JP5097453B2

JP5097453B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP5097453B2
Application number: JP2007149939A
Authority: JP
Inventors: 慎一小草; 行盛岸田; 俊行藤井; 寛伊藤; 正宏菅原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-06-06
Filing date: 2007-06-06
Publication date: 2012-12-12
Anticipated expiration: 2027-06-06
Also published as: JP2008306805A

Description

この発明は、直流コンデンサとその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータとで構成される電力変換装置に関するものである。

この種の装置として、例えば、特許文献１には、図１６に示す電力変換装置が紹介されている。図において、三相の系統電源１に系統インピーダンス２を介して非線形負荷３が接続されている。この非線形負荷３は、整流器６と平滑用コンデンサ７と負荷抵抗８とから構成されている。そして、この非線形負荷３からの電流高調波を低減するため、系統インピーダンス２と非線形負荷３との間の三相交流線路の各相に直列に直列形アクティブフィルタ４が接続されている。この直列形アクティブフィルタ４は、直流コンデンサ１０と単相ＰＷＭインバータ９とスイッチングリップル抑制用リアクトル１１と高周波フィルタ用コンデンサ１２と高周波フィルタ用抵抗１３とから構成されている。

図１７は、同装置の制御回路の構成を示す。図において、系統電源１から直列形アクティブフィルタ４に流れ込む電源電流Ｉ_ｓから電源電流高調波成分検出回路１４により電源電流高調波成分Ｉ_Ｓｈを検出し、これをＫ倍回路１５に入力しゲインＫ倍して高調波電圧分指令信号Ｖ_ｈとして加算器１６に出力する。上記指令信号Ｖ_ｈにより電源電流の高調波分が零になるように単相ＰＷＭインバータ９の電圧制御が行われる。
減算器１７は、直流電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊と直流コンデンサ１０の直流コンデンサ電圧Ｖ_ｄｃとを入力し、その差を比例積分回路１８に出力する。比例積分回路１８が出力するΔＶ_ｄｃと系統電源電圧Ｖ_ｓとの積を直流電圧分指令信号Ｖ_０として加算器１６に出力する。上記指令信号Ｖ_０により直流コンデンサ１０の直流電圧が一定に制御される。

特開平４−３３４９３０号公報（段落０００９〜００１２、図１、２参照）

従来の電力変換装置は以上のように構成されているので、単相ＰＷＭインバータ９に生じる損失等により直流コンデンサ１０の電圧が減少するが、単相ＰＷＭインバータ９を構成する部品の個体差による損失のばらつきや、直流コンデンサ１０の静電容量の個体差により、減算器１７の出力である、直流電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊と直流コンデンサ電圧Ｖ_ｄｃとの偏差は各相で異なる値となる。すなわち、直流電圧分指令信号Ｖ_０は各相で異なる値となり、系統電源１の電圧が三相平衡電圧であったとしても整流器６に印加される電圧には不平衡が生じる。よって電源電流Ｉ_ｓに不平衡を生じさせる原因となる。

この発明は以上のような従来の問題点を解消するためなされたもので、たとえ、単相インバータや直流コンデンサの構成部品に、各相において個体差が存在しても、三相電圧の平衡化が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
各相単相インバータによる三相出力電圧の基本波零相成分を平衡化電圧指令として作成しこの平衡化電圧指令を所定の三相電圧指令に重畳させることにより各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備え、
直流電圧バランス制御手段は、各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および各相乗算器からの乗算値を加算する加算器を備え、加算器の出力から平衡化電圧指令を作成するものである。

また、この発明に係る電力変換装置は、三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および各相偏差の絶対値が最大の相を選択し、当該最大の相に係る乗算器の出力から平衡化電圧指令を作成する切替回路を備え、平衡化電圧指令を所定の三相電圧指令に重畳させることにより各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたものである。

この発明は以上のように、単相インバータの三相電圧指令に平衡化電圧指令を重畳させるので、この平衡化電圧指令の重畳により、三相電圧を平衡化させる方向に各相直流コンデンサに有効電力が生じ、各相直流コンデンサの電圧が増減して三相電圧が平衡する。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す図である。図において、非線形負荷となる三相コンバータ２９の直流側には、平滑用コンデンサ３０と負荷３２とが並列に接続されている。三相コンバータ２９の交流側と系統電源１とを接続する三相交流線路の各相には、直列に単相インバータ２６及びスイッチングリップル抑制用リアクトル２３が接続されている。単相インバータ２６の直流側には直流コンデンサ２７が接続されている。系統インピーダンス２は系統電源１の電力系統のインピーダンスを表している。
三相コンバータ２９は、図２のようにダイオード５０で構成された整流回路である。また、単相インバータ２６は、図３のように、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子６０とダイオード６１とを逆並列に接続して構成された回路である。

