CN101421684B - 功率变换装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

在通过检测负载电流、输出其逆相位电流来抑制闪烁的闪烁抑制装置中，在负载电流中包括高次谐波时，因电流控制延迟，闪烁抑制装置输出的高次谐波分量的相位延迟，不能消除负载的高次谐波电流，相反有可能会增加高次谐波。因此，通过傅立叶级数展开算出负载电流的基波分量振幅值，以该值为基准，算出闪烁抑制装置的电流指令值，根据该电流指令值控制闪烁抑制装置的输出电流。在本发明中，通过利用傅立叶级数系数算出电流指令值，可从电流指令值中去除***频率的整数倍的频率分量，所以闪烁抑制装置可边抑制闪烁，边减少从闪烁抑制装置流出的高次谐波。

Description

功率变换装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种连结于交流***的功率变换装置，尤其是涉及抑制因负载变动而产生的电压变动(闪烁：flicker)的功率变换装置。

背景技术

若连结于***的负载变动，则由输电线或变压器的阻抗产生的电压降变动，在负载的连结点产生电压变动(闪烁)。

例如在专利第2675206号公报中提出抑制闪烁的闪烁抑制装置。

上述装置根据负载电流算出有效电流和无效电流，通过实施低通滤波器算出正相份，通过实施高通滤波器算出逆相份。通过输出与检测出的负载电流逆相位的电流，消除从***流入的电流的变动量，由此抑制闪烁。

可是，在负载电流中包括高次谐波分量时，在电流指令值中包括高次谐波分量。

在由功率变换器构成电流发生部的情况下，由于存在电流控制的延迟，所以功率变换器的输出电流中的高次谐波分量的相位相对于负载电流中的高次谐波的相位延迟。因此，产生不能消除***中流动的高次谐波分量，不能得到充分的补偿效果的问题。

发明内容

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值与所述电流检测器的输出值一致，具有电流指令值算出器，其将检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值傅立叶级数展开，按照该傅立叶级数展开的各输出值算出所述输出电流指令值。

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值与所述电流检测器的输出值一致；和正弦波发生器，其产生相同频率且相位相差90度的两个正弦波，具有电流指令值算出器，其将该正弦波发生器输出值与检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值相乘，根据对该相乘结果进行移动平均运算后的结果算出所述输出电流指令值。

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值与所述电流检测器的输出值一致；和正弦波发生器，其产生相同频率且相位相差90度的两个正弦波，具有电流指令值算出器，其将该正弦波发生器输出值与检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值相乘，算出该相乘结果以所述正弦波发生器输出的正弦波的周期为积分期间的周期积分，根据该周期积分值算出输出电流指令值。

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值与所述电流检测器输出值一致，具有电流指令值算出器，其将检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值傅立叶级数展开，对该傅立叶级数展开输出值实施使相位超前的相位补偿滤波运算，按照该滤波运算结果算出输出电流指令值。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：具有电流指令值算出器，其对移动平均运算所述相乘结果后的值实施使相位超前的相位补偿滤波运算，按照该滤波运算结果算出输出电流指令值。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：相位补偿滤波器由一阶超前延迟滤波器构成。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：相位补偿滤波器由一次不完全微分构成。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：正弦波发生器输出的正弦波的频率与连结的***频率相等。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：正弦波发生器输出的正弦波的频率是连结的***频率的整数倍。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致，具有电流指令值算出器，其将检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值傅立叶级数展开，对该傅立叶级数展开输出值实施连结的***频率的2倍频率的增益小于***频率的增益的滤波运算，按照该滤波运算结果算出输出电流指令值。

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致；和正弦波发生器，其产生相同频率且相位相差90度的两个正弦波，具有电流指令值算出器，其将该正弦波发生器输出值和检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值相乘，算出该相乘结果以所述正弦波发生器输出的正弦波的周期为积分期间的周期积分，对该周期积分结果实施连结的***频率的2倍频率的增益小于***频率的增益的滤波运算，按照该滤波运算结果算出输出电流指令值。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致；和正弦波发生器，其产生相同频率且相位相差90度的两个正弦波，具有电流指令值算出器，其将所述正弦波发生器输出值和检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值相乘，对移动平均运算该相乘结果后的值实施连结的***频率的2倍频率的增益小于***频率的增益的滤波运算，按照该滤波运算结果算出输出电流指令值。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：由陷波滤波器构成***频率的2倍频率的增益小于***频率的增益的滤波器。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：通过从输入信号中减去带通滤波器输出值，来实现***频率的2倍频率的增益小于***频率的增益的滤波器。

