JP5085224B2 - 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置 - Google Patents

Description

本願発明は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路、及びそれを含む系統連系インバータ装置に関する。

従来、直流電源と電力系統との間に設けられ、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して当該交流電力を電力系統に供給するための系統連系インバータ装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特開２００４−１５３９５７号公報

図８は、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータ装置５０は、太陽電池である系統電源５１と電力系統５２との間に接続され、インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４、電流センサ５５、トランス部５６及びインバータ制御部５７によって構成されている。この系統連系インバータ装置５０は、系統電源５１から供給される直流電力を交流電力に変換して電力系統５２に供給するものである。

インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４及びトランス部５６は、直列に接続され、電流センサ５５は、ＬＣフィルタ部５４とトランス部５６との間に設けられている。インバータ制御部５７は、インバータ部５３に接続されている。

インバータ部５３から出力される交流電圧ｖは、ＬＣフィルタ部５４によってスイッチングのノイズ成分が取り除かれる。スイッチングのノイズ成分が取り除かれた交流電流ｉは、電流センサ５５によって検出され、インバータ制御部５７に入力される。

この系統連系インバータ装置５０では、インバータ制御部５７によってフィードバック制御系が構成される。すなわち、インバータ制御部５７は、電流センサ５５によって検出された交流電流ｉと予め定める目標値との偏差を演算し、その偏差に基づいてインバータ部５３を制御する。これにより、インバータ部５３は、電力系統５２に供給する交流電圧及び交流電流が所定の規格を満足するように制御される。

この場合、フィードバック制御系であるインバータ制御部５７では、三相交流信号に対して電流制御が行われるが、この電流制御における電流量の取扱いを容易にするために、三相交流信号に対してｄｑ変換が行われる。

インバータ制御部５７は、図８に示すように、ｄｑ変換部５８と、ｄ軸フィルタ部５９と、ｑ軸フィルタ部６０と、ｄ軸演算部６１と、ｑ軸演算部６２と、ｄ軸ＰＩ制御部６３と、ｑ軸ＰＩ制御部６４と、ｄｑ逆変換部６５と、ＰＷＭ信号生成部６６とによって構成されている。

ｄｑ変換部５８は、電流センサ５５によって検出された三相の交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wを当該交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W と同一の回転速度で同一方向に回転する直交座標系（以下、「回転座標系」という。）（ｄ軸、ｑ軸）の信号ｉｄ，ｉｑに変換する。

例えば数式１は、基本波（系統周波数の成分）の正相分の三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wをｉ_U＝Ａsin（ωｔ＋θ）、ｉ_V＝Ａsin（ωｔ＋θ−２π／３）、ｉ_U＝Ａsin（ωｔ＋θ＋２π／３）としたときのｄｑ変換に用いられる変換式である。そして、数式１により算出される二相信号ｉｄ，ｉｑは、数式２のようになる。すなわち、基本波の正相分は、直流信号に変換されて出力される。なお、Ａは基本波の正相分の振幅、ωは基本波の角周波数、θは三相交流電圧との位相差である。

一方、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wには、一般に基本波のｎ次（ｎ≧２の整数）高調波や基本波と周波数は同一であるが三相交流の回転方向が逆方向の周波数（以下、「基本波の逆相分」という。）が重畳されており、ｄｑ変換部５８からはこれらのｎ次高調波や基本波の逆相分を上記の数式１でｄｑ変換した二相信号ｉｄ，ｉｑも出力される。

基本波の逆相分は、ｉ_U＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’）、ｉ_V＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’＋２π／３）、ｉ_U＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’−２π／３）で表されるから、これらのｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ_(-1)，ｉｑ_(-1)は、数式３のようになる。すなわち、基本波の逆相分は、２倍波の交流信号に変換されて出力される。なお、添え字の（−１）は、基本波の逆相分であることを示している。また、Ａ’は基本波の逆相分の振幅を示す。θ’は基本波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。

また、ｎ次高調波の正相分を、ｉ_Un＝Ａ_nsin（ｎωｔ＋θ_n）、ｉ_Vn＝Ａ_nsin（ｎωｔ＋θ_n−２π／３）、ｉ_Un＝Ａ_nsin（ｎωｔ＋θ_n＋２π／３）で表し、これらのｉ_Un，ｉ_Vn，ｉ_Wnを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ_(+n)，ｉｑ_(+n)は、数式４のようになる。すなわち、ｎ次高調波の正相分は、（ｎ−１）次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、Ａ_nはｎ次高調波の正相分の振幅、θ_nはｎ次高調波の正相分の三相交流電圧との位相差である。また、添え字の（＋ｎ）は、ｎ次高調波の正相分であることを示している。