以上で説明した主回路構成を有する電力変換装置において、単相インバータ２６のスイッチング素子６０のオンオフを制御して直流コンデンサ２７を制御する電圧制御手段の構成動作について以下に詳細に説明する。この直流コンデンサ２７の電圧制御は、大きくは、主として後述する電流制御回路４６が担う、電流センサ２５からの電流検出値を所定の指令値に追従させる制御、および後述する単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１と電圧指令演算回路４７とで担い本願発明の主要部でもある、各相の直流コンデンサ２７の電圧を平衡化させる制御とが存在するが、先ず、前者の制御について説明する。

前者の制御は、電流検出値を所定の指令値に追従させる制御であるが、この場合でも、単相インバータ２６の直流コンデンサ２７の電圧および三相コンバータ２９の平滑用コンデンサ３０の電圧は、ほぼ所定の範囲に保つことが望ましいので、電流制御回路４６の前段に、単相インバータ直流電圧指令値で動作する単相インバータ直流電圧全体制御回路４４および三相コンバータ直流電圧指令で動作する三相コンバータ直流電圧制御回路４５を備えている。以下、この制御系の上流から順次説明するものとする。

図４は、単相インバータ直流電圧全体制御回路４４の内部構成を示す図である。単相インバータ直流電圧全体制御回路４４では、電圧センサ２８で検出した各相の直流コンデンサ２７の電圧を平均値演算回路９０に入力し、三相の直流コンデンサ２７の平均電圧を求める。この平均電圧と単相インバータ直流電圧指令値との偏差を減算器９１で求め、制御器９２に入力する。制御器９２は一般的なＰＩ制御などで構成する。制御器９２からは三相コンバータ直流電圧指令を補正する値を出力する。

ここで、単相インバータ直流電圧全体制御回路４４で作成する三相コンバータ直流電圧指令補正について説明する。
後述する電流制御回路４６は、三相コンバータ２９に流入する電流を、電圧センサ２４で検出される電圧に同期した正弦波電流に制御する。このとき単相インバータ２６から、電圧センサ２４で検出する電圧の基本波成分を含む電圧を出力すると、単相インバータ２６に有効電力が生じ、直流コンデンサ２７が充電または放電される。電圧センサ２４が検出する電圧は、系統電源１の電圧と系統インピーダンス２による電圧降下とで決まるが、系統インピーダンス２に流れる電流は負荷３２の消費電力に依存するため自由に変更できない。よって単相インバータ２６から出力される電圧の基本波成分を変更するためには、三相コンバータ２９の相電圧を変更する必要がある。しかし、三相コンバータ２９はダイオードによって構成されており、相電圧を変更するためには直流コンデンサ３０の電圧を変更する必要がある。よって直流コンデンサ２７の電圧を電圧センサ２８で検出し、その検出電圧を単相インバータ直流電圧全体制御回路４４に入力する。そして、単相インバータ直流電圧全体制御回路４４は、直流コンデンサ３０の電圧補正値を出力し、後段の三相コンバータ直流電圧制御回路４５に入力して直流コンデンサ３０の電圧指令値を変更する。

図５は、三相コンバータ直流電圧制御回路４５の内部構成を示す図である。三相コンバータ直流電圧制御回路４５では、三相コンバータ直流電圧指令から、単相インバータ直流電圧全体制御回路４４が出力する三相コンバータ直流電圧補正を減算した値と、電圧センサ３１により検出した平滑用コンデンサ３０の直流電圧とから減算器１００により両者の偏差を求め、これを制御器１０１に入力し、電流指令を出力する。制御器１０１はＰＩ制御などの一般的な制御器などで構成する。

電圧位相検出回路４３は、電圧センサ２４が出力する電圧検出値から電圧位相の演算を行う。電圧位相検出回路４３は、電圧センサ２４が検出した電圧波形から位相を求めることができるものであればどのようなものでもよい。

電流制御回路４６は、三相コンバータ直流電圧制御回路４５が出力する電流指令と、電流センサ２５が出力する電流検出値、電圧位相検出回路４３が出力する電圧位相信号に基づき電流制御を行い、スイッチングリップル抑制用リアクトル２３に電流を流すことによって生じる電圧降下を補償する電圧に相当する電圧指令を出力する。
図６は、電流制御回路４６の内部構成を示す図である。三相コンバータ直流電圧制御回路４５が出力する電流指令を実効値や波高値のような値とすると、電圧位相検出回路４３が出力する電圧位相から、瞬時指令演算回路１１０により力率１となる瞬時電流指令を演算する。この瞬時電流指令と電流センサ２５で検出した電流との偏差を減算器１１１で演算し、制御器１１２により電圧指令を演算する。