此外，为了解决上述问题，本发明的振幅检测方法，根据包括振幅变动的交流分量的信号来检测该振幅值，其特征在于，根据对傅立叶级数展开的输出值实施相位补偿滤波后的值，算出所述振幅值。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的控制方法，按照连结的交流***的电压或***中流动的电流使运行条件变化，其特征在于，将检测出的交流电压或***电流傅立叶级数展开，使用对由该傅立叶级数展开得到的值实施相位补偿滤波后的值，使功率变换器的交流输出电压变化。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：在根据包括振幅变动的交流分量的信号来检测该振幅值的振幅检测方法中，根据对傅立叶级数展开的输出值实施相位补偿滤波后的值来算出所述振幅值，使用算出值来使电流指令值变化。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：在按照连结的交流***的电压或***中流动的电流使运行条件变化的功率变换装置的控制方法中，将检测出的交流电压或***电流傅立叶级数展开，使用对由该傅立叶级数展开得到的值实施相位补偿滤波后的值，使功率变换器的交流输出电压变化。

为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测流入到负载的负载电流；电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其根据电流指令值控制交流输出电流，仅补偿所述负载电流中包括的基波分量。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：抽取负载电流的基波分量的部件是傅立叶级数展开器。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置的特征在于：具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致，具有输出电流指令值算出器，其以检测流入到负载的电流的电流检测器的输出值为输入，抽取基波中在0.1Hz以上30Hz以下振幅变动的分量，对输出电流指令值相加与该电流分量相同相位的电流。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：利用傅立叶级数展开器算出在0.1Hz以上30Hz以下振幅变动的基波分量。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：具有对抽取出的负载电流基波分量实施相位补正运算的相位补正运算器。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：相位补正运算器补偿傅立叶级数展开器的运算产生的相位延迟。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：相位补正运算器进行包括傅立叶级数展开器的运算产生的相位延迟和电流控制器的延迟的相位补偿。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致，具有检测流入到负载的电流的电流检测器，功率变换装置的输出电流中的所述高次谐波分量的振幅对负载电流中的高次谐波分量的振幅之比小于功率变换装置的输出电流中的所述次数间高次谐波分量的振幅对负载电流中的次数间高次谐波分量的振幅的比。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：检测***电流来替代检测流入到负载的电流。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：根据所述***电流的检测值和功率变换装置输出的交流输出电流检测值来推定负载电流，以该负载电流推定值作为流入到负载的电流的检测值来算出电流指令值。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致，电流指令值是正相电流指令值和逆相电流指令值的合成值，将所述逆相电流指令值限制在小于所述功率变换装置的额定电流的规定值以下，且将正相电流指令值限制成进入额定电流与限制在所述规定值以下的逆相电流指令值之差的范围。

此外，为了解决上述问题，本发明的功率变换装置具备：电流检测器，其检测交流输出电流；和电流控制部件，其控制交流输出电流，以使输出电流指令值和所述电流检测器输出值一致，电流指令值是正相电流指令值和逆相电流指令值的合成值，将所述正相电流指令值限制在所述功率变换装置的额定电流以下，且将逆相电流指令值限制成进入额定电流与额定电流内正相电流指令值之差的范围内。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：逆相电流指令值在额定电流与正相电流指令值之差的范围，且限制在小于额定电流的规定值以下。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：通过对逆相电流指令值乘以可变增益，来限制逆相电流指令值。

此外，本发明的功率变换装置的特征在于：利用圆形限幅器限制逆相电流。

附图说明

图1是本发明实施例1的说明图。

图2是本发明实施例2的说明图。

图3是本发明实施例2的相位补正滤波器产生的增益特性改善效果和相位特性改善效果的说明图。

图4是本发明实施例2的相位补正滤波器的另一实施例。

图5是本发明实施例1的说明图。

图6是本发明实施例3的说明图。

图7是本发明实施例3的基波DFT运算器的说明图。

图8是本发明实施例3的2次DFT运算器的说明图。

图9是本发明实施例1的动作说明图。

图10是本发明实施例1的变形例的说明图。

图11是本发明实施例4的说明图。

图12是本发明实施例4的相位补正滤波器的另一实施例。

图13是本发明实施例4的说明图。

具体实施方式

下面，用附图来说明本发明的一实施方式。

(实施例1)

用图1说明本发明的实施例1。

本发明的闪烁抑制装置1与负载3并联地连接，经***阻抗7连接于交流电源2。***阻抗7指输电线阻抗或变压器阻抗。在闪烁抑制装置1的连结点，若负载电流变动，则由***阻抗7产生的电压降幅度变动，产生电压变动、即闪烁。本发明的闪烁抑制装置抑制/减少负载电流变动引起的闪烁。

闪烁抑制装置1由主电路部和控制运算部100构成。主电路由IGBT和二极管构成的功率变换器4、滤波电抗器(reactor)5、直流电容器6构成，功率变换器4的交流输出端子经滤波电抗器5连结于交流***，直流电容器6并联连接于功率变换器4的直流输出端子。