また、ｎ次高調波の逆相分は、ｉ_Un＝Ａ_n’sin（ｎωｔ＋θ_n’）、ｉ_Vn＝Ａ_n’sin（ｎωｔ＋θ_n’）＋２π／３）、ｉ_Un＝Ａ_n’sin（ｎωｔ＋θ_n’）−２π／３）で表されるから、これらのｉ_Un，ｉ_Vn，ｉ_Wnを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ_(-n)，ｉｑ_(-n)は、数式５のようになる。すなわち、ｎ次高調波の逆相分は、（ｎ＋１）次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、Ａ_n’はｎ次高調波の逆相分の振幅、θ_n’はｎ次高調波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。添え字の（−ｎ）は、ｎ次高調波の逆相分であることを示している。

ｄｑ変換部５８によって変換された信号ｉｄ，ｉｑには、上記のように直流成分と交流成分が含まれ、交流成分はフィードバック制御には不要であるので、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０によって除去される。

ｄ軸演算部６１では、ｄ軸フィルタ部５９によって交流成分が除去されたｄ軸出力値ｉｄと予め定めるｄ軸目標値Ｉｄとの偏差が算出される。また、ｑ軸演算部６２では、ｑ軸フィルタ部６０によって交流成分が除去されたｑ軸出力値ｉｑと予め定めるｑ軸目標値Ｉｑとの偏差が算出される。ｄ軸演算部６１及びｑ軸演算部６２の出力は、ｄ軸ＰＩ制御部６３及びｑ軸ＰＩ制御部６４にそれぞれ入力される。

ｄ軸ＰＩ制御部６３及びｑ軸ＰＩ制御部６４では、ｄ軸演算部６１及びｑ軸演算部６２で算出された偏差に基づいて比例制御（Proportional制御）処理及び積分制御（Integral制御）処理がそれぞれ行われる。その後、ｄｑ逆変換部６５においてＰＩ制御が施されたｄ軸出力値ｉｄ，ｑ軸出力値ｉｑは、三相交流の制御信号に逆変換される。

そして、ＰＷＭ信号生成部６６において、ｄｑ逆変換部６５から出力される三相交流の制御信号に基づいて、インバータ部５３内の三相ブリッジ回路の複数のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ制御信号が生成される。

ところで、上述したｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０は、ｄｑ変換部５８の出力から交流成分を除去し、基本波成分のみを直流として抽出するためのものであるが、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０は、例えば移動平均フィルタ、ＦＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ又はＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ等のディジタルフィルタによって構成されている。

移動平均フィルタは、除去したい周波数のデータを少なくとも１周期分サンプリングし、それらのサンプリングデータの移動平均を算出することによって当該周波数を除去する構成である。このため、フィードバック制御系として基本波成分の検出が遅れ、ＰＷＭ信号生成部６６におけるＰＷＭ制御信号の生成を更新する期間が長くなるという問題点がある。

例えば、ｄｑ変換された信号ｉｄ，ｉｑに含まれる交流成分には基本波と同一の周波数（系統周波数に相当）の成分が含まれる可能性があるから、基本波と同一の周波数以上の交流成分を除去しようとすると、１周期を基本波の周期に設定する必要がある。例えば、系統周波数を５０Ｈｚとすると、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０の時定数を少なくとも２０ｍｓｅｃに設定する必要がある。

フィードバック制御系によりインバータ部５３の出力交流電流ｉを安定して目標値に制御するには、ＰＷＭ制御信号を可及的に高速で生成し、応答遅れを可及的に小さくすることが望ましいが、従来の系統連系インバータシステムでは、移動平均フィルタからなるｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０を用いているので、それらの出力に一定時間以上の遅れが必ず生じ、ＰＷＭ制御信号の生成の高速化に限界が生じていた。

本願発明は、電流検出の応答性を向上させることのできる信号抽出回路を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明の第１の側面によって提供される信号抽出回路は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路であって、前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第１の回転座標系の第１の二相信号に変換する第１の信号変換手段と、前記第１の信号変換手段によって変換された前記第１の二相信号に対して前記基本周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第１の二相信号に含まれる交流成分を除去する第１のフィルタ手段と、前記三相交流信号を前記基本周波数の２倍の周波数を有する角周波数で回転する第２の回転座標系の第２の二相信号に変換する第２の信号変換手段と、前記第２の信号変換手段によって変換された前記第２の二相信号に含まれる交流成分を除去する第２のフィルタ手段と、前記第２のフィルタ手段から出力される第２の二相信号を前記第１の回転座標系の信号に変換する第３の信号変換手段と、前記第１のフィルタ手段から出力される前記第１の二相信号から前記第３の信号変換手段から出力される前記第２の二相信号を減算して前記第１の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、を備えたことを特徴としている（請求項１）。