図７は、図６とは異なる構成を採用した電流制御回路４６Ａの内部構成を示す図である。電流制御回路４６Ａは、ｄｑ座標軸上で電流制御を行うものであり、ここで、ｑ軸は電圧に同期回転し、ｄ軸は９０°進みで回転するとする。電流制御回路４６Ａは、三相コンバータ直流電圧制御回路４５が出力する電流指令をｑ軸の電流指令としｄ軸電流指令を０とすることで力率１となる電流制御を行うことが出来る。図７では、電流センサ２５で検出した電流検出値及び電圧位相検出回路４３で演算した電圧位相を三相・ｄｑ変換回路１２０に入力し、ｄｑ座標軸上の値に変換を行う。減算器１２１は、三相コンバータ直流電圧制御回路４５が出力するｑ軸電流指令から三相・ｄｑ変換回路１２０が出力するｑ軸電流を減算して両者の偏差を求め制御器１２３に入力する。制御器１２３は、ＰＩ制御等の一般的な制御器で構成する。ｄ軸も同様に、減算器１２２が、ｄ軸電流指令から三相・ｄｑ変換回路１２０が出力するｄ軸電流を減算して両者の偏差を求め制御器１２４に入力する。制御器１２４は、ＰＩ制御等の一般的な制御器で構成する。ｄｑ・三相変換回路１２５は、制御器１２３、制御器１２４の出力及び電圧位相検出回路４３が演算した電圧位相を入力し、三相の電圧指令に変換する。

図８は、電圧指令演算回路４７の内部構成を示す図である。電圧指令演算回路４７は、電流制御回路４６からの三相電圧指令に基づき単相インバータ２６の電圧指令の演算を行う。ＰＷＭ回路４８は、電圧指令演算回路４７からの電圧指令を入力してＰＷＭ制御し、単相インバータ２６のスイッチング素子６０を駆動する。
ところで、単相インバータ２６が出力する電圧は、電圧センサ２４が検出した電圧から、三相コンバータ２９の相電圧及びスイッチングリップル抑制用リアクトル２３による電圧降下を差し引いた電圧であることから、電圧指令演算回路４７は、図８に示すように、電圧センサ２４が出力する検出電圧と、後述する三相コンバータ相電圧推定回路４２で演算した三相コンバータ２９の相電圧計算値とを、減算器１３０および１３１を経て入力する。
更に、電圧指令演算回路４７は、単相インバータ２６の直流コンデンサ２７の各相電圧を平衡化させるため、後述する単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１で演算する、平衡化電圧指令である単相インバータ零相電圧指令を加算器１３２を経て入力する。

三相コンバータ相電圧推定回路４２では、電圧センサ２４が出力する検出電圧値と、電圧センサ３１が出力する検出電圧値から三相コンバータ２９の相電圧を推定する演算を行う。
三相コンバータ２９では、電流の方向によって導通するダイオードが決まるので、電流センサ２５で検出する電流値と電圧センサ３１が検出する電圧値とから、三相コンバータ２９の相電圧を推定することができる。力率が１になるように制御を行う場合は、電流の代わりに電圧センサ２４で検出する電圧や電圧位相検出回路４３で演算する電圧位相から三相コンバータ２９の相電圧を演算することも可能である。

図９は、三相コンバータ相電圧推定回路４２の内部構成を示す図である。各相の符号判定回路８１は、電圧センサ２４が出力する検出電圧値を入力する。符号判定回路８１は、入力された電圧信号が正の場合１を出力し、負の場合−１を出力するものとする。各相の乗算器８２は、電圧センサ３１が出力する電圧にゲイン８０により０．５をかけたものと、符号判定回路８１の出力とを入力し両者を乗算することにより、平滑用コンデンサ３０の中性点から見た場合の、三相コンバータ２９の相電圧を求める。この相電圧は、電圧センサ２４で検出する電圧が正の場合、平滑用コンデンサ３０の電圧の０．５倍となり、電圧センサ２４で検出する電圧が負の場合、平滑用コンデンサ３０の電圧の−０．５倍となる。この相電圧は零相成分を含んでおり、これを基準に単相インバータ２６の制御を行うと、単相インバータ２６は三相コンバータ２９の零相電圧を打ち消す電圧成分を含む電圧を出力する必要があるので、その分、単相インバータ２６に必要な出力容量が大きくなる。

よって、三相コンバータ２９の相電圧の推定値から零相成分を消去する。加算器８４は、乗算器８２が出力する三相分の相電圧を加算する。ゲイン８５は、加算器８４からの出力に１／３を掛けることで三相コンバータ２９の相電圧に含まれる零相電圧を求める。各相の減算器８３は、乗算器８２からの三相コンバータ２９の相電圧からゲイン８５による零相電圧を減算し、相電圧から零相電圧を除去した値を求める。よって、三相コンバータ相電圧推定回路４２からの出力としては、乗算器８２の出力を三相コンバータ２９の相電圧として出力してもよいが、零相分を除去した減算器８３の出力を三相コンバータ２９の相電圧とした方が単相インバータ２６が出力する電圧が小さくて済む。