控制运算器100以闪烁抑制装置1的连结点电压检测值和交流电流检测值、及直流电容器电压检测值为输入，算出功率变换器4的电流指令值以维持直流电容器电压。

并且，根据负载电流检测值和连结点电压检测值算出用于抑制闪烁的电流指令值，以该电流指令值和用于维持所述直流电容器电压的电流指令值之和为新的功率变换器4的电流指令值，算出功率变换器4的交流输出电压指令值使该电流指令值和功率变换器4的交流电流检测值一致。

控制运算部100通过比较该交流输出电压指令值和载波，算出至功率变换器4的IGBT的栅极信号，输出至功率变换器4，输出追随指令值的交流电压。

下面，详细说明电流指令值的形成方法。

首先，说明用于控制直流电容器电压的指令值运算方法。

直流电容器电压由电压检测器14检测，将检测值VDC输入到减法器104。

减法器104算出直流电容器电压指令值VDCREF和VDC的差，输出至直流电压控制器105。

直流电压控制器105以直流电容器电压偏差为输入，算出闪烁抑制装置1的有效电流指令值IAVR以使直流电容器电压与指令值VDCREF一致。将有效电流指令值IAVR输入到逆d-q变换器112。逆d-q变换器112根据后述的闪烁抑制用电流指令值和直流电压控制器105的输出，算出闪烁抑制装置1的电流指令值。

下面说明闪烁抑制用电流指令值的运算方法。

闪烁抑制装置1的***连结点的电压由电压传感器10检测。将检测值Vu、Vv、Vw输入到相位检测器101，算出基波相位θ。这里，相位θ是设Vu的基波分量为Vcosθ、Vv的基波分量为Vcos(θ-2/3π)、Vw的基波分量为Vcos(θ-4/3π)时的相位。

将相位θ输入正弦波表格102、103，正弦波表格102、103分别算出cosθ、sinθ。将cosθ、sinθ输出至正相DFT运算器107、逆相DFT运算器108、逆d-q变换器112、d-q变换器113。

负载电流由电流传感器20、21、22检测，将检测值ILU、ILV、ILW输出至α-β变换器106。

α-β变换器106通过下式示出的运算来算出ILα、ILβ。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL\α}\\ \mathrm{IL\β}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ 0& \frac{1}{\sqrt{3}}& -\frac{1}{\sqrt{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ILU}\\ \mathrm{ILV}\\ \mathrm{ILW}\end{array}\right]$ 　　　　　　　　　　···(数式1)

下面说明作为本发明中新的方面的、基于傅立叶级数系数算出的电流指令值算出。

将由α-β变换器106算出的ILα、ILβ输出至正相DFT运算器107、逆相DFT运算器108。

正相DFT运算器107通过(式2)示出的运算，算出负载电流的正相实轴分量的振幅值IL1RE、和正相虚轴分量的振幅值IL1IM。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{IL}1\mathrm{RE}=2f_s\{{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\α}\×\cos \mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\β}\×\sin \mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\\ \mathrm{IL}1\mathrm{Im}=2f_s\{-{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\α}\×\sin \mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\β}\×\cos \mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\end{array}\right.$ 　　　　···(数式2)

这里，t是当前时刻，f_s是连结的***频率，T＝1/f_s。

如式2所示，由于周期积分与***电压同步的正弦波的积，所以对于***频率的整数倍的负载电流分量、即高次谐波分量，增益为零。

ILα、ILβ为逆相分量时，(数式2)的ILα×cosθ+ILβ×sinθ及-ILα×sinθ+ILβ×cosθ为在***频率的倍频下振动的分量，但由于以电源周期T积分，所以输出值为零。

逆相DFT运算器109通过(式3)示出的运算，算出负载电流的逆相实轴分量的振幅值IL2RE和逆相虚轴分量的振幅值IL2IM。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{RE}=2f_s\{{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\α}\×\cos \mathrm{\θ})\mathrm{dt}-{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\β}\×\sin \mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\\ \mathrm{IL}2\mathrm{Im}=2f_s\{{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\α}\×\sin \mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T}^t(\mathrm{IL\β}\×\cos \mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\end{array}\right.$ 　　　···(数式3)

这里，t是当前时刻，f_s是连结的***频率，T＝1/f_s。

如(数式3)所示，由于周期积分与***电压同步的正弦波的积，所以对于***频率的整数倍的负载电流分量、即高次谐波分量，增益为零。

ILα、ILβ为正相分量时，(式3)的ILα×cosθ-ILβ×sinθ及ILα×sinθ+ILβ×cosθ为在***频率的倍频下振动的分量，但由于以电源周期T积分，所以输出值为零。