この発明によれば、三相交流信号を基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第１の回転座標系の第１の二相信号に変換した後、変換された第１の二相信号に含まれる高調波成分を除去する第１のフィルタ手段によるフィルタリング処理が行われる。このフィルタリング処理において、変換された第１の二相信号に対して基本周波数の周期の１／２の時間にわたって定時間積分処理が行われるので、ｄｑ変換後の第１の二相信号から奇数次の高調波をｄｑ変換した交流成分が除去される。また、三相交流信号を基本周波数の２倍の周波数を有する角周波数で回転する第２の回転座標系の第２の二相信号に変換した後、その第２の二相信号に含まれる交流成分が除去される。そして、交流成分を除去した第２の二相信号を第１の回転座標系の二相信号に変換した後、その二相信号を交流成分が除去された第１の二相信号から減算して２次高調波の成分が除去され、基本波周波数を有する第１の二相信号のみが抽出される。この信号抽出処理により基本周波数を有する第１の二相信号のみを適正に抽出することができるとともに、その信号抽出処理の算出処理時間を短縮することができる。したがって、従来のディジタルフィルタにおける応答時定数の問題を解消することができ、例えばフィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成の高速化に寄与することができる。

好ましい実施の形態によれば、前記第１の信号変換手段は、前記三相交流信号を前記第１の回転座標系の互いに直交するｄ軸及びｑ軸の信号に変換し、前記第１のフィルタ手段は、前記第１の信号変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい（請求項２）。

本願発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータ装置は、直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第１の回転座標系の第１の二相信号に変換する第１の信号変換手段と、前記第１の信号変換手段によって変換された前記第１の二相信号に対して前記系統周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第１の二相信号に含まれる交流成分を除去する第１のフィルタ手段と、前記三相交流信号を前記系統周波数の２倍の周波数を有する角周波数で回転する第２の回転座標系の第２の二相信号に変換する第２の信号変換手段と、前記第２の信号変換手段によって変換された前記第２の二相信号に含まれる交流成分を除去する第２のフィルタ手段と、前記第２のフィルタ手段から出力される前記第２の二相信号を前記第１の回転座標系の信号に変換する第３の信号変換手段と、前記第１のフィルタ手段から出力される前記第１の二相信号から前記第３の信号変換手段から出力される前記第２の二相信号を減算して前記第１の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、前記二次高調波除去手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、前記比例積分制御手段から出力される二相信号を三相交流の制御信号に変換する信号逆変換手段と、前記信号逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、を備えたことを特徴としている（請求項３）。

好ましい実施の形態によれば、前記第１の信号変換手段は、前記三相交流信号を前記第１の回転座標系の互いに直交するｄ軸及びｑ軸の信号に変換し、前記第１のフィルタ手段は、前記第１の信号変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい（請求項４）。

請求項３又は４に記載の系統連系インバータ装置は、実質的に請求項１又は２に記載の信号抽出回路を備えたものである。従って、請求項１に記載の発明と同様の効果を奏することができる。

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係る信号抽出回路を含む系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータシステムは、系統電源としての太陽電池１、系統連系インバータ装置２及び電力系統３によって概略構成されている。

太陽電池１は、シリコン等の半導体からなる多数の光電変換素子（図示略）を有し、各光電変換素子によって光エネルギーを電気エネルギーに変換して出力するものである。太陽電池１は、系統連系インバータ装置２に対して直流電力を供給する。電力系統３は、商用電源（日本国では系統周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電力）を一般家庭等に供給するものである。

系統連系インバータ装置２は、インバータ部４、フィルタ部５、トランス部６、インバータ制御部８及び電流センサ９によって構成されている。インバータ部４、フィルタ部５及びトランス部６は、太陽電池１と電力系統３との間に、この順で直列に接続されている。インバータ部４には、インバータ制御部８が接続されている。なお、系統連系インバータ装置２と電力系統３との間のＬは、電力系統３のインダクタンスを示し、電力系統３の形態や運転状況に応じてその値が変化するものである。

インバータ部４は、太陽電池１から供給された直流電圧を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電圧ｖに変換して後段に出力するものである。インバータ部４は、例えばバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ又はサイリスタ等の複数のスイッチング素子（後述）を含む三相ブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成されている。具体的には、インバータ部４及びフィルタ部５は、図２に示す回路構成を有している。

