ抑制装置１は負荷電流と逆位相の電流を出力することによりフリッカを抑制するものであるため、加算器１１４，１１５の出力は符号反転器１１６，１１７により符号反転された値をフリッカ抑制装置１の電流指令値ＩＣαＲＥＦ，ＩＣβＲＥＦとする。
以上のように、電流指令値ＩＣαＲＥＦ，ＩＣβＲＥＦは直流電圧制御器１０５，正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０９により算出されるため、電流指令値には高調波成分が含まれない。
一方、フリッカ抑制装置１の出力する交流電流は電流センサ１１，１２，１３により検出され、検出値ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷはα−β変換器１１８で（数式１）と同様の演算を施され、その出力ＩＣα，ＩＣβはそれぞれ減算器１１９，１２０に出力される。
減算器１１９において電流指令値ＩＣαＲＥＦとＩＣαの偏差が演算され、減算器１２０において電流指令値ＩＣβＲＥＦとＩＣβの偏差が演算され、その出力は電流制御器１２１に入力される。
電流制御器１２１は減算器１１９，１２０により算出された電流偏差を低減すべく交流出力電圧補正量を算出する。
電流制御器１２１の出力値は、交流電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをα−β変換器１２２により変換された電圧Ｖα，Ｖβと加算器１２３，１２４により加算される。α−β変換器１２２の演算は（数式１）と同様である。
加算器１２３の出力値ＶαＲＥＦと、加算器１２４の出力値ＶβＲＥＦは２相−３相変換器１２５に入力され、（数式７）に示される演算により３相の電圧指令値ＶｕＲＥＦ，ＶｖＲＥＦ，ＶｗＲＥＦが算出される。
２相−３相変換器１２５の出力値はＰＷＭ演算器１２６に入力され、搬送波算出器１２７により出力された三角波と大小比較される。ＰＷＭ演算器１２６は大小比較結果より電力変換器４のＩＧＢＴゲート信号を算出し、電力変換器４に出力する。
電力変換器４はＰＷＭ演算器１２６により出力されたゲート信号に従いＩＧＢＴをオン，オフすることで電圧指令値ＶｕＲＥＦ，ＶｖＲＥＦ，ＶｗＲＥＦに従った交流電圧を出力する。
以上のようにフリッカ抑制装置１の交流出力電流が制御されるため、フリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分に対して逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
本実施例では、負荷電流を電流センサ２０，２１，２２により検出していたが、第５図記載のように系統電流ＩＳＵ，ＩＳＶ，ＩＳＷとフリッカ抑制装置出力電流ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷから負荷電流ＩＬＵ，ＩＬＶ，ＩＬＷを推定しても同様の効果を得ることができる。
さらに、第１０図記載のように、系統電流を検出し、その正相無効電流と逆相成分に対して逆位相の電流を出力することでも同様の効果を得ることができる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
本発明のフリッカ抑制装置１は負荷３と並列に接続し、系統インピーダンス７を介して交流電源２に接続している。系統インピーダンス７は、送電線インピーダンスや変圧器インピーダンスを意味する。フリッカ抑制装置１の連系点では、負荷電流が変動すると系統インピーダンス７で発生する電圧降下幅が変動し、電圧変動すなわちフリッカが発生する。本発明のフリッカ抑制装置は、負荷電流変動によるフリッカを抑制・低減するものである。
フリッカ抑制装置１は主回路部と制御演算部１００により構成される。主回路はＩＧＢＴとダイオードにより構成される電力変換器４，フィルタリアクトル５，直流コンデンサ６により構成され、電力変換器４の交流出力端子はフィルタリアクトル５を介して交流系統に連系し、電力変換器４の直流出力端子には直流コンデンサ６が並列接続される。
制御演算部１００は、フリッカ抑制装置１の連系点電圧検出値と交流電流検出値、及び直流コンデンサ電圧検出値を入力とし、直流コンデンサ電圧を維持するよう、電力変換器４の電流指令値を算出する。
また、負荷電流検出値と連系点電圧検出値よりフリッカを抑制するための電流指令値を算出し、その電流指令値と、前記直流コンデンサ電圧を維持するための電流指令値の和を新たな電力変換器４の電流指令値とし、該電流指令値と電力変換器４の交流電流検出値が一致するよう電力変換器４の交流出力電圧指令値を算出する。
制御演算部１００は該交流出力電圧指令値と搬送波と比較することで電力変換器４のＩＧＢＴへのゲート信号を算出し、電力変換器４に出力することで指令値に追従した交流電圧を出力する。
以降、電流指令値の作成方法について詳細に説明する。
まず、直流コンデンサ電圧を制御するための指令値算出方法について説明する。
直流コンデンサ電圧は電圧検出器１４により検出され、検出値ＶＤＣは減算器１０４に入力される。
減算器１０４は直流コンデンサ電圧指令値ＶＤＣＲＥＦとＶＤＣの差を算出し、直流電圧制御器１０５に出力する。
直流電圧制御器１０５は直流コンデンサ電圧偏差を入力とし、直流コンデンサ電圧を指令値ＶＤＣＲＥＦと一致するようフリッカ抑制装置１の有効電流指令値ＩＡＶＲを算出する。有効電流指令値ＩＡＶＲは逆ｄ−ｑ変換器１１２に入力される。逆ｄ−ｑ変換器１１２は次に述べるフリッカ抑制用電流指令値と直流電圧制御器１０５の出力によりフリッカ抑制装置１の電流指令値を算出する。
次にフリッカ抑制用電流指令値の演算方法について説明する。
フリッカ抑制装置１の系統連系点における電圧は電圧センサ１０により検出される。検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは位相検出器１０１に入力され、基本波位相θが算出される。ここで、位相θはＶｕの基本波成分をＶｃｏｓθ、Ｖｖの基本波成分をＶｃｏｓ（θ−２／３π）、Ｖｗの基本波成分をＶｃｏｓ（θ−４／３π）としたときの位相である。
位相θは正弦波テーブル１０２，１０３に入力され、正弦波テーブル１０２，１０３はそれぞれｃｏｓθ，ｓｉｎθを算出する。ｃｏｓθ，ｓｉｎθは正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０８，逆ｄ−ｑ変換器１１２，ｄ−ｑ変換器１１３に出力される。