负载电流如(式4)所示，在图9中示出设基波频率为60Hz、正相振幅为1pu、逆相振幅为0.2pu、含有高次谐波次数为5次、高次谐波振幅为0.05pu时的ILα、ILβ、IL1RE、IL1IM、IL2RE、IL2IM的波形。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{ILU}=\cos (120\mathrm{\πt}+\mathrm{\φ})+0.2\cos (-120\mathrm{\πt}+\mathrm{\η})+0.05\cos \left(600\mathrm{\πt}\right)\\ \mathrm{ILV}=\cos (120\mathrm{\πt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\φ})+0.2\cos (-120\mathrm{\πt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\η})+0.05\cos (600\mathrm{\πt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \mathrm{ILW}=\cos (120\mathrm{\πt}-\frac{4}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\φ})+0.2\cos (-120\mathrm{\πt}-\frac{4}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\η})+0.05\cos (600\mathrm{\πt}-\frac{4}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$ ···(数式4)

这里，Φ为正相电流的相位，η为逆相电流的相位，Φ＝η＝0。

可知由于包括高次谐波，所以在ILα、ILβ中包括失真分量，但在IL1RE 、IL1IM、IL2RE、IL2IM中不产生失真分量，可消除高次谐波。

并且，可知通过周期积分IL1RE、IL2RE，可排除正相运算中的逆相混入、逆相运算中的正相混入，且IL1RE、IL2RE的值分别与负载电流中的正相分量振幅、逆相分量振幅一致，可准确实现振幅运算。

在负载3无变动时，IL1RE、IL1IM、IL2RE、IL2IM分别为负载电流的正相有效分量振幅值、正相无效分量振幅值、逆相实轴分量振幅值、逆相虚轴分量振幅值，但在负载3变动时，正相DFT运算器107中的逆相分量和逆相DFT运算器109中的正相分量的周期积分值不完全为零。因此，由于倍频分量不是真的正相分量、逆相分量的振幅，所以期望从指令值中去除。

根据上述理由，将正相DFT运算器107的输出IL1IM输入陷波滤波器108，将由陷波滤波器108去除***频率的倍频分量后的值IL1IM2输入逆d-q变换器112。

同样地，将逆相DFT运算器109的输出IL2RE输入陷波滤波器110、将IL2IM输入陷波滤波器111，将去除***频率的倍频分量后的值IL2RE2、IL2IM2输入d-q变换器113。

逆d-q变换器112以直流电压控制器105的输出和陷波滤波器108、基准正弦波cosθ、sinθ为输入，实施(数式5)示出的运算，算出正相份电流指令值IL1α、IL1β。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}1\mathrm{\α}\\ \mathrm{IL}1\mathrm{\β}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{IAVR}\\ \mathrm{IL}1\mathrm{IM}2\end{array}\right]$ 　　　　　　　···(数式5)

d-q变换器113以陷波滤波器109、110的输出值IL2RE2、IL2IM2、基准正弦波cosθ、sinθ为输入，实施(数式6)示出的运算，算出逆相份电流指令值IL2α、IL2β。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{\α}\\ \mathrm{IL}2\mathrm{\β}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{RE}2\\ \mathrm{IL}2\mathrm{IM}2\end{array}\right]$ 　　　　　　　···(数式6)

将逆d-q变换器112、d-q变换器113的输出输入到加法器114、115。由于闪烁抑制装置1通过输出与负载电流逆相位的电流来抑制闪烁，所以设加法器114、115的输出由代码反向器116、117代码反向后的值为闪烁抑制装置1的电流指令值ICαREF、IcβREF。

如上所述，电流指令值ICαREF、ICβREF由直流电压控制器105、正相DFT运算器107、逆相DFT运算器109算出，所以在电流指令值中不包括高次谐波分量。

另外，闪烁抑制装置1输出的交流电流由电流传感器11、12、13检测，检测值ICU、ICV、ICW由α-β变换器118实施与(数式1)同样的运算，将其输出ICα、ICβ分别输出至减法器119、120。

在减法器119中运算电流指令值IcαREF和Icα的偏差，在减法器120中运算电流指令值IcβREF和ICβ的偏差，将其输出输入到电流控制器121。

电流控制器121为了减少由减法器119、120算出的电流偏差，算出交流输出电压补正量。

利用加法器123、124将电流控制器121的输出值与由α-β变换器122变换交流电压检测值Vu、Vv、Vw后的电压Vα、Vβ相加。α-β变换器122的运算与(数式1)同样。

将加法器123的输出值VαREF和加法器124的输出值VβREF输入2相-3相转换器125，通过(数式7)示出的运算，算出3相的电压指令值VuREF、VvREF、VwREF。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{VuREF}\\ \mathrm{VvREF}\\ \mathrm{VwREF}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\αREF}\\ \mathrm{V\βREF}\end{array}\right]$ 　　　　　···(数式7)

将2相-3相转换器125的输出值输入PWM运算器126，与载波算出器127输出的三角波进行大小比较。PWM运算器126根据大小比较结果算出功率变换器4的IGBT栅极信号，输出至功率变换器4。