図２によると、インバータ部４は、６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成されている。各スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６にはそれぞれ帰還ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６が並列に接続されている。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の直列接続、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の直列接続及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の直列接続の両端に太陽電池１から出力される直流電圧Ｖdcが供給され、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の接続点ａ、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の接続点ｂ及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の接続点ｃから三相の交流電圧及び交流電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧及び交流電流）がそれぞれ出力される。

６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６は、インバータ制御部８から出力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号によってそれぞれオン、オフ動作が制御される。インバータ制御部８は、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより、インバータ部４から出力される交流電圧ｖの値を制御する。

フィルタ部５は、インバータ部４から出力される交流電圧ｖに含まれるスイッチングノイズを除去するものである。フィルタ部５は、例えばＬＣローパスフィルタによって構成されている。具体的には、フィルタ部５は、図２に示すように、接続点ａ，ｂ，ｃからの出力ラインにそれぞれインダクタＬ_Fを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣ_Fを接続したものである。各出力ライン間のインダクタＬ_FとキャパシタＣ_Fとの逆Ｌ字型接続により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してローパスフィルタがそれぞれ構成される。

電流センサ９は、フィルタ部５から出力される交流電流ｉを検出するものである。インバータ部４は、直流電圧を三相の交流電圧に変換するので、電流センサ９によって検出される交流電流ｉには、Ｕ相の交流電流ｉ_U、Ｖ相の交流電流ｉ_V及びＷ相の交流電流ｉ_Wが含まれる。電流センサ９にはインバータ制御部８が接続され、この電流センサ９で検出された交流電流ｉはインバータ制御部８に入力される。

なお、電流センサ９及びインバータ制御部８は、インバータ部４から出力される交流電圧及び交流電流を電力系統３に連系させるための所定の規格を満足するように制御するフィードバック制御系を構成している。

トランス部６は、フィルタ部５から出力される交流出力電圧を電力系統３の系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧又は降圧するものである。

インバータ制御部８は、電流センサ９とともにフィードバック制御系を構成し、インバータ部４のＤＣ−ＡＣ変換動作を制御するものである。具体的には、インバータ制御部８は、インバータ部４に対して、電力系統３の規格を満足する系統周波数の交流電圧及び交流電流を出力させるようにＰＷＭ信号の生成を制御する。インバータ制御部８は、例えばマイクロコンピュータからなり、ディジタル演算処理により周期的にＰＷＭ信号の生成を行う。

より詳細には、インバータ制御部８は、ｄｑ変換部１０と、第１フィルタ部１１と、第２フィルタ部１２と、第１演算部１３と、第２演算部１４と、第１ＰＩ制御部１５と、第２ＰＩ制御部１６と、ｄｑ逆変換部１７と、ＰＷＭ信号生成部１８とによって構成されている。ｄｑ変換部１０、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、本願発明の「信号抽出回路」に相当する。

なお、インバータ制御部８内であってｄｑ変換部１０の前段には、図示しないＡＤ変換部が設けられており、ＡＤ変換部は、電流センサ９によって検出された検出電流（交流電流）ｉとしてのアナログ信号をディジタル信号に変換する。ｄｑ変換部１０にはＡＤ変換部によって変換されたディジタル信号としての検出電流ｉが入力される。

ｄｑ変換部１０は、電流センサ９によって検出された三相の交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W を系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号ｉｄ，ｉｑに変換するものである。この場合の変換には、上記の数式１で示した変換式が用いられる。

なお、図３は、ｄｑ変換を説明するためのベクトル図であり、（ａ）は三相平衡電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_W（Ｖ_UはＵ相の交流電圧、Ｖ_VはＶ相の交流電圧、Ｖ_WはＷ相の交流電圧）と角度θだけ進んだ三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wをベクトル表現した図、（ｂ）は三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wをｄｑ変換した二相信号ｉｄ，ｉｑを示すベクトル図である。

図３（ａ）に示すように、Ｕ相の交流電流ｉ_U、Ｖ相の交流電流ｉ_V及びＷ相の交流電流ｉ_Wは、ｉ_U＝Ａsin（ωｔ＋θ）、ｉ_V＝Ａsin（ωｔ＋θ−２π／３）、ｉ_W＝Ａsin（ωｔ＋θ＋２π／３）でそれぞれ表される。

三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wのｄｑ変換値は、上記の数式２から、ｉｄ＝Ａsin（θ）、ｉｑ＝−Ａcos（θ）となるから、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）では、図３（ｂ)に示すベクトル図となる。なお、図３（ｂ）では、ｄ軸及びｑ軸の直交座標系は反時計周りに角周波数ωで回転している。二相信号ｉｄ，ｉｑの合成ベクトルｉｕは反時計周りに角周波数ωで回転しているので、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）上では相対的に合成ベクトルｉｕは静止している。