負荷電流は電流センサ２０，２１，２２により検出され、検出値ＩＬＵ，ＩＬＶ，ＩＬＷはα−β変換器１０６に出力される。
α−β変換器１０６は次式で示される演算によりＩＬα，ＩＬβを算出する。
α−β変換器１０６により算出されたＩＬα，ＩＬβは正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０８に出力される。
正相ＤＦＴ演算器１０７は（数式２）で示す演算により、負荷電流の正相実軸成分の振幅値ＩＬ１ＲＥと、正相虚軸成分の振幅値ＩＬ１ＩＭを算出する。
（数式２）に示されるように、系統電圧と同期する正弦波との積を周期積分するため、系統周波数の整数倍の負荷電流成分、つまり高調波成分に対してはゲインが零となる。
ＩＬα，ＩＬβが逆相成分の場合、（数式２）のＩＬα×ｃｏｓθ＋ＩＬβ×ｓｉｎθおよび−ＩＬα×ｓｉｎθ＋ＩＬβ×ｃｏｓθは系統周波数の倍周波で振動する成分となるが、電源周期Ｔで積分されるため、出力値はゼロとなる。
逆相ＤＦＴ演算器１０９は（数式３）で示す演算により、負荷電流の逆相実軸成分の振幅値ＩＬ２ＲＥと、逆相虚軸成分の振幅値ＩＬ２ＩＭを算出する。
（数式３）に示されるように、系統電圧と同期する正弦波との積を周期積分するため、系統周波数の整数倍の負荷電流成分、つまり高調波成分に対してはゲインが零となる。
ＩＬα，ＩＬβが正相成分の場合、（数式３）のＩＬα×ｃｏｓθ−ＩＬβ×ｓｉｎθおよびＩＬα×ｓｉｎθ＋ＩＬβ×ｃｏｓθは系統周波数の倍周波で振動する成分となるが、電源周期Ｔで積分されるため、出力値はゼロとなる。
負荷電流を（数式４）に示すように基本波周波数を６０Ｈｚ、正相振幅を１ｐｕ、逆相振幅を０．２ｐｕ、含有高調波次数を５次、高調波振幅を０．０５ｐｕとした場合のＩＬα，ＩＬβ，ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭの波形を第９図に示す。
高調波を含むため、ＩＬα，ＩＬβにはひずみ成分を含むがＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭにはひずみ成分が発生せず、高調波を削除できていることがわかる。
また、ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ２ＲＥは周期積分されることにより正相演算における逆相混入、逆相演算における正相混入を排除することができ、なおかつＩＬ１ＲＥ，ＩＬ２ＲＥの値はそれぞれ負荷電流中の正相成分振幅，逆相成分振幅と一致し、正しく振幅演算が実現できることがわかる。
負荷３が変動しない場合、ＩＬ１ＲＥ，ＩＬ１ＩＭ，ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭはそれぞれ負荷電流の正相有効成分振幅値，正相無効成分振幅値，逆相実軸成分振幅値，逆相虚軸成分振幅値となるが、負荷３が変動する場合、正相ＤＦＴ演算器１０７における逆相成分と、逆相ＤＦＴ演算器１０９における正相成分の周期積分値が完全にゼロにならない。ゆえに、倍周波数成分は真の正相成分、逆相成分の振幅ではないため、指令値から除去することが望ましい。
以上の理由から、正相ＤＦＴ演算器１０７の出力ＩＬ１ＩＭをノッチフィルタ１０８に入力し、ノッチフィルタ１０８で系統周波数の倍周波数成分を除去した値ＩＬ１ＩＭ２を逆ｄ−ｑ変換器１１２へ入力する。
同様に、逆相ＤＦＴ演算器１０９の出力ＩＬ２ＲＥをノッチフィルタ１１０，ＩＬ２ＩＭをノッチフィルタ１１１に入力し、系統周波数の倍周波数成分を除去した値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２をｄ−ｑ変換器１１３へ入力する。
逆ｄ−ｑ変換器１１２は直流電圧制御器１０５の出力とノッチフィルタ１０８、基準正弦波ｃｏｓθ，ｓｉｎθを入力とし、（数式５）で示される演算を実施し、正相分電流指令値ＩＬ１α，ＩＬ１βを算出する。
以上のように、電流指令値ＩＣαＲＥＦ，ＩＣβＲＥＦは直流電圧制御器１０５，正相ＤＦＴ演算器１０７，逆相ＤＦＴ演算器１０９により算出されるため、電流指令値には高調波成分が含まれない。
一方、フリッカ抑制装置１の出力する交流電流は電流センサ１１，１２，１３により検出され、検出値ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷはα−β変換器１１８で（数式１）と同様の演算を施され、その出力ＩＣα，ＩＣβはそれぞれ減算器１１９，１２０に出力される。
減算器１１９において電流指令値ＩＣαＲＥＦとＩＣαの偏差が演算され、減算器１２０において電流指令値ＩＣβＲＥＦとＩＣβの偏差が演算され、その出力は電流制御器１２１に入力される。
電流制御器１２１は減算器１１９，１２０により算出された電流偏差を低減すべく交流出力電圧補正量を算出する。
電流制御器１２１の出力値は、交流電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをα−β変換器１２２により変換された電圧Ｖα，Ｖβと加算器１２３，１２４により加算される。α−β変換器１２２の演算は（数式１）と同様である。
加算器１２３の出力値ＶαＲＥＦと、加算器１２４の出力値ＶβＲＥＦは２相−３相変換器１２５に入力され、（数式７）に示される演算により３相の電圧指令値ＶｕＲＥＦ，ＶｖＲＥＦ，ＶｗＲＥＦが算出される。
電力変換器４はＰＷＭ演算器１２６により出力されたゲート信号に従いＩＧＢＴをオン，オフすることで電圧指令値ＶｕＲＥＦ，ＶｖＲＥＦ，ＶｗＲＥＦに従った交流電圧を出力する。
以上のようにフリッカ抑制装置１の交流出力電流が制御されるため、フリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分に対して逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
本実施例では、負荷電流を電流センサ２０，２１，２２により検出していたが、第５図記載のように系統電流ＩＳＵ，ＩＳＶ，ＩＳＷとフリッカ抑制装置出力電流ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷから負荷電流ＩＬＵ，ＩＬＶ，ＩＬＷを推定しても同様の効果を得ることができる。
さらに、第１０図記載のように、系統電流を検出し、その正相無効電流と逆相成分に対して逆位相の電流を出力することでも同様の効果を得ることができる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