なお、三相コンバータ２９の電圧波形パターンは決まっているので、電圧位相から容易に電圧値が推定できる。よって、電圧パターンを記憶装置に記憶しておき、電圧位相から電圧を推定する方法など、他の方法で三相コンバータ２９の相電圧を推定してもよい。更に、三相コンバータ２９の交流側に電圧センサを設け、検出した電圧を三相コンバータ相電圧として用いる方法を採用してもよい。

以上までに説明した制御内容により、系統電源１から三相コンバータ２９に流入する電流を電流指令値に追従させ負荷３２によって消費される電力を供給し、平滑用コンデンサ３０および直流コンデンサ２７の三相平均電圧を制御することができる。

ところが、三相コンバータ２９の相電圧は各相とも同じ電圧値になるため、各相を構成する部品などの個体差によって生じる誤差を補償できない。この誤差によって各相の直流コンデンサ２７の電圧差が拡大していくと、過電圧により保護回路が動作する等の問題が生じる。よって、直流コンデンサ２７の電圧を三相間で同じ電圧に保つ必要がある。

次に、各相の直流コンデンサ２７の電圧を平衡させるための単相インバータ零相電圧指令を作成する単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１について述べる。
図１０は、単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１の内部構成を示す図である。単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１では、三相の単相インバータを一つの三相電源と考えた場合に零相電圧成分に相当する電圧指令を演算する。そして、この零相電圧成分を各相の単相インバータ２６の電圧指令に重畳する。零相電圧は各相で同じであるが、電流は各相で位相が異なるため、零相電圧成分により各相の単相インバータ２６に生じる有効電力は異なり、各相の直流コンデンサ２７の電圧を個別に変化させることができる。また、零相電圧成分を重畳しても零相電圧は線間電圧には影響を与えないので三相コンバータ２９の線間電圧には影響がない。

図１０において、平均値演算回路７０は、各相の電圧センサ２８で検出した電圧を入力し、それらの平均値を演算する。各相の減算器７１は、平均値演算回路７０で演算した平均値と各相の電圧センサ２８で検出した電圧との偏差を演算する。各相の乗算器７３は、各相の減算器７１の出力に、三相交流信号として電流センサ２５で検出した電流を乗算する。加算器７４は、各相の乗算器７３からの出力の和を求める。この和を制御器７２に入力する。制御器７２はＰＩ制御などの一般的な制御器で構成できる。
制御器７２からの出力を単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１から出力し、電圧指令演算回路４７で三相の単相インバータ２６の電圧指令に重畳させ、各相の単相インバータ２６から零相電圧を出力する。

次に、図１０の構成で、各相の単相インバータ２６に生じている有効電力について考える。
電流センサ２５で検出される電流を、ｕ、ｖ、ｗ相の各相について以下のように表されるとする。

電圧センサ２８で検出される電圧を、ｕ、ｖ、ｗ相の各相についてＶ_ｓｄｕ、Ｖ_ｓｄｖ、Ｖ_ｓｄｗとする。また、電圧センサ２８で検出される電圧の三相分の平均値をＶ_ｓｄａｖとする。制御器７２がＫ（ｓ）という伝達関数で表されるとすると、制御器７２からの出力である単相インバータ零相電圧指令ｖ_ｓｚは以下のように表される。

そして、出力電圧零相成分によるｕ相の単相インバータ２６の瞬時電力ｐ_ｓｕは以下のように表される。

この式から出力電圧零相成分によるｕ相の単相インバータ２６の有効電力Ｐ_ｓｕを考えると以下の通りとなる。

ｖ、ｗ相についても同様に計算していくと以下の通りとなる。

上式から分かるように、図１０の単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１で演算された単相インバータ零相電圧指令を、図８の電圧指令演算回路４７の加算器１３２を経て単相インバータ２６の三相電圧指令に重畳させることにより、各相の直流コンデンサ２７の電圧がそれぞれＶ_ｓｄａｖに収束する制御が行われる。

以上では、三相電圧指令に重畳させる平衡化電圧指令として、図１０の回路で演算される単相インバータ零相電圧指令を採用したが、以下の構成としてもよい。
この変形例は、図示は省略するが、図１０の加算器７４を、以下に示す切替回路７４Ａに替えたものである。
即ち、切替回路７４Ａは、Ｖ_ｓｄａｖとＶ_ｓｄｕ，Ｖ_ｓｄｖ，Ｖ_ｓｄｗとの偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択し、平衡化電圧指令として出力する。例えば、ｕ相が偏差最大である場合を考えると（２）（３）式が以下のようになる。