上記回転座標変換により、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、ｄ軸の出力値ｉｄ及びｑ軸の出力値ｉｑの直流成分で表すことができる。一方、上述したように、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wに含まれる系統周波数の逆相分やｎ次高調波の正相分及び逆相分のｄｑ変換値は、数式３〜数式５で示したように交流成分で表される。これら各周波数の出力値ｉｄ，ｉｑは、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２にそれぞれ入力される。

第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、ｄｑ変換部１０から出力されるｄｑ変換値の交流成分（上記の数式３で示される基本波の逆相分のｄｑ変換値、上記の数式４，５で示されるｎ次高調波の正相分及び逆相分のｄｑ変換値）を除去して基本周波数の正相分のｄｑ変換値のみを抽出するものである。すなわち、第１フィルタ部１１は、基本周波数の正相分（基本波成分）のｄ軸の直流成分を抽出するものであり、第２フィルタ部１２は、基本波のｑ軸の直流成分を抽出するものである。

従来は、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２の部分に移動平均フィルタが用いられていたが、本実施形態の第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、本発明の特徴点である定時間積分処理により直流成分を抽出する構成となっている。第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２における定時間積分処理は直流成分及び交流成分を含むｄｑ変換値から直流成分のみを抽出するので、実質的にディジタルフィルタとして機能している。第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２の定時間積分処理については、後述する。

第１演算部１３は、第１フィルタ部１１からのｄ軸出力値ｉｄと、予め定められたｄ軸目標値（目標電流）Ｉｄとの偏差を算出して、第１ＰＩ制御部１５に出力するものである。

第２演算部１４は、第２フィルタ部１２からのｑ軸出力値ｉｑと、予め定められたｑ軸目標値（目標電流）Ｉｑとの偏差を算出して、第２ＰＩ制御部１６に出力するものである。

第１ＰＩ制御部１５は、第１演算部１３からの偏差出力に対して比例制御（Ｐ制御）処理を行うとともに、積分制御（Ｉ制御）処理を行うものである。第２ＰＩ制御部１６は、第２演算部１４からの偏差出力に対して比例制御処理を行うとともに積分制御処理を行うものである。

第１ＰＩ制御部１５の出力及び第２ＰＩ制御部１６の出力は、それぞれｄｑ逆変換部１７に入力される。すなわち、第１及び第２ＰＩ制御部１５，１６は、第１及び第２演算部１３，１４から入力される各偏差に基づいて比例制御処理及び積分制御処理を行うことにより、その偏差がゼロになるような電流補正値ｉｄ′，ｉｑ′を生成するものである。この電流補正値ｉｄ′，ｉｑ′は、後段のｄｑ逆変換部１７に与えられる。

ｄｑ逆変換部１７は、第１ＰＩ制御部１５及び第２ＰＩ制御部１６から出力される電流補正指令値ｉｄ′，ｉｑ′を三相交流の制御信号に逆変換し、ＰＷＭ信号生成部１８に出力するものである。

ＰＷＭ信号生成部１８は、インバータ部４内の三相ブリッジ回路の６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６（図２参照）を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部１８は、ｄｑ逆変換部１７から入力される三相交流の制御信号に基づいて交流電圧信号を生成し、この交流電圧信号と所定の三角波形とを比較してＰＷＭ制御信号を生成する。

次に、本実施形態の特徴部分である第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２における定時間積分処理について述べる。なお、以下の説明においては、主に第１フィルタ部１１における定時間積分処理について述べるが、第２フィルタ部１２における定時間積分処理も同様であるため、その記述を省略する。

まず、インバータ制御部８のｄｑ変換部１０において数式１に示した変換式に基づいてｄｑ変換されたｄ軸出力値ｉｄ及びｑ軸出力値ｉｑは、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２にそれぞれ入力される。第１フィルタ部１１では、基本波の周波数（系統周波数）を「ｆ」とした場合、ｄｑ変換部１０から出力されるｄ軸出力値ｉｄに対して１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行う。すなわち、ｄ軸出力値ｉｄに対して、系統周波数の１周期Ｔの１／２の期間にわたって定時間積分処理を行う。例えば、系統周波数を５０Ｈｚとすると、１０ｍｓｅｃに亘って定時間積分処理を行う。第２フィルタ部１２ではｄｑ変換部１０から出力されるｑ軸出力値ｉｑに対して１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理が行われる。