本発明の第２の実施例を、第２図を用いて説明する。
本実施例と実施例１との相違は、ＤＦＴ演算器の出力に位相補正用フィルタを設けた点にある。位相補正用フィルタを設けることにより正相・逆相の負荷電流基本波振幅変動に対する応答遅れを改善することができる。
以降、先の実施例と異なる構成のみ説明する。また、第２図において特に言及する以外は第１図と同一機能部には同一符号をつけ、重複した説明は行っていない。
正相ＤＦＴ演算器１０７、および逆相ＤＦＴ演算器１０９はそれぞれ正相基本波成分および逆相基本波成分を抽出し、高調波成分を除去できる利点があるが、（数式２），（数式３）に示すように演算に積分を含むため、基本波の振幅が早く変動する場合、振幅演算結果にゲインの低下および位相遅れが発生する。
ゲイン低下および位相遅れはフリッカ抑制機能を低下させる原因となる。
本実施例のフリッカ抑制装置は、負荷電流における基本波振幅変動時の振幅演算結果のゲイン低下、および位相遅れを低減するものである。
本実施例のフリッカ抑制装置１は実施例１と同様に逆相ＤＦＴ演算器１０７により正相無効電流振幅値ＩＬ１ＩＭを算出する。その出力は位相補正フィルタ１３０に入力され、その出力がノッチフィルタ１０８に入力される。
位相補正フィルタ１３０の伝達関数Ｇ（ｓ）は、（数式８）で示される、進み遅れフィルタである。
ここで、Ｔ１，Ｔ２は時定数、ｓはラプラス演算子である。本フィルタを用いることによりゲイン特性，位相特性を改善できる。
同様に、逆相ＤＦＴ演算器１０９の出力は位相補正フィルタ１３１，１３２に入力される。位相補正フィルタ１３１，１３２は位相補正フィルタ１３０と同じ進み遅れフィルタである。
たとえば、負荷電流を（数式９）に示すように振幅Ｉ（ｔ）が周波数ｆで変動する電流であるとする。
電流振幅Ｉ（ｔ）から位相補正フィルタ１３０の出力ＩＬ１ＩＭＦＩＬまでの伝達特性を第４図に示す。
横軸は振幅変動周波数ｆであり、縦軸は第３図（ａ）ではゲイン、第３図（ｂ）では位相を示す。また、位相補正フィルタを用いない場合の周波数特性を破線で、位相補正フィルタを用いた場合の周波数特性を実線で示す。ここで、系統周波数を６０Ｈｚとし、Ｔ１＝１／１００［ｓ］，Ｔ２＝１／３５０［ｓ］とした。
伝達特性はゲインが０ｄＢ、位相が０ｄｅｇに近いほど基本波振幅Ｉ（ｔ）に近い係数を抽出できることに相当するため、第３図より進み遅れフィルタを用いることでゲイン特性，位相特性を改善できることがわかる。人の視感度係数は特許第２７９３３２７号公報の第１２図記載のように０．１Ｈｚから３０Ｈｚの電圧変動に対して大きくなるため、フリッカ抑制機能を大きく向上することができる。
本実施例では位相補正フィルタを一次の進み遅れフィルタとしたが、一次の位相進み遅れフィルタを複数組み合わせたフィルタや、第４図記載のように不完全微分を組み合わせた位相補正フィルタでも同様の効果が得られる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によればＤＦＴ演算器の伝達特性を改善できるため、基本波振幅が早く振動する場合のフリッカ抑制機能を向上できる。
本実施例と実施例１との相違は、ＤＦＴ演算器の出力に位相補正用フィルタを設けた点にある。位相補正用フィルタを設けることにより正相・逆相の負荷電流基本波振幅変動に対する応答遅れを改善することができる。
以降、先の実施例と異なる構成のみ説明する。また、第２図において特に言及する以外は第１図と同一機能部には同一符号をつけ、重複した説明は行っていない。
正相ＤＦＴ演算器１０７、および逆相ＤＦＴ演算器１０９はそれぞれ正相基本波成分および逆相基本波成分を抽出し、高調波成分を除去できる利点があるが、（数式２），（数式３）に示すように演算に積分を含むため、基本波の振幅が早く変動する場合、振幅演算結果にゲインの低下および位相遅れが発生する。
ゲイン低下および位相遅れはフリッカ抑制機能を低下させる原因となる。
本実施例のフリッカ抑制装置は、負荷電流における基本波振幅変動時の振幅演算結果のゲイン低下、および位相遅れを低減するものである。
本実施例のフリッカ抑制装置１は実施例１と同様に逆相ＤＦＴ演算器１０７により正相無効電流振幅値ＩＬ１ＩＭを算出する。その出力は位相補正フィルタ１３０に入力され、その出力がノッチフィルタ１０８に入力される。
位相補正フィルタ１３０の伝達関数Ｇ（ｓ）は、（数式８）で示される、進み遅れフィルタである。
同様に、逆相ＤＦＴ演算器１０９の出力は位相補正フィルタ１３１，１３２に入力される。位相補正フィルタ１３１，１３２は位相補正フィルタ１３０と同じ進み遅れフィルタである。
たとえば、負荷電流を（数式９）に示すように振幅Ｉ（ｔ）が周波数ｆで変動する電流であるとする。
横軸は振幅変動周波数ｆであり、縦軸は第３図（ａ）ではゲイン、第３図（ｂ）では位相を示す。また、位相補正フィルタを用いない場合の周波数特性を破線で、位相補正フィルタを用いた場合の周波数特性を実線で示す。ここで、系統周波数を６０Ｈｚとし、Ｔ１＝１／１００［ｓ］，Ｔ２＝１／３５０［ｓ］とした。
伝達特性はゲインが０ｄＢ、位相が０ｄｅｇに近いほど基本波振幅Ｉ（ｔ）に近い係数を抽出できることに相当するため、第３図より進み遅れフィルタを用いることでゲイン特性，位相特性を改善できることがわかる。人の視感度係数は特許第２７９３３２７号公報の第１２図記載のように０．１Ｈｚから３０Ｈｚの電圧変動に対して大きくなるため、フリッカ抑制機能を大きく向上することができる。
本実施例では位相補正フィルタを一次の進み遅れフィルタとしたが、一次の位相進み遅れフィルタを複数組み合わせたフィルタや、第４図記載のように不完全微分を組み合わせた位相補正フィルタでも同様の効果が得られる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によればＤＦＴ演算器の伝達特性を改善できるため、基本波振幅が早く振動する場合のフリッカ抑制機能を向上できる。
本発明第３の実施例を、第６図を用いて説明する。
本実施例と実施例１との相違は、基本波以外に２次のＤＦＴを設け、２次の高調波成分の振幅，位相を算出し、電流指令値に加える構成にある。
次数の低い高調波であれば、電流制御の遅れが小さい。ゆえに、基本波のみならず特定高調波の補償電流を出力することができる。例えば、電流制御応答を１０００ｒａｄ／ｓとした場合、カットオフ周波数が１６０Ｈｚとなるため、系統周波数が６０Ｈｚの場合は２次高調波程度まで電流制御特性を確保できる。本実施例では、特定高調波を２次の高調波とした。