功率变换器4通过根据由PWM运算器126输出的栅极信号导通、截止IGBT，输出依据电压指令值VuREF、VvREF、VwREF的交流电压。

如上所述，由于为了抑制闪烁抑制装置1的交流输出电流，闪烁抑制装置对负载电流的正相无效电流和逆相分量输出逆相位的电流，所以可减少***电流的变动量，可抑制闪烁。

在本实施例中，由电流传感器20、21、22检测负载电流，但如图5所述，即便从***电流ISU、ISV、ISW和闪烁抑制装置输出电流ICU、ICV、ICW推定负载电流ILU、ILV、ILW，也可得到同样的效果。

并且，如图10所述，通过检测***电流，对其正相无效电流和逆相分量输出逆相位的电流，也可得到同样的效果。

根据上述，由于本发明的闪烁抑制装置输出负载电流的正相无效电流和与逆相分量逆相位的电流，所以可减少***电流的变动量，可抑制闪烁。

并且，根据本发明，由于电流指令值中不包括高次谐波，所以可减少从闪烁抑制装置1流出的高次谐波分量，可避免电流控制延迟引起的高次谐波增大。

(实施例2)

用图2说明本发明的实施例2。

本实施例与实施例1的不同之处在于，在DFT运算器的输出中设置相位补正用滤波器。通过设置相位补正用滤波器，可改善对正相、逆相的负载电流基波振幅变动的响应延迟。

下面，仅说明与前一实施例不同的结构。并且，在图2中，除特别言及的以外，对与图1相同功能部附以相同符号，不进行重复说明。

正相DFT运算器107及逆相DFT运算器109的优点在于，分别抽取正相基波分量及逆相基波分量，可去除高次谐波分量，但如(数式2)、(数式3)所示，由于运算中包括积分，所以在基波的振幅变动快时，振幅运算结果中产生增益降低及相位延迟。

增益降低及相位延迟成为使闪烁抑制功能降低的原因。

本实施例的闪烁抑制装置减少负载电流中的基波振幅变动时的振幅运算结果的增益降低及相位延迟。

本实施例的闪烁抑制装置1与实施例1同样地通过逆相DFT运算器107算出正相无效电流振幅值IL1IM。将其输出输入到相位补正滤波器130，将其输出输入到陷波滤波器108。

相位补正滤波器130的传递函数G(s)是(数式8)示出的超前延迟滤波器。

$G\left(s\right)=\frac{1+T_{2}s}{1+T_{1}s}$ 　　　　　　　　　　　　　···(数式8)

这里，T₁、T₂为时间常数，s为拉普拉斯运算符。通过使用该滤波器，可改善增益特性、相位特性。

同样地，将逆相DFT运算器109的输出输入相位补正滤波器131、132。相位补正滤波器131、132是与相位补正滤波器130相同的超前延迟滤波器。

例如，负载电流如(数式9)所示，为振幅I(t)在频率f下变动的电流。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{ILU}=I\left(t\right)I\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})=I\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\\ \mathrm{ILV}=I\left(t\right)\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})=I\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \mathrm{ILW}=I\left(t\right)\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2}-\frac{4}{3}\mathrm{\π})=I\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\cos (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2}-\frac{4}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.$ 　　···(数式9)

图4中示出从电流振幅I(t)至相位补正滤波器130的输出IL1IMFIL的传递特性。

横轴是振幅变动频率f，纵轴在图3(a)表示增益，在图3(b)中表示相位。并且，用虚线表示未使用相位补正滤波器时的频率特性，用实线表示使用相位补正滤波器时的频率特性。这里，设***频率为60Hz，T₁＝1/100[s]，T₂＝1/350[s]。

可知由于传递特性相当于增益越接近0dB、相位越接近Odeg，则可抽取越接近基波振幅I(t)的系数，所以可通过根据图3使用超前延迟滤波器，改善增益特性、相位特性。由于人的能见度系数如特许第2793327号公报的图12所述，对0.1Hz～30Hz的电压变动大，所以可大大提高闪烁抑制功能。

在本实施例中，设相位补正滤波器为一阶超前延迟滤波器，但即便是组合了多个相位超前延迟滤波器的滤波器、或如图4所述组合了不完全微分的相位补正滤波器，也可得到同样的效果。

根据上述，由于本发明的闪烁抑制装置输出负载电流的正相无效电流和与逆相分量逆相位的电流，所以可减少***电流的变动量，可抑制闪烁。

并且，根据本发明，由于电流指令值中不包括高次谐波，所以可减少从闪烁抑制装置1流出的高次谐波分量，可避免电流控制延迟引起的高次谐波增大。

并且，根据本实施例，由于可改善DFT运算器的传递特性，所以可提高基波振幅变动快时的闪烁抑制功能。

(实施例3)