上述したように、電流センサ９によって検出された三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wをｄｑ変換部１０でｄｑ変換した信号ｉｄには、Ａsin(θ)の直流成分の外にＡ’sin(２ωｔ＋θ’)、Ａ_nsin｛(ｎ−１)ωｔ＋θ_n｝及びＡ_n’sin｛(ｎ＋１)ωｔ＋θ_n’｝の交流成分が含まれる。実際には、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの検出信号に全てのｎ次高調波が含まれているわけではなく、主要な高調波は特定の次数に限られている。

例えば、電流センサ９によって検出された三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wには、信号レベルの小さい高調波（例えば１３次高調波、１５次高調波、１７次高調波）を無視すると、経験的に基本波以外に主として２次高調波、３次高調波、５次高調波、７次高調波が含まれていると考えることができる。

したがって、ｄｑ変換部１０のｄ軸出力値ｉｄは、図４に示すように、基本波、２次高調波、３次高調波、５次高調波及び７次高調波を数式１によりそれぞれｄｑ変換した信号ｉｄ₁，ｉｄ₂，ｉｄ₃，ｉｄ₅，ｉｄ₇を含んだ波形で表すことができる。

なお、数式２，数式４によれば、ｉｄ₁＝Ａsin(θ)、ｉｄ₂＝Ａ₂sin(ωｔ＋θ₂)、ｉｄ₃＝Ａ₃sin（２ωｔ＋θ₃）、ｉｄ₅＝Ａ₅sin（４ωｔ＋θ₅）、ｉｄ₇＝Ａ₇sin（６ωｔ＋θ₇）であるが、図４では、説明の便宜上、位相θ＝θ₂，θ₃，θ₅，θ₇とし、交流信号ｉｄ₂，ｉｄ₃，ｉｄ₅，ｉｄ₇の位相を合わせた状態で描いている。

したがって、図４においては、信号ｉｄ₁，ｉｄ₂，ｉｄ₃，ｉｄ₅，ｉｄ₇は、数式６で表されている。

ここで、３次高調波、５次高調波及び７次高調波等の３次以上の高調波のｄｑ変換値ｉｄ₃，ｉｄ₅，ｉｄ₇については、１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行うと、図４から明らかなように、正負のレベルが互いに相殺されることになり、それらの定時間積分処理が行われた後の値は０になる。すなわち、数式６によると、例えば３次高調波、５次高調波及び７次高調波を示す式には、偶数倍のωｔが含まれるため、これらについて、１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］の定時間積分処理を行うと、これらの値はそれぞれ０になり、第１フィルタ部１１の出力値としては出力されなくなる。なお、上記奇数次高調波以外の奇数次高調波が含まれていても、これらの定時間積分処理の結果は０になる。

したがって、ｄｑ変換部１０のｄ軸出力値ｉｄに対して定時間積分処理を行う場合、その処理結果は、実質的に基本波のｄｑ変換値ｉｄ₁と２次高調波のｄｑ変換値ｉｄ₂に対して定時間積分処理を行ったものになるから、数式７に示す基本波成分と２次高調波成分とで示されるｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）に対し１／（２・ｆ）の定時間について定積分演算を行えばよいことになる。

数式７において、Ａ₂sin（ωｔ＋θ₂）が２次高調波のｄｑ変換値ｉｄ₂であり、ｒが基本波のｄｑ変換値ｉｄ₁（＝Ａsin(θ)）である。このｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）についてΔＴ（＝１／（２・ｆ）、すなわち基本波の１／２周期）の区間の定積分演算を行うと、数式７は数式８で表されることになる。

ここで、角周波数ω＝２πｆ、ΔＴ＝１／（２ｆ）であるので、（ω・ΔＴ／２）＝π／２となるから、これらを数式８に代入すると、数式９となる。

図５は、ｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）に対して定積分演算が行われた場合の数式９に示すｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）の波形を示す図である。この図５及び数式９によると、ｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）について１／（２ｆ）の区間で定積分演算を行うことにより取得される信号においても、２次高調波成分と基本波成分とが含まれる。この場合、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wに２次高調波が重畳されることは少ないので、第１フィルタ部１１の出力にも２次高調波の交流成分が含まれることは少なく、含まれたとしてもそのレベルは基本波の直流成分のレベル対して２／π（約６４％）程度であるので、２次高調波のｄｑ変換値が基本波のｄｑ変換値に与える影響は極めて小さいと言える。このことは、ｑ軸電流信号ｉｑ（ｔ）についても同様である。

したがって、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２からの出力は、基本波をｄｑ変換した直流成分と見做すことができ、この出力を用いてＰＷＭ信号を生成し、インバータ部４を制御しても精度上の問題が生じることはない。