以降、先の実施例と異なる構成のみ説明する。また、第５図において特に言及する以外は第１図と同一機能部には同一符号をつけ、重複した説明は行っていない。
直流電圧制御器１０５の出力と、負荷電流のα−β成分を算出するα−β変換器１０６の出力と、系統電圧位相を持つ正弦波を出力する正弦波テーブル１０２，１０３の出力は、基本波ＤＦＴ演算器１５０に入力される。基本波ＤＦＴ演算器１５０は第６図に示すように実施例１と同様の演算を実施し、電流指令値ＩＣαＲＥＦ，ＩＣβＲＥＦを算出する。
本実施例で新規な点である２次高調波電流算出方法について以降説明する。
位相検出器１０１により算出された位相θは乗算器１５４により２倍され、その出力は正弦波テーブル１５５，１５６に入力される。
正弦波テーブル１５５は乗算器１５４により出力された位相２θからｃｏｓ２θを、正弦波テーブル１５６はｓｉｎ２θを算出し、２次ＤＦＴ演算器１５１に出力する。
２次ＤＦＴ演算器１５１はそのほかにα−β変換器１０６の出力値を入力とし、負荷電流に含まれる２次高調波の実軸成分振幅，虚軸成分振幅を算出し、その値から負荷電流に含まれる２次高調波成分と逆位相の電流指令値ＩＣαＲＥＦ２，ＩＣβＲＥＦ２を算出する。
基本波ＤＦＴ演算器１５０の出力と、２次ＤＦＴ演算器１５１の出力はそれぞれ加算器１５２，１５３に入力され、新たな電流指令値ＩＣαＲＥＦ＿Ｎ，ＩＣＢＲＥＦ＿Ｎが算出される。
以上のように、本実施例のフリッカ抑制装置は、負荷電流の基本波成分および２次成分を抽出し、逆位相の電流指令値を算出する。２次のように低次の高調波電流指令に対しては電流制御における遅れが小さいため、高調波増大現象を回避できる。
次に２次ＤＦＴ演算器１５１の詳細について説明する。
２次ＤＦＴ演算器１５１の演算ブロックを第７図に示す。
負荷電流ＩＬα，ＩＬβと正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θは正相ＤＦＴ演算器１５１１に入力される。正相ＤＦＴ演算器１５１１は（数式１０）に示される演算を実施し、出力ＩＬ１ＲＥ２，ＩＬ１ＩＭ２を算出する。
ここで、ｆｓは系統周波数、Ｔ＝１／ｆｓである。（数式２）に比べ、積分係数が２倍、積分時間が１／２になっている点が異なる。
［０００１］
ＩＬ１ＲＥ２，ＩＬ１ＩＭ２は、（数式２）と同様に正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θを基準とした場合の２次の正相実軸成分，正相虚軸成分となる。
逆相ＤＦＴ演算器１５１２は（数式１１）に示される演算を実施し、出力ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２を算出する。
ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２は、（数式３）と同様に正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θを基準とした場合の５次の逆相実軸成分，逆相虚軸成分となる。
正相ＤＦＴ演算器１５１１の出力はノッチフィルタ１５１３，１５１４に入力され、系統周波数の４倍の周波数成分が除去され、逆ｄ−ｑ変換器１５１７に入力される。
逆ｄ−ｑ変換器１５１７はノッチフィルタ１５１３，１５１４の出力と正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θより（数式１２）に示される演算を実施し、出力ＩＬ１α２，ＩＬ１β２を出力する。
逆ｄ−ｑ変換器１５１７の出力ＩＬ１α５，ＩＬ１β５の出力は加算器１５１９，１５２０に出力される。
逆相ＤＦＴ演算器１５１２の出力はノッチフィルタ１５１５，１５１６に入力され、系統周波数の４倍の周波数成分が除去され、ｄ−ｑ変換器１５１８に入力される。
ｄ−ｑ変換器１５１８はノッチフィルタ１５１５，１５１６の出力と正弦波ｃｏｓ５θ，ｓｉｎ５θより（数式１３）に示される演算を実施し、出力ＩＬ２α２，ＩＬ２β２を出力する。
ｄ−ｑ変換器１５１８の出力ＩＬ２α２，ＩＬ２β２の出力は加算器１５１９，１５２０に出力される。
加算器１５１９，１５２０は逆ｄ−ｑ変換器１５１７とｄ−ｑ変換器１５１８の出力を加算し、その和を符号反転器１５２１，１５２２に出力する。
符号反転器１５２１，１５２２により符号反転された値は負荷の２次高調波成分と逆位相となり、２次ＤＦＴ演算器１５１の出力となる。
以上より、本実施例によれば基本波に加え、負荷電流に含まれる２次の高調波成分と逆位相の電流指令値を算出することができる。
電流制御の遅れは低次高調波成分に対しては小さいため、系統に流出する２次成分を低減でき、２次高調波によるフリッカ抑制を実現できる。
本実施例では特定高調波として２次を選択しているが、高調波次数を３次などの低次高調波に選んでも良い。また、２次，３次など複数の低次高調波を補償するＤＦＴ演算器を備えても良い。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によれば負荷電流に含まれる特定高調波について補償電流を算出できるため、低次高調波により起こるフリッカを低減することができる。
本実施例と実施例１との相違は、基本波以外に２次のＤＦＴを設け、２次の高調波成分の振幅，位相を算出し、電流指令値に加える構成にある。
次数の低い高調波であれば、電流制御の遅れが小さい。ゆえに、基本波のみならず特定高調波の補償電流を出力することができる。例えば、電流制御応答を１０００ｒａｄ／ｓとした場合、カットオフ周波数が１６０Ｈｚとなるため、系統周波数が６０Ｈｚの場合は２次高調波程度まで電流制御特性を確保できる。本実施例では、特定高調波を２次の高調波とした。
以降、先の実施例と異なる構成のみ説明する。また、第５図において特に言及する以外は第１図と同一機能部には同一符号をつけ、重複した説明は行っていない。
直流電圧制御器１０５の出力と、負荷電流のα−β成分を算出するα−β変換器１０６の出力と、系統電圧位相を持つ正弦波を出力する正弦波テーブル１０２，１０３の出力は、基本波ＤＦＴ演算器１５０に入力される。基本波ＤＦＴ演算器１５０は第６図に示すように実施例１と同様の演算を実施し、電流指令値ＩＣαＲＥＦ，ＩＣβＲＥＦを算出する。
本実施例で新規な点である２次高調波電流算出方法について以降説明する。
位相検出器１０１により算出された位相θは乗算器１５４により２倍され、その出力は正弦波テーブル１５５，１５６に入力される。