用图6说明本发明实施例3。

本实施例与实施例1的不同之处在于，除基波以外，设置2次DFT，算出2次高次谐波分量的振幅、相位，加在电流指令值中。

如果是次数低的高次谐波，则电流控制的延迟小。因此，不仅输出基波，还可输出特定高次谐波的补偿电流。例如，由于在设电流控制响应为1000rad/s时，截止频率为160Hz，所以在***频率为60Hz时，可确保电流控制特性至2次高次谐波程度。在本实施例中，设特定高次谐波为2次高次谐波。

以后，仅说明与前一实施例不同的结构。并且，在图5中，除特别言及的之外，对与图1相同功能部付与相同符号，不进行重复说明。

将直流电压控制器105的输出、算出负载电流的α-β分量的α-β变换器106的输出、和输出具有***电压相位的正弦波的正弦波表格102、103的输出输入到基波DFT运算器150。基波DFT运算器150如图6所示，实施与实施例1同样的运算，算出电流指令值ICαREF、ICβREF。

下面说明作为本实施例中新的方面的、2次高次谐波电流算出方法。

由相位检测器101算出的相位θ由乘法器154被2倍，将其输出输入到正弦波表格155、156。

正弦波表格155从由乘法器154输出的相位2θ算出cos2θ，正弦波表格156算出sin2θ，输出至2次DFT运算器151。

2次DFT运算器151除此之外，还以α-β变换器106的输出值为输入，算出负载电流中包括的2次高次谐波的实轴分量振幅、虚轴分量振幅，从该值算出与负载电流中包括的2次高次谐波分量逆相位的电流指令值ICαREF2、ICβREF2。

将基波DFT运算器150的输出和2次DFT运算器151的输出分别输入加法器152、153，算出新的电流指令值ICαREF_N、ICβREF_N。

如上所述，本实施例的闪烁抑制装置抽取负载电流的基波分量及2次分量，算出逆相位的电流指令值。由于如2次那样，对于低次的高次谐波电流指令，电流控制中的延迟小，所以可避免高次谐波增大现象。

下面，说明2次DFT运算器151的细节。

图7中示出2次DFT运算器151的运算块。

将负载电流ILα、ILβ和正弦波cos2θ、sin2输入正相DFT运算器1511。正相DFT运算器1511实施(数式10)示出的运算，算出IL1RE2、IL1IM2。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{IL}1\mathrm{RE}2=4f_s\{{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\α}\×\cos 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\β}\×\sin 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\\ \mathrm{IL}1\mathrm{Im}2=4f_s\{-{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\α}\×\sin 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\β}\×\cos 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\end{array}\right.$ 　　···(数式10)

这里，fs为***频率，T＝1/fs。与(数式2)相比不同之处在于，积分系数变为2倍，积分时间变为1/2。

IL1RE2、IL1IM2与(数式2)同样地为以正弦波cos2θ、sin2θ为基准时的2次的正相实轴分量、正相虚轴分量。

逆相DFT运算器1512实施(数式11)示出的运算，算出输出IL2RE2、TL2IM2。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{RE}2=4f_s\{{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\α}\×\cos 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}-{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\β}\×\sin 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\\ \mathrm{IL}2\mathrm{Im}2=4f_s\{{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\α}\×\sin 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}+{\∫}_{t-T/2}^t(\mathrm{IL\β}\×\cos 2\mathrm{\θ})\mathrm{dt}\}\end{array}\right.$ 　···(数式11)

IL2RE2、IL2IM2与(数式3)同样地为以正弦波cos2θ、sin2θ为基准时5次的逆相实轴分量、逆相虚轴分量。

将正相DFT运算器1511的输出输入陷波滤波器1513、1514，去除***频率的4倍的频率分量，输入逆d-q变换器1517。

逆d-q变换器1517根据陷波滤波器1513、1514的输出和正弦波cos2θ、sin2θ，实施(数式12)示出的运算，输出输出IL1α2、IL1β2。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}1\mathrm{\α}2\\ \mathrm{IL}1\mathrm{\β}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos 2\mathrm{\θ}& -\sin 2\mathrm{\θ}\\ \sin 2\mathrm{\θ}& \cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}1\mathrm{RE}2N\\ \mathrm{IL}1\mathrm{IM}2N\end{array}\right]$ 　　　　　···(数式12)

将逆d-q变换器1517的输出IL1α5、IL1β5的输出输出至加法器1519、1520。

将逆相DFT运算器1512的输出输入陷波滤波器1515、1516，去除***频率的4倍的频率分量，输入d-q变换器1518。

d-q变换器1518根据陷波滤波器1515、1516的输出和正弦波cos5θ、sin5θ，实施(数式13)示出的运算，输出输出IL2α2、IL2β2。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{\α}2\\ \mathrm{IL}2\mathrm{\β}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos 2\mathrm{\θ}& \sin 2\mathrm{\θ}\\ -\sin 2\mathrm{\θ}& \cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}2\mathrm{RE}2N\\ \mathrm{IL}2\mathrm{IM}2N\end{array}\right]$ 　　　···(数式13)