この式からｕ相の単相インバータ２６の有効電力Ｐ_ｓｕを考えると以下の通りとなる。

上式から、図１０で、加算器７４の部分を、Ｖ_ｓｄａｖとＶ_ｓｄｕ，Ｖ_ｓｄｖ，Ｖ_ｓｄｗとの偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路７４Ａとした構成の場合は、直流コンデンサ２７の電圧の平均値との偏差が最も大きい相の直流コンデンサ２７の電圧値は平均値に近づくよう制御される。また、他相の直流コンデンサ２７の電圧値は、偏差が最も大きい相の直流コンデンサ２７の電圧値に速やかに近づいていくよう制御される。よって最終的には三相の直流コンデンサ２７の電圧値が平衡する。

なお、図１０の構成では、各相乗算器７３でＶ_ｓｄａｖとＶ_ｓｄｕ，Ｖ_ｓｄｖ，Ｖ_ｓｄｗとの偏差に乗算する三相交流信号として電流センサ２５で検出した電流信号を使用したが、電流を高力率になるよう制御する場合は電流信号の代わりに、電圧センサ２４で検出した電圧信号を使用する構成とすることもできる。
また、電流を電圧基本波と同じ周波数の正弦波になるように制御している場合、有効電力を生じるためには出力電圧零相成分に電圧基本波と同じ周波数成分を含んでいればよい。よって、図１０のように出力電圧零相成分が正弦波となる構成だけでなく、出力電圧零相成分を電圧基本波と同じ周波数の矩形波、三角波等の波形とする構成を採用してもよい。

更に、以上の説明では、図１０の単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１において、三相交流信号として使用した電流センサ２５からの検出電流は、（１）式に示すように、三相平衡電流としているが、負荷３２が不平衡負荷のため検出電流に逆相成分が含まれる場合も、以上の場合と同様、各相の直流コンデンサ２７の電圧を均一にすることが出来る。以下、この場合の現象を説明する。

逆相電流が流れる場合、電流センサ２５で検出された電流は以下の形で表すことができる。

この式ではＩ_１は電流の正相成分の実効値を表し、Ｉ_２は電流の逆相成分の実効値を表している。電圧センサ２８で検出される電圧をｕ、ｖ、ｗ相の各相についてＶ_ｓｄｕ、Ｖ_ｓｄｖ、Ｖ_ｓｄｗとする。また、電圧センサ２８で検出される電圧の三相分の平均値をＶ_ｓｄａｖとする。
制御器７２がＫ（ｓ）という伝達関数で表されるとし、制御器７２からの出力である単相インバータ零相電圧指令ｖ_ｓｚは以下のように表される。

これが出力電圧零相成分として各相の単相インバータ２６の出力電圧指令に重畳される。
出力電圧零相成分によるｕ相の単相インバータ２６の瞬時電力ｐ_ｓｕは以下のように表される。

ここで、ｉ_ｓｕｉ_ｓｕ、ｉ_ｓｖｉ_ｓｕ、ｉ_ｓｗｉ_ｓｕについて考えると以下の通りとなる。

（１７）（１８）（１９）（２０）式から、出力電圧零相成分によるｕ相の単相インバータ２６の有効電力Ｐ_ｓｕは以下のように表される。

上式から、検出電流に逆相成分が含まれる場合も、各相の単相インバータ２６の出力電圧指令に単相インバータ零相電圧指令を加えることで直流コンデンサ２７の電圧はＶ_ｓｄａｖに収束する制御が行われることがわかる。

また、検出電流に逆相成分が含まれる場合も、図１０の変形例として、加算器７４に代わってＶ_ｓｄａｖとＶ_ｓｄｕ，Ｖ_ｓｄｖ，Ｖ_ｓｄｗとの偏差の絶対値を比較し、偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路７４Ａを使用して平衡化電圧指令を作成することが出来る。
例えば、ｕ相が偏差最大である場合を考えると、単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１の出力であるｖ_ｓｚ、ｕ相の単相インバータ２６の瞬時電力ｐ_ｓｕ、および有効電力Ｐ_ｓｕは、それぞれ以下の通りとなる。

ｖ相、ｗ相についても同様の計算を行うと以下の通りとなる。

上式から、図１０で、加算器７４を、Ｖ_ｓｄａｖとＶ_ｓｄｕ，Ｖ_ｓｄｖ，Ｖ_ｓｄｗとの偏差の絶対値を比較し、偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路７４Ａとした構成の場合、検出電流に逆相電流が含まれていても、直流コンデンサ２７の電圧の平均値との偏差が最も大きい相の直流コンデンサ２７の電圧値は平均値に収束し、他相の直流コンデンサ２７の電圧値は、偏差が最も大きい相の直流コンデンサ２７の電圧値に近づいていくよう制御されるので、最終的には三相の直流コンデンサ２７の電圧値が平衡することになる。

なお、三相コンバータ２９は図２のようなものだけでなく、ダイオードに逆並列にＩＧＢＴのようなスイッチング素子を接続して回生できるようにした回路でも構わない。また、三相コンバータ２９にＰＷＭコンバータを適用することもでき、その場合は、三相コンバータ相電圧推定回路４２をＰＷＭコンバータの電圧波形が推定できるものに変更するか、三相コンバータ２９の交流側に電圧センサを設けて実測した電圧を用いれば、上記で説明したと同様の単相インバータ直流電圧バランス制御が可能である。
さらに、三相コンバータ２９は、３レベルコンバータや、直流回路を共通化して単相フルブリッジ回路を三相分組み合わせた回路としても構わない。