正弦波テーブル１５５は乗算器１５４により出力された位相２θからｃｏｓ２θを、正弦波テーブル１５６はｓｉｎ２θを算出し、２次ＤＦＴ演算器１５１に出力する。
２次ＤＦＴ演算器１５１はそのほかにα−β変換器１０６の出力値を入力とし、負荷電流に含まれる２次高調波の実軸成分振幅，虚軸成分振幅を算出し、その値から負荷電流に含まれる２次高調波成分と逆位相の電流指令値ＩＣαＲＥＦ２，ＩＣβＲＥＦ２を算出する。
基本波ＤＦＴ演算器１５０の出力と、２次ＤＦＴ演算器１５１の出力はそれぞれ加算器１５２，１５３に入力され、新たな電流指令値ＩＣαＲＥＦ＿Ｎ，ＩＣＢＲＥＦ＿Ｎが算出される。
以上のように、本実施例のフリッカ抑制装置は、負荷電流の基本波成分および２次成分を抽出し、逆位相の電流指令値を算出する。２次のように低次の高調波電流指令に対しては電流制御における遅れが小さいため、高調波増大現象を回避できる。
次に２次ＤＦＴ演算器１５１の詳細について説明する。
２次ＤＦＴ演算器１５１の演算ブロックを第７図に示す。
負荷電流ＩＬα，ＩＬβと正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θは正相ＤＦＴ演算器１５１１に入力される。正相ＤＦＴ演算器１５１１は（数式１０）に示される演算を実施し、出力ＩＬ１ＲＥ２，ＩＬ１ＩＭ２を算出する。
［０００１］
ＩＬ１ＲＥ２，ＩＬ１ＩＭ２は、（数式２）と同様に正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θを基準とした場合の２次の正相実軸成分，正相虚軸成分となる。
逆相ＤＦＴ演算器１５１２は（数式１１）に示される演算を実施し、出力ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２を算出する。
正相ＤＦＴ演算器１５１１の出力はノッチフィルタ１５１３，１５１４に入力され、系統周波数の４倍の周波数成分が除去され、逆ｄ−ｑ変換器１５１７に入力される。
逆ｄ−ｑ変換器１５１７はノッチフィルタ１５１３，１５１４の出力と正弦波ｃｏｓ２θ，ｓｉｎ２θより（数式１２）に示される演算を実施し、出力ＩＬ１α２，ＩＬ１β２を出力する。
逆相ＤＦＴ演算器１５１２の出力はノッチフィルタ１５１５，１５１６に入力され、系統周波数の４倍の周波数成分が除去され、ｄ−ｑ変換器１５１８に入力される。
ｄ−ｑ変換器１５１８はノッチフィルタ１５１５，１５１６の出力と正弦波ｃｏｓ５θ，ｓｉｎ５θより（数式１３）に示される演算を実施し、出力ＩＬ２α２，ＩＬ２β２を出力する。
加算器１５１９，１５２０は逆ｄ−ｑ変換器１５１７とｄ−ｑ変換器１５１８の出力を加算し、その和を符号反転器１５２１，１５２２に出力する。
符号反転器１５２１，１５２２により符号反転された値は負荷の２次高調波成分と逆位相となり、２次ＤＦＴ演算器１５１の出力となる。
以上より、本実施例によれば基本波に加え、負荷電流に含まれる２次の高調波成分と逆位相の電流指令値を算出することができる。
電流制御の遅れは低次高調波成分に対しては小さいため、系統に流出する２次成分を低減でき、２次高調波によるフリッカ抑制を実現できる。
本実施例では特定高調波として２次を選択しているが、高調波次数を３次などの低次高調波に選んでも良い。また、２次，３次など複数の低次高調波を補償するＤＦＴ演算器を備えても良い。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、フリッカ抑制装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によれば負荷電流に含まれる特定高調波について補償電流を算出できるため、低次高調波により起こるフリッカを低減することができる。
本発明第五実施例を、第１１図を用いて説明する。
本実施例と実施例１の差は、電流指令値にリミッタ１６０を設けた点にある。
逆相電流を出力すると、直流コンデンサに系統周波数の倍周波数の脈動が発生する。直流コンデンサ電圧の変動が大きい場合、コンデンサの発熱や、電力変換装置からの高調波流出の原因となるため、直流コンデンサ電圧は所定範囲内（例えば定格電圧に対して１０％）に抑制するのが望ましい。
しかし、固定値で逆相電流の実部成分、虚部成分を個別で制限すると電力変換装置から出力する逆相電流の位相と負荷の発生する逆相電流の位相関係が崩れ、フリッカ抑制効果が低下する恐れがある。
本発明は上記を考慮し、逆相電流を円形リミッタにより制限し、位相関係を保持し、補償量のみを制限するものである。
以降、詳細を説明する。
第１１図において、直流電圧制御器１０５の指令値ＩＡＶＲ、ノッチフィルタ１０８，１１０，１１１の出力値ＩＬ１ＩＭ２，ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２はリミッタ１６０に入力される。
リミッタ１６０は、電力変換器１の出力する系統電流ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷを定格出力電流ＩＭＡＸ以内に抑制するよう、電流指令値を制限する。
具体的には、優先度を直流電圧制御器１０５の出力ＩＡＶＲ、ノッチフィルタ１０８の出力値ＩＬ１ＩＭ２、そして逆相電流指令値となる電流指令値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２の順番としたリミッタ演算を実施する。
リミッタ１６０の構成を第１２図に示す。
直流電圧制御器１０５の出力値ＩＡＶＲはリミッタ１６０１により−ＩＭＡＸ以上ＩＭＡＸ以下に制限され、新たな正相有効電流指令値ＩＡＶＲ２として逆ｄ−ｑ変換器１１２に出力される。
乗算器１６０２によりＩＭＡＸの二乗値を、乗算器１６０３によりＩＡＶＲ２の二乗値を算出し、それらの差を減算器１６０４で算出し、平方根算出器１６０５に出力する。
平方根算出器１６０５の出力値は正相無効電流のリミッタ１６０６の上限値となり、乗算器１６０７で符号反転された値はリミッタ１６０６の下限値となる。リミッタ１６０６の出力値は新たな正相無効電流指令値ＩＬ１ＩＭ３となり逆ｄ−ｑ変換器１１２に出力される。
本演算により、正相電流の振幅はＩＭＡＸ以下となる。
正相有効電流指令値ＩＡＶＲ２と正相無効電流指令値ＩＬ１ＩＭ３は振幅算出器１６０８に入力され、正相電流指令値振幅Ｉ１ＡＢＳが出力される。