将d-q变换器1518的输出IL2α2、IL2β2的输出输出至加法器1519、1520。

加法器1519、1520相加逆d-q变换器1517和d-q变换器1518的输出，将其和输出至代码反向器1521、1522。

由代码反向器1521、1522代码反向的值与负载的2次高次谐波分量逆相位，为2次DFT运算器151的输出。

根据上述，根据本实施例，除基波之外，还可算出与负载电流中包括的2次高次谐波分量逆相位的电流指令值。

由于电流控制的延迟对于低次高次谐波分量小，所以可减少流出到***的2次分量，可实现基于2次高次谐波的闪烁抑制。

在本实施例中选择2次作为特定高次谐波，但也可选择高次谐波次数为3次等低次高次谐波。并且，还可具备补偿2次、3次等多个低次高次谐波的DFT运算器。

根据上述，由于本发明的闪烁抑制装置输出负载电流的正相无效电流和与逆相分量逆相位的电流，所以可减少***电流的变动量，可抑制闪烁。

并且，根据本发明，由于电流指令值中不包括高次谐波，所以可减少从闪烁抑制装置1流出的高次谐波分量，可避免电流控制延迟引起的高次谐波增大。

并且，根据本实施例，由于对负载电流中包括的特定高次谐波可算出补偿电流，所以可减少由低次高次谐波引起的闪烁。

(实施例4)

用图11说明本发明实施例5。

本实施例与实施例1的不同之处在于对电流指令值设置限幅器160。

若输出逆相电流，则直流电容器中产生***频率的倍频的脉动。由于在直流电容器电压的变动大时，成为电容器发热或从功率变换装置流出高次谐波的原因，所以期望直流电容器电压抑制在规定范围内(例如为额定电压的10％)。

可是，担心若用固定值个别限制逆相电流的实部分量、虚部分量，则从功率变换装置输出的逆相电流的相位和负载产生的逆相电流的相位关系崩溃，闪烁抑制效果降低。

本发明考虑上述问题，利用圆形限幅器限制逆相电流，保持相位关系，仅限制补偿量。

下面说明细节。

在图11中，将直流电压控制器105的指令值IAVR、陷波滤波器108、110、111的输出值IL1IM2、IL2RE2、IL2IM2输入限幅器160。

限幅器160限制电流指令值，以将功率变换器1输出的***电流ICU、ICV、ICW抑制在额定输出电流IMAX以内。

具体地说，实施设优先级为直流电压控制器105的输出IAVR、陷波滤波器108的输出值IL1IM2、且成为逆相电流指令值的电流指令值IL2RE2、IL2IM2的顺序的限幅器运算。

图12中示出限幅器160的结构。

直流电压控制器105的输出值IAVR由限幅器1601限制在-IMAX以上IMAX以下，作为新的正相有效电流指令值IAVR2，输出至逆d-q变换器112。

由乘法器1602算出IMAX的平方值，由乘法器1603算出IAVR2的平方值，用减法器1604算出两者的差，输出至平方根算出器1605。

平方根算出器1605的输出值成为正相无效电流的限幅器1606的上限值，由乘法器1607代码反向后的值成为限幅器1606的下限值。限幅器1606的输出值成为新的正相无效电流指令值IL1IM3，输出至逆d-q变换器112。

通过本运算，正相电流的振幅变为IMAX以下。

正相有效电流指令值IAVR2和正相无效电流指令值IL1IM3输入到振幅算出器1608，输出正相电流指令值振幅I1ABS。

功率变换器IMAX和振幅I1ABS输入到减法器1609，其差输出至最小值算出器1611。由于减法器1609的输出值是从功率变换装置1的额定电流减去了正相电流指令值的值，所以若逆相电流指令值的振幅值小于该差，则功率变换装置1的输出电流指令值不超过额定电流IMAX。

接着说明逆相电流的限制方法。

逆相电流实部分量IL2RE2和虚部分量IL2IM2输入振幅算出器1610，算出逆相电流指令值振幅I2ABS。该振幅值输入到最小值算出器1611。

另外，由直流电容器电压的允许振幅确定的逆相电流最大值I2MAX也输入最小值算出器1611。

最小值算出器1611以减去了对额定电流的正相电流指令值振幅后的值、和逆相电流允许值I2MAX、逆相电流指令值振幅I2ABS为输入，将最小的值输出至除法器1612。