以上のように、単相インバータ２６の零相電圧により単相インバータ直流電圧バランス制御を行う構成とすることにより、三相コンバータ２９の線間電圧に影響を与えることなく各相直流コンデンサ２７の電圧を平衡させることができる。

実施の形態２．
単相インバータ直流バランス制御を用いた電力変換装置の別の実施例を、この発明の実施の形態２として以下に説明する。
この場合の構成を図１１に示す。図において、直流電圧源１４０には、直流コンデンサ１４１と三相インバータ１４２とが並列に接続されている。三相インバータ１４２の交流出力側と負荷１４８とを接続する三相交流線路の各相には、単相インバータ１４３とスイッチングリップル抑制用リアクトル１４６とが直列に接続されている。

単相インバータ１４３の構成は、図１２のようにスイッチング素子１９０とダイオード１９１とを逆並列に接続して構成した単相フルブリッジのインバータである。また、三相インバータ１４２の回路は、図１３のようにスイッチング素子１８０とダイオード１８１とを逆並列に接続して構成した三相フルブリッジのインバータである。

ここで、三相インバータ１４２は、スイッチングによる損失低減のため１周期あたりのスイッチング回数を少なくして、粗い電圧パルスを出力するものとする。よって三相インバータ１４２が出力する電圧に含まれる高調波成分は大きくなる。単相インバータ１４３は、三相インバータ１４２の高調波を補正する役割を持ち、三相インバータ１４２よりスイッチング回数が多く、細かい電圧パルスを出力するものとする。
このような三相インバータ１４２と単相インバータ１４３とを組み合わせると、負荷１４８に印加される電圧に含まれる高調波成分は小さく、三相インバータ１４２、単相インバータ１４３、負荷１４８を流れる電流に含まれる高調波成分を小さくすることができる。

単相インバータ１４３が、高調波電圧のみを出力するものとすれば、電流がほぼ基本波の正弦波と見なせる場合、単相インバータ１４３が出力する有効電力は０と見なせる。よって直流コンデンサ１４４の電圧は、高調波による振動を無視すると、一定に保たれている。
また、単相インバータ１４３が出力する電圧に基本波成分を含んでいる場合でも、電流に対して進みや遅れの電圧基本波ならば、単相インバータ１４３は無効電力のみを出力することになるので、直流コンデンサ１４４の電圧を一定に保つことができる。

しかし、実際はスイッチングなどによって生じる損失によって直流コンデンサ１４４の電圧は低下する。また、電流に含まれる微少な高調波成分と、出力電圧の高調波によって有効電力が生じると、直流コンデンサ１４４の電圧が変動する。他にも負荷１４８が変動すると、制御遅れから直流コンデンサ１４４の電圧が変動することがある。
そこで、この実施の形態２においても、先の実施の形態１と同様、他の制御と同時に、単相インバータ１４３の各相直流コンデンサ１４４の電圧を平衡化させる直流電圧バランス制御を採用している。

以下、図１１の主回路構成を有する電力変換装置において、単相インバータ１４３のスイッチング素子１９０のオンオフを制御して直流コンデンサ１４４を制御する電圧制御手段の構成動作について以下に説明する。
先ず、制御系の最上位に位置するインバータ全体制御回路１５０は、三相インバータ１４２及び単相インバータ１４３を合わせた電圧指令を出力する。このインバータ全体制御回路１５０で作成する電圧指令としては、例えば、電流センサ１４７で検出される電流値に基づき、所望の力率となる電圧値を設定するようにすることも出来る。この電圧指令を個別インバータ出力電圧パルス作成回路１５１に入力する。
単相インバータ直流電圧全体制御回路１４９は、先の実施の形態１における単相インバータ直流電圧全体制御回路４４と同等のもので、電圧センサ１４５で検出した各相の直流コンデンサ１４４の電圧を入力し、これら三相の直流コンデンサ１４４の平均電圧を求める。そして、この平均電圧と単相インバータ直流電圧指令値との偏差に基づき、三相インバータ出力電圧指令補正を出力する。この単相インバータ直流電圧全体制御回路１４９により、三相の直流コンデンサ１４４の平均電圧を与えられた指令値に保つ制御がなされる。