電力変換装置ＩＭＡＸと振幅Ｉ１ＡＢＳは減算器１６０９に入力され、その差は最小値算出器１６１１に出力される。減算器１６０９の出力値は電力変換装置１の定格電流から正相電流指令値を減算した値であるため、逆相電流指令値の振幅値が該差より小さければ電力変換装置１の出力電流指令値は定格ＩＭＡＸを超えることは無い。
つぎに逆相電流の制限方法について説明する。
逆相電流実部成分ＩＬ２ＲＥ２と虚部成分ＩＬ２ＩＭ２は振幅算出器１６１０に入力され、逆相電流指令値振幅Ｉ２ＡＢＳが算出される。該振幅値は最小値算出器１６１１に入力される。
また、直流コンデンサ電圧の許容振動幅より決定される逆相電流最大値Ｉ２ＭＡＸも最小値算出器１６１１に入力される。
最小値算出器１６１１は定格電流に対する正相電流指令値振幅を差し引いた値と、逆相電流許容値Ｉ２ＭＡＸ，逆相電流指令値振幅Ｉ２ＡＢＳを入力とし、最も値の小さいものを除算器１６１２に出力する。
除算器１６１２は逆相電流指令値振幅で最小値算出器１６１１の除算し、その商を乗算器１６１３，１６１４に出力する。
乗算器１６１３，１６１４は逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭ２と除算器１６１３の出力値を乗算し、新たな逆相電流ＩＬ２ＲＥ３，ＩＬ２ＩＭ３を算出する。
以上により、逆相電流指令値振幅は定格電流における電流出力の余力，逆相電流最大値，逆相電流のうち最も少ないものと一致するため、逆相電流を制限することができる。
逆相電流指令値を制限することができるため、直流コンデンサ電圧の変動幅を制限することができる。
本実施例では正相電流を優先とした場合の演算を示したが、逆相電流を優先に電流指令値を制限しても良い。
第１３図には逆相電流を優先した場合のリミッタ１６０を示す。
逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２は振幅算出器１６１０に入力され、振幅Ｉ２ＡＢＳが最小値算出器１６１１および除算器１６１２に出力される。
最小値算出器１６１１には逆相電流許容値Ｉ２ＭＡＸも入力され、値の小さいものが除算器１６１２および減算器１６０９に出力される。
除算器１６１２は最小値算出器の出力値をＩ２ＡＢＳで除算し、その値を乗算器１６１３，１６１４に出力する。
乗算器１６１３，１６１４にはそれぞれ逆相実部成分ＩＬ２ＲＥ２，逆相虚部成分ＩＬ２ＩＭ２が入力され、新たな逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ３，ＩＬ２ＩＭ３となり、ｄ−ｑ変換器１１３に出力される。
これにより、逆相電流指令値の振幅はＩ２ＭＡＸ以下となるため、直流コンデンサ電圧の振動幅を抑制することができる。
電力変換装置１の定格電流ＩＭＡＸと逆相電流指令値振幅値の差は減算器１６０９で差を算出され、正相電流指令値ＩＡＶＲを制限するリミッタ１６０１上限値と、減算器１６０９の符号半反転したものが下限値となる。
減算器１６０９の出力値は乗算器１６０７に入力され、二乗値が算出される。また、リミッタ１６０１により制限された正相有効成分ＩＡＶＲ２も乗算器１６０３に入力され、減算器１６０４で差を算出し、平方根演算したものがリミッタ１６０６の上限値および符号反転したものがリミッタ１６０６の下限値となる。
よって、逆相電流指令値を優先に制限し、定格電流に対する残りの電流範囲で正相電流を制限できる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、電力変換装置装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によれば逆相電流を所定値以下に抑制できるため、直流コンデンサ電圧の変動幅を抑制することができる。
以上に示した実施例では、フーリエ級数係数から電流指令値を算出することにより、電流指令値から系統周波数の整数倍の周波数成分を除去することができるため、フリッカ抑制装置はフリッカを抑制しつつ、フリッカ抑制装置から流出する高調波を低減することができる。
本実施例と実施例１の差は、電流指令値にリミッタ１６０を設けた点にある。
逆相電流を出力すると、直流コンデンサに系統周波数の倍周波数の脈動が発生する。直流コンデンサ電圧の変動が大きい場合、コンデンサの発熱や、電力変換装置からの高調波流出の原因となるため、直流コンデンサ電圧は所定範囲内（例えば定格電圧に対して１０％）に抑制するのが望ましい。
しかし、固定値で逆相電流の実部成分、虚部成分を個別で制限すると電力変換装置から出力する逆相電流の位相と負荷の発生する逆相電流の位相関係が崩れ、フリッカ抑制効果が低下する恐れがある。
本発明は上記を考慮し、逆相電流を円形リミッタにより制限し、位相関係を保持し、補償量のみを制限するものである。
以降、詳細を説明する。
第１１図において、直流電圧制御器１０５の指令値ＩＡＶＲ、ノッチフィルタ１０８，１１０，１１１の出力値ＩＬ１ＩＭ２，ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２はリミッタ１６０に入力される。
リミッタ１６０は、電力変換器１の出力する系統電流ＩＣＵ，ＩＣＶ，ＩＣＷを定格出力電流ＩＭＡＸ以内に抑制するよう、電流指令値を制限する。
具体的には、優先度を直流電圧制御器１０５の出力ＩＡＶＲ、ノッチフィルタ１０８の出力値ＩＬ１ＩＭ２、そして逆相電流指令値となる電流指令値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２の順番としたリミッタ演算を実施する。
リミッタ１６０の構成を第１２図に示す。
直流電圧制御器１０５の出力値ＩＡＶＲはリミッタ１６０１により−ＩＭＡＸ以上ＩＭＡＸ以下に制限され、新たな正相有効電流指令値ＩＡＶＲ２として逆ｄ−ｑ変換器１１２に出力される。
乗算器１６０２によりＩＭＡＸの二乗値を、乗算器１６０３によりＩＡＶＲ２の二乗値を算出し、それらの差を減算器１６０４で算出し、平方根算出器１６０５に出力する。
平方根算出器１６０５の出力値は正相無効電流のリミッタ１６０６の上限値となり、乗算器１６０７で符号反転された値はリミッタ１６０６の下限値となる。リミッタ１６０６の出力値は新たな正相無効電流指令値ＩＬ１ＩＭ３となり逆ｄ−ｑ変換器１１２に出力される。
本演算により、正相電流の振幅はＩＭＡＸ以下となる。
正相有効電流指令値ＩＡＶＲ２と正相無効電流指令値ＩＬ１ＩＭ３は振幅算出器１６０８に入力され、正相電流指令値振幅Ｉ１ＡＢＳが出力される。