除法器1612将最小值算出器1611的结果除以逆相电流指令值振幅，将其商输出至乘法器1613、1614。

乘法器1613、1614将逆相电流指令值IL2RE、IL2IM2和除法器1613的输出值相乘，算出新的逆相电流IL2RE3、IL2IM3。

通过上述，由于逆相电流指令值振幅与额定电流中电流输出的余裕、逆相电流最大值、逆相电流中最少的电流一致，所以可限制逆相电流。

由于可限制逆相电流指令值，所以可限制直流电容器电压的变动幅度。

在本实施例中，示出了设正相电流为优先时的运算，但也可设逆相电流为优先，限制电流指令值。

图13中示出设逆相电流为优先时的限幅器160。

逆相电流指令值IL2RE2、IL2IM2被输入到振幅算出器1610，将振幅I2ABS输出至最小值算出器1611及除法器1612。

将逆相电流允许值I2MAX也输入到最小值算出器1611，将值小的输出至除法器1612及减法器1609。

除法器1612将最小值算出器的输出值除以I2ABS，将其值输出至乘法器1613、1614。

分别将逆相实部分量IL2RE2和逆相虚部分量IL2IM2输入到乘法器1613、1614，成为新的逆相电流指令值IL2RE3、IL2IM3，输出至d-q变换器113。

由此，由于逆相电流指令值的振幅变为I2MAX以下，所以可抑制直流电容器电压的振幅。

功率变换装置1的额定电流IMAX和逆相电流指令值振幅值的差由减法器1609算出差，成为限制正相电流指令值IAVR的限幅器1601上限值，减法器1609的代码半反向后的值成为下限值。

减法器1609的输出值输出到乘法器1607，算出平方值。另外，由限幅器1601限制的正相有效分量IAVR2也输入到乘法器1603，由减法器1604算出差，平方根运算出的值为限幅器1606的上限值，及代码反向后的值为限幅器1606的下限值。

因此，可优先地限制逆相电流指令值，将正相电流限制在相对额定电流的剩余电流范围中。

通过上述，由于本发明的闪烁抑制装置输出与负载电流的正相无效电流和与逆相分量逆相位的电流，所以可减少***电流的变动量，可抑制闪烁。

另外，根据本发明，由于电流指令值中不包括高次谐波，所以可减少从功率变换装置1流出的高次谐波分量，可避免电流控制延迟引起的高次谐波增大。

并且，根据本实施例，由于可将逆相电流抑制在规定值以下，所以可抑制直流电容器电压的变动幅度。

在上述示出的实施例中，由于通过利用傅立叶级数系数算出电流指令值，因此可从电流指令值中去除***频率的整数倍的频率分量，所以闪烁抑制装置可边抑制闪烁、边减少从闪烁抑制装置流出的高次谐波。

产业上的可利用性

本发明可适用于连结于交流***的功率变换装置，尤其是抑制因负载变动而产生的电压变动(闪烁)的功率变换装置。

Claims (7)

1.一种功率变换装置，其特征在于，

具备：电流检测器，其检测交流输出电流；由IGBT和二极管构成的功率变换器；算出所述功率变换器的功率指令值的控制运算部，

所述控制运算部具有：

将流入到负载的负载电流从三相变换到两相的第一α-β变换器；

正相DFT运算器，其将通过所述第一α-β变换器算出的输出值进行傅立叶级数展开，算出负载电流的正相实轴分量的振幅值和负载电流的正相虚轴分量的振幅值；

逆向DFT运算器，其将通过所述第一α-β变换器算出的输出值进行傅立叶级数展开，算出负载电流的逆相实轴分量的振幅值和负载电流的逆相虚轴分量的振幅值；

将所述正相DFT运算器的正相虚轴分量的振幅值的输出值与所述逆向DFT运算器的逆相虚轴分量的振幅值的输出值相加，算出电流指令值的加法器；

将所述电流检测器的输出值从三相变换到两相的第二α-β变换器；

将所述加法器的输出值和通过所述第二α-β变换器算出的输出值相加的加法器；

控制交流输出电流以使所述电流指令值与所述电流检测器的输出值一致的电流控制器；和

将所述电流控制器的输出值从两相变换到三相的两相—三相变换器，

所述第一α-β变换器的输出经过所述正相DFT运算器以及所述逆向DFT运算器，再经过滤波器运算、逆d-q变换器以及d-q变换器后相加，之后经过代码反向器与所述第二α-β变换器的输出相减。

2.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，

具备产生相同频率且相位相差90度的两个正弦波的正弦波表格。

3.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制运算部具有相位补偿滤波器，其针对所述正相DFT运算器的输出值和所述逆相DFT运算器的输出值，对移动平均运算后的值实施使相位超前的相位补偿滤波运算。

4.根据权利要求3所述的功率变换装置，其特征在于，

所述相位补偿滤波器由一阶超前延迟滤波器构成。

5.根据权利要求3所述的功率变换装置，其特征在于，

所述相位补偿滤波器由一次不完全微分构成。

6.根据权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，

所述正弦波表格所输出的正弦波的频率与连结的***频率相等。

7.根据权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，

所述正弦波表格所输出的正弦波的频率是连结的***频率的整数倍。

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