すなわち、従来の構成では、第１及び第２フィルタ部１１，１２の部分には、平均移動フィルタが用いられ、例えば基本波の１周期分のサンプリング動作によってサンプリングデータの移動平均を算出する処理を行うことで、基本波をｄｑ変換した直流成分のみを算出するようにしていたが、本実施形態では、上記のように、基本波の１／２周期の演算時間で、ほぼ基本波をｄｑ変換した直流成分のみを算出することができ、フィードバック制御の高速化が可能となる。

従来の構成のディジタルフィルタでは、低次数の高調波成分を除去しようとすると応答時定数が長くなってしまい、フィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成を更新する期間が長くなるといった問題点があった。しかしながら、本実施形態では、上記したように、１／（２ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行う第１及び第２フィルタ部１１，１２を採用するようにしているので、系統周波数の１周期Ｔの１／２でフィルタリング処理が可能となり、すなわち従来の移動平均処理の１／２の時間でフィルタリング処理ができ、従来の応答時定数における問題を解消することができる。したがって、フィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成の高速化に寄与することができる。

図６は、シミュレーションによるステップ応答の観測例を示す図である。

図６において、縦軸はｄｑ変換後の二相信号ｉｑの振幅を示し、横軸は時間である。また、実線は本実施形態の応答特性を示し、一点鎖線は従来の移動平均フィルタを用いた場合の応答特性を示している。なお、このシミュレーションでは、三相交流電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの基本波の周波数を５０Ｈｚとし、振幅Ａを「１」に正規化し、位相θを「０」としている。したがって、基本波のｄｑ変換値は、数式２よりｉｄ＝０、ｉｑ＝−１となるが、図６では、作図の便宜上ｉｑの正負の符号を逆にして描いている。

図６によれば、時間「０」でフィルタリングの演算処理が開始された後、従来の構成では、信号ｉｑが「１」（基本波の直流成分）に落ち着くまでの時間ｔ１として０．０２ｓｅｃ（５０Ｈｚの１周期）を要しているが、本実施形態では、その１／２の０．０１ｓｅｃ（ｔ２参照）で信号ｉｑがほぼ「１」（基本波の直流成分）に落ち着くことが確認できた。

なお、上記実施形態では、積分時間ΔＴを１／２ｆにしていたが、図６のΔｔで示すように、積分時間ΔＴを１／２ｆよりも僅かに小さくしても２次高調波、３次高調波、５次高調波及び７次高調波のｄｑ変換値が基本波のｄｑ変換値に与える影響は小さい範囲では積分時間ΔＴを１／２ｆよりも小さい値にしてもよい。

また、本実施形態による定時間積分処理においてさらに高精度に算出しようとする場合、２次高調波電流はほとんど変動がないものと考えられることから、例えば、図７に示す構成してもよい。

図７に示す構成は、三相交流信号に含まれる２次高調波成分を三相−ｄｑ変換により抽出し、その抽出値（ｄｑ変換値の直流分）を基本周波数と同一の周波数で回転する座標系に変換することにより、本願発明に係る信号抽出回路から出力される２次高調波成分とほぼ同一の信号を生成し、その信号と本願発明に係る信号抽出回路の出力との差分を演算することにより、当該信号抽出回路の出力に含まれる２次高調波成分を除去するものである。

図７によると、図１のｄｑ変換部１０並びに第１及び第２フィルタ部１１，１２に相当する信号抽出回路は、三相交流信号に含まれる基本周波数のｄｑ変換を行う基本周波数ｄｑ変換部２１と、基本周波数ｄｑ変換部２１のｄ軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりｄ軸の直流成分を抽出する第１フィルタ部２２と、基本周波数ｄｑ変換部２１のｑ軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりｑ軸の直流成分を抽出する第２フィルタ部２３と、２次高調波のｄｑ変換値（交流成分）を生成する２次高調波生成部２４と、第１フィルタ部２２及び２次高調波生成部２４のｄ軸出力同士、第２フィルタ部２３及び２次高調波生成部２４のｑ軸出力同士の差分をそれぞれ演算する相殺部２５とによって構成されている。