電力変換装置ＩＭＡＸと振幅Ｉ１ＡＢＳは減算器１６０９に入力され、その差は最小値算出器１６１１に出力される。減算器１６０９の出力値は電力変換装置１の定格電流から正相電流指令値を減算した値であるため、逆相電流指令値の振幅値が該差より小さければ電力変換装置１の出力電流指令値は定格ＩＭＡＸを超えることは無い。
つぎに逆相電流の制限方法について説明する。
逆相電流実部成分ＩＬ２ＲＥ２と虚部成分ＩＬ２ＩＭ２は振幅算出器１６１０に入力され、逆相電流指令値振幅Ｉ２ＡＢＳが算出される。該振幅値は最小値算出器１６１１に入力される。
また、直流コンデンサ電圧の許容振動幅より決定される逆相電流最大値Ｉ２ＭＡＸも最小値算出器１６１１に入力される。
最小値算出器１６１１は定格電流に対する正相電流指令値振幅を差し引いた値と、逆相電流許容値Ｉ２ＭＡＸ，逆相電流指令値振幅Ｉ２ＡＢＳを入力とし、最も値の小さいものを除算器１６１２に出力する。
除算器１６１２は逆相電流指令値振幅で最小値算出器１６１１の除算し、その商を乗算器１６１３，１６１４に出力する。
乗算器１６１３，１６１４は逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ，ＩＬ２ＩＭ２と除算器１６１３の出力値を乗算し、新たな逆相電流ＩＬ２ＲＥ３，ＩＬ２ＩＭ３を算出する。
以上により、逆相電流指令値振幅は定格電流における電流出力の余力，逆相電流最大値，逆相電流のうち最も少ないものと一致するため、逆相電流を制限することができる。
逆相電流指令値を制限することができるため、直流コンデンサ電圧の変動幅を制限することができる。
本実施例では正相電流を優先とした場合の演算を示したが、逆相電流を優先に電流指令値を制限しても良い。
第１３図には逆相電流を優先した場合のリミッタ１６０を示す。
逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ２，ＩＬ２ＩＭ２は振幅算出器１６１０に入力され、振幅Ｉ２ＡＢＳが最小値算出器１６１１および除算器１６１２に出力される。
最小値算出器１６１１には逆相電流許容値Ｉ２ＭＡＸも入力され、値の小さいものが除算器１６１２および減算器１６０９に出力される。
除算器１６１２は最小値算出器の出力値をＩ２ＡＢＳで除算し、その値を乗算器１６１３，１６１４に出力する。
乗算器１６１３，１６１４にはそれぞれ逆相実部成分ＩＬ２ＲＥ２，逆相虚部成分ＩＬ２ＩＭ２が入力され、新たな逆相電流指令値ＩＬ２ＲＥ３，ＩＬ２ＩＭ３となり、ｄ−ｑ変換器１１３に出力される。
これにより、逆相電流指令値の振幅はＩ２ＭＡＸ以下となるため、直流コンデンサ電圧の振動幅を抑制することができる。
電力変換装置１の定格電流ＩＭＡＸと逆相電流指令値振幅値の差は減算器１６０９で差を算出され、正相電流指令値ＩＡＶＲを制限するリミッタ１６０１上限値と、減算器１６０９の符号半反転したものが下限値となる。
減算器１６０９の出力値は乗算器１６０７に入力され、二乗値が算出される。また、リミッタ１６０１により制限された正相有効成分ＩＡＶＲ２も乗算器１６０３に入力され、減算器１６０４で差を算出し、平方根演算したものがリミッタ１６０６の上限値および符号反転したものがリミッタ１６０６の下限値となる。
よって、逆相電流指令値を優先に制限し、定格電流に対する残りの電流範囲で正相電流を制限できる。
以上より、本発明のフリッカ抑制装置は負荷電流の正相無効電流と逆相成分と逆位相の電流を出力するため、系統電流の変動分を低減でき、フリッカを抑制することができる。
また、本発明によれば電流指令値には高調波が含まれないため、電力変換装置装置１から流出する高調波成分を低減でき、電流制御遅れによる高調波増大を回避することができる。
さらに、本実施例によれば逆相電流を所定値以下に抑制できるため、直流コンデンサ電圧の変動幅を抑制することができる。
以上に示した実施例では、フーリエ級数係数から電流指令値を算出することにより、電流指令値から系統周波数の整数倍の周波数成分を除去することができるため、フリッカ抑制装置はフリッカを抑制しつつ、フリッカ抑制装置から流出する高調波を低減することができる。
本発明は、交流系統に連系する電力変換装置、特に負荷変動により生じる電圧変動（フリッカ）を抑制する電力変換装置に適用することが可能である。
Claims (3)
- 交流出力電流を検出する電流検出器と、ＩＧＢＴとダイオードとより構成される電力変換器と、前記電力変換器の電力指令値を算出する制御演算部と、を有する電力変換装置において、
前記制御演算部は、
負荷に流れ込む負荷電流を３相から２相に変換するα−β変換器と、
前記α−β変換器により算出された出力値をフーリエ級数展開し、負荷電流の正相実軸成分の振幅値と負荷電流の正相虚軸成分の振幅値とを算出する正相ＤＦＴ演算器と、
前記α−β変換器により算出された出力値をフーリエ級数展開し、負荷電流の逆相実軸成分の振幅値と負荷電流の逆相虚軸成分の振幅値とを算出する逆相ＤＦＴ演算器と、
前記正相ＤＦＴ演算器の正相虚軸成分の振幅値の出力値と前記逆相ＤＦＴ演算器の逆相虚軸成分の振幅値の出力値とを加算し、電流指令値を算出する加算器と、
前記電流検出器の出力値を３相から２相に変換するα−β変換器と、
前記加算器の出力値と前記α−β変換器により算出された出力値を加算する加算器と、
前記電流指令値と前記電流検出器の出力値とが一致するように交流出力電流を制御する電流制御器と、
前記電流制御器の出力値を２相から３相に変換する２相−３相変換器と、
前記正相ＤＦＴ演算器の出力値と前記逆相ＤＦＴ演算器の出力値とについて、移動平均演算した値に位相を進ませる位相補償フィルタ演算を施す位相補償フィルタとを備えることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１の電力変換装置において、
前記位相補償フィルタが、一次の進み遅れフィルタであることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１の電力変換装置において、
前記位相補償フィルタが、一次の不完全微分により構成されることを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008511024A JP5051127B2 (ja) | 2006-04-13 | 2007-04-11 | 電力変換装置およびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006110426 | 2006-04-13 | ||
| JP2006110426 | 2006-04-13 | ||