図１４に示す単相インバータ直流電圧バランス制御回路１５２は、先の実施の形態１における単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１と同等のもので、細部の説明は重複するので省略するが、各相の電圧センサ１４５で検出した電圧と三相交流信号として電流センサ１４７で検出した電流とを入力し、後段の個別インバータ出力電圧パルス作成回路１５１で単相インバータ１４３の電圧指令に重畳させる平衡化電圧指令を作成する。
なお、先の実施の形態１で説明したように、図１４の加算器１７４に替えて、直流コンデンサ１４４の各相電圧と各相平均値との偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択し、平衡化電圧指令として出力する切替回路１７４Ａを採用するようにしてもよい。
また、電流を電圧基本波と同じ周波数の正弦波になるように制御している場合、有効電力を生じるためには出力電圧零相成分に電圧基本波と同じ周波数成分を含んでいればよい。よって、図１４のように出力電圧零相成分が正弦波となる構成だけでなく、出力電圧零相成分を電圧基本波と同じ周波数の矩形波、三角波等の波形とする構成を採用してもよい。

図１５は、個別インバータ出力電圧パルス作成回路１５１の内部構成を示す図である。図において、三相インバータ瞬時電圧指令作成回路１６０は、インバータ全体制御回路１５０から入力された電圧指令と単相インバータ直流電圧全体制御回路１４９から入力された出力電圧指令補正から、三相インバータ１４２が出力する瞬時電圧指令を演算する。ＰＷＭ回路１６１は、三相インバータ瞬時電圧指令作成回路１６０からの電圧指令を入力してＰＷＭ制御し、三相インバータ１４２のスイッチング素子１８０を駆動する。
単相インバータ瞬時電圧指令作成回路１６２は、インバータ全体制御回路１５０から入力された電圧指令とＰＷＭ回路１６１で演算した三相インバータ１４２が出力する電圧パルスとから、単相インバータ１４３が出力する瞬時電圧指令を演算する。加算器１６３は、単相インバータ瞬時電圧指令作成回路１６２からの電圧指令に単相インバータ直流電圧バランス制御回路１５２からの平衡化電圧指令を加算する。ＰＷＭ回路１６４は、加算器１６３からの電圧指令を入力してＰＷＭ制御し、単相インバータ１４３のスイッチング素子１９０を駆動する。

このような構成とすることにより、三相インバータ１４２は、インバータ全体制御回路１５０からの電圧指令に基づく電圧に加えて、単相インバータ直流電圧全体制御回路１４９からの出力電圧指令補正分を出力し、単相インバータ１４３は、三相インバータ１４２の高調波電圧を補正するための高調波電圧を出力する。これらの制御により、負荷１４８に印加される電圧は、インバータ全体制御回路１５０から出力される電圧指令と同じ電圧となり、直流コンデンサ１４４の電圧平均値は一定に保たれる。

更に、単相インバータ１４３の電圧指令には、単相インバータ直流電圧バランス制御回路１５２からの平衡化電圧指令が重畳されているので、負荷１４８へ出力する線間電圧に影響を及ぼすことなく、各相の直流コンデンサ１４４の電圧が平衡する。

図１１の回路では、三相インバータ１４２の１周期当たりのパルス数を少なくして三相インバータ１４２のスイッチングに伴う損失を減少させ、単相インバータ１４３の直流電圧を三相インバータ１４２の直流電圧より小さくし、１回のスイッチングによる損失を小さくし、パルス数を多くして三相インバータ１４２の高調波電圧を補正する制御を行うが、特に、三相インバータ１４２の１周期当たりのパルス数が極端に少なく三相インバータ１４２の制御特性が悪い場合、また、個別インバータ出力電圧パルス作成回路１５１の演算を行う演算装置の演算周期が大きい場合、更に、直流コンデンサ１４４の静電容量が小さく直流コンデンサ１４４の電圧が変動しやすい場合などには、各相の直流コンデンサ１４４の電圧が不平衡、不安定になることがあり、直流コンデンサ１４４が過電圧となり保護回路が動作する可能性がある。
このような場合にも、単相インバータ直流電圧バランス制御回路１５２を設けており、単相インバータ１４３は三相インバータ１４２より電圧が低くパルス数が多いので電圧調整を速く細かく行うことができ、直流コンデンサ１４４の電圧が各相平衡し安定性が増す効果がある。

なお、この実施の形態２では、電力変換装置が負荷に電力を供給する場合について記述しているが、負荷側からの電力回生も同じ構成で可能であり、負荷１４８の代わりに交流電源に接続してコンバータとして使用することも可能である。
また、三相インバータ１４２は、図１３のようなものだけではなく、３レベルインバータや単相インバータを３つ組み合わせた回路でもかまわない。