| PCT/JP2007/058377 WO2007119855A1 (ja) | 2006-04-13 | 2007-04-11 | 電力変換装置およびその制御方法 |
| JP2008511024A JP5051127B2 (ja) | 2006-04-13 | 2007-04-11 | 電力変換装置およびその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2007119855A1 JPWO2007119855A1 (ja) | 2009-08-27 |
| JP5051127B2 true JP5051127B2 (ja) | 2012-10-17 |
Family
ID=38609614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008511024A Active JP5051127B2 (ja) | 2006-04-13 | 2007-04-11 | 電力変換装置およびその制御方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5051127B2 (ja) |
| CN (1) | CN101421684B (ja) |
| WO (1) | WO2007119855A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8467210B2 (en) | 2007-11-07 | 2013-06-18 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for controlling a VAr compensator |
| JP4989499B2 (ja) * | 2008-01-28 | 2012-08-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| US7881079B2 (en) * | 2008-03-24 | 2011-02-01 | American Power Conversion Corporation | UPS frequency converter and line conditioner |
| JP5629613B2 (ja) * | 2011-03-07 | 2014-11-26 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 自励式無効電力補償装置の制御装置 |
| CN102437576B (zh) * | 2011-12-20 | 2014-04-16 | 安徽佑赛科技有限公司 | 一种有源电力滤波器的控制器及其控制方法 |
| JP6379978B2 (ja) * | 2014-10-15 | 2018-08-29 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換器制御装置 |
| WO2018221624A1 (ja) * | 2017-05-30 | 2018-12-06 | ダイキン工業株式会社 | 電源品質管理システムならびに空気調和装置 |
| JP6465242B2 (ja) * | 2017-07-18 | 2019-02-06 | ダイキン工業株式会社 | アクティブフィルタシステム、空気調和装置 |
| CN109617423B (zh) * | 2018-10-25 | 2019-12-31 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2793327B2 (ja) * | 1990-05-30 | 1998-09-03 | 株式会社東芝 | 無効電力補償装置 |
| JPH10336897A (ja) * | 1997-06-03 | 1998-12-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | パワーアクティブフィルタ制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11122821A (ja) * | 1997-10-09 | 1999-04-30 | Shinko Electric Co Ltd | 同期発電機の単独運転検出装置及び同期発電機の単独運転検出方法 |
| JP3464384B2 (ja) * | 1998-06-03 | 2003-11-10 | 三菱電機株式会社 | 制御信号処理装置及び制御信号処理装置を用いた電力系統安定化装置 |
| JP2002058163A (ja) * | 2000-08-07 | 2002-02-22 | Fuji Electric Co Ltd | 電力系統の周波数特性同定方法 |
-
2007
- 2007-04-11 JP JP2008511024A patent/JP5051127B2/ja active Active
- 2007-04-11 WO PCT/JP2007/058377 patent/WO2007119855A1/ja active Application Filing
- 2007-04-11 CN CN2007800133675A patent/CN101421684B/zh active Active
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH10336897A (ja) * | 1997-06-03 | 1998-12-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | パワーアクティブフィルタ制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPWO2007119855A1 (ja) | 2009-08-27 |
| WO2007119855A1 (ja) | 2007-10-25 |
| CN101421684B (zh) | 2012-11-28 |
| CN101421684A (zh) | 2009-04-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120709 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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