以上のように、単相インバータ１４３の零相電圧により単相インバータ直流電圧バランス制御を行う構成することにより、負荷１４８の線間電圧に影響を与えず各相のコンデンサ電圧を平衡させることができ、三相インバータ１４２より出力電圧を細かく調整できる単相インバータ１４３を用いて単相インバータ直流電圧の安定性を増すことができる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す図である。図１の三相コンバータ２９の回路構成図である。図１の単相インバータ２６の回路構成図である。図１の単相インバータ直流電圧全体制御回路４４の内部構成を示す図である。図１の三相コンバータ直流電圧制御回路４５の内部構成を示す図である。図１の電流制御回路４６の内部構成を示す図である。図６の変形例である電流制御回路４６Ａを示す図である。図１の電圧指令演算回路４７の内部構成を示す図である。図１の三相コンバータ相電圧推定回路４２の内部構成を示す図である。図１の単相インバータ直流電圧バランス制御回路４１の内部構成を示す図である。本発明の実施の形態２による電力変換装置を示す図である。図１１の単相インバータ１４３の回路構成図である。図１１の三相インバータ１４２の回路構成図である。図１１の単相インバータ直流電圧バランス制御回路１５２の内部構成を示す図である。図１１の個別インバータ出力電圧パルス作成回路１５１の内部構成を示す図である。従来の電力変換装置を示す図である。図１６の単相ＰＷＭインバータ９の制御回路を示す図である。

符号の説明

１系統電源、２４電圧センサ、２５電流センサ、２６単相インバータ、
２７直流コンデンサ、２８電圧センサ、２９三相コンバータ、
３０平滑用コンデンサ、３１電圧センサ、３２負荷、
４１単相インバータ直流電圧バランス制御回路、
４２三相コンバータ相電圧推定回路、４３電圧位相検出回路、
４４単相インバータ直流電圧全体制御回路、４５三相コンバータ直流電圧制御回路、４６，４６Ａ電流制御回路、４７電圧指令演算回路、４８ＰＷＭ回路、
５０ダイオード、６０スイッチング素子、６１ダイオード、
７０平均値演算回路、７１減算器、７２制御器、７３乗算器、７４加算器、
１４０直流電圧源、１４１直流コンデンサ、１４２三相インバータ、
１４３単相インバータ、１４４直流コンデンサ、１４５電圧センサ、
１４７電流センサ、１４８負荷、１４９単相インバータ直流電圧全体制御回路、
１５０インバータ全体制御回路、１５１個別インバータ出力電圧パルス作成回路、
１５２単相インバータ直流電圧バランス制御回路、
１６０三相インバータ瞬時電圧指令作成回路、１６１ＰＷＭ回路、
１６２単相インバータ瞬時電圧指令作成回路、１６４ＰＷＭ回路、
１７０平均値演算回路、１７１減算器、１７２制御器、１７３乗算器、
１７４加算器、１８０スイッチング素子、１８１ダイオード、
１９０スイッチング素子、１９１ダイオード。

Claims

三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり上記各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき上記各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
上記各相単相インバータによる三相出力電圧の基本波零相成分を平衡化電圧指令として作成しこの平衡化電圧指令を上記所定の三相電圧指令に重畳させることにより上記各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備え、
上記直流電圧バランス制御手段は、上記各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの上記各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と上記電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および上記各相乗算器からの乗算値を加算する加算器を備え、上記加算器の出力から上記平衡化電圧指令を作成することを特徴とする電力変換装置。
三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり上記各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき上記各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
上記各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの上記各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と上記電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および上記各相偏差の絶対値が最大の相を選択し、当該最大の相に係る上記乗算器の出力から平衡化電圧指令を作成する切替回路を備え、上記平衡化電圧指令を上記所定の三相電圧指令に重畳させることにより上記各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
上記各相単相インバータの交流出力端に流れる電流を検出する電流センサを備え、上記電流センサからの三相電流検出値を上記三相交流信号とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
上記各相単相インバータの交流出力端が接続された上記三相交流線路の電圧を検出する電圧センサを備え、上記電圧センサからの三相電圧検出値を上記三相交流信号とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
上記各相単相インバータが接続された上記三相交流線路のそれぞれ一端に三相交流電源が接続され他端にダイオード素子からなり三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータとこのコンバータからの直流電圧が供給される平滑用コンデンサと負荷とが接続される場合、
上記各相単相インバータの交流出力端に流れる電流を検出する電流センサを備え、上記各相直流コンデンサの直流電圧の検出平均値が所定値に追従するとともに、上記平滑用コンデンサの電圧を維持するよう作成される各相電流指令値に上記電流センサからの三相電流検出値が追従するよう、上記所定の三相電圧指令を設定するようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記各相単相インバータが接続された上記三相交流線路のそれぞれ一端に直流電圧源とスイッチング素子からなり上記直流電圧源の直流電圧を三相交流電圧に変換する三相インバータとが接続され他端に三相交流負荷が接続され、上記三相インバータと上記各相単相インバータとの合成出力で上記三相交流負荷に供給する電圧を所定の負荷電圧値に追従させる場合、
上記三相インバータは、上記所定の負荷電圧値に設定した電圧指令に基づき出力電圧を制御し、上記各相単相インバータの上記所定の三相電圧指令は、上記所定の負荷電圧値から上記三相インバータの出力電圧を減算した値に設定したことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。