２次高調波生成部２４は、三相交流信号に含まれる２次高調波のｄｑ変換を行う２次高調波ｄｑ変換部２４ａと、２次高調波ｄｑ変換部２４ａのｄ軸出力の交流成分を除去する第１ローパスフィルタ部２４ｂと、２次高調波ｄｑ変換部２４ａのｑ軸出力の交流成分を除去する第２ローパスフィルタ部２４ｃと、第１及び第２ローパスフィルタ部２４ｂ，２４ｃからの出力（２次高調ｄｑ変換部２４ａから直流分として出力される２次高調波のｄｑ変換値）の座標系を基本周波数と同一の周波数で回転する回転座標系に変換する２次高調波副変換部２４ｄとによって構成される。また、相殺部２５は、第１フィルタ部２２及び２次高調波生成部２４のｄ軸出力の差分を演算する第１演算回路２５ａと、第２フィルタ部２３及び２次高調波生成部２４のｑ軸出力の差分を演算する第２演算回路２５ｂとによって構成される。

上記構成によれば、第１及び第２フィルタ部２２，２３のｄｑ軸出力には、２次高調波のｄｑ変換成分（交流分）が含まれるが、２次高調波生成部２４によってこの２次高調波のｄｑ変換成分とほぼ同一の信号を生成し、相殺部２５によって第１及び第２フィルタ部２２，２３のｄｑ軸出力から２次高調波のｄｑ変換成分（交流分）を相殺することができるので、基本波成分のみの電流量を求めることができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。この発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

本願発明に係る系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。 三相交流を出力するインバータ部及びフィルタ部の回路構成を示す図である。 ｄｑ軸変換の一例を示すベクトル図である。 ｄｑ変換後の基本波成分、２次高調波成分、３次高調波成分、５次高調波成分及び７次高調波成分の波形を示す図である。 定積分演算が行われた場合のｄ軸電流信号の波形を示す図である。 シミュレーションによるステップ応答の観測例を示す図である。 信号抽出回路の他の構成を示す図である。 従来の、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。

１ 太陽電池
２ 系統連系インバータ装置
３ 電力系統
４ インバータ部
５ フィルタ部
６ トランス部
８ インバータ制御部
９ 電流センサ
１０ ｄｑ変換部
１１ 第１フィルタ部
１２ 第２フィルタ部
１３ 第１演算部
１４ 第２演算部
１５ 第１ＰＩ制御部
１６ 第２ＰＩ制御部
１７ ｄｑ逆変換部
１８ ＰＷＭ信号生成部
２１ 基本周波数ｄｑ変換部
２２ 第１フィルタ部
２３ 第２フィルタ部
２４ ２次高調波生成部
２４ａ ２次高調波ｄｑ変換部
２４ｂ 第１ローパスフィルタ部
２４ｃ 第２ローパスフィルタ部
２４ｄ ２次高調波副変換部
２５ 相殺部
２５ａ 第１演算回路
２５ｂ 第２演算回路

Claims (4)

1. 基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路であって、
   前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第１の回転座標系の第１の二相信号に変換する第１の信号変換手段と、
   前記第１の信号変換手段によって変換された前記第１の二相信号に対して前記基本周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第１の二相信号に含まれる交流成分を除去する第１のフィルタ手段と、
   前記三相交流信号を前記基本周波数の２倍の周波数を有する角周波数で回転する第２の回転座標系の第２の二相信号に変換する第２の信号変換手段と、
   前記第２の信号変換手段によって変換された前記第２の二相信号に含まれる交流成分を除去する第２のフィルタ手段と、
   前記第２のフィルタ手段から出力される前記第２の二相信号を前記第１の回転座標系の信号に変換する第３の信号変換手段と、
   前記第１のフィルタ手段から出力される前記第１の二相信号から前記第３の信号変換手段から出力される前記第２の二相信号を減算して前記第１の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、
   を備えたことを特徴とする、信号抽出回路。
2. 前記第１の信号変換手段は、前記三相交流信号を前記第１の回転座標系の互いに直交するｄ軸及びｑ軸の信号に変換し、
   前記第１のフィルタ手段は、前記第１の信号変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項１に記載の信号抽出回路。
3. 直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、
   複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、
   前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、
   前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の周波数を有する角周波数で回転する第１の回転座標系の第１の二相信号に変換する第１の信号変換手段と、
   前記第１の信号変換手段によって変換された前記第１の二相信号に対して前記系統周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記第１の二相信号に含まれる交流成分を除去する第１のフィルタ手段と、
   前記三相交流信号を前記系統周波数の２倍の周波数を有する角周波数で回転する第２の回転座標系の第２の二相信号に変換する第２の信号変換手段と、
   前記第２の信号変換手段によって変換された前記第２の二相信号に含まれる交流成分を除去する第２のフィルタ手段と、
   前記第２のフィルタ手段から出力される前記第２の二相信号を前記第１の回転座標系の信号に変換する第３の信号変換手段と、
   前記第１のフィルタ手段から出力される前記第１の二相信号から前記第３の信号変換手段から出力される前記第２の二相信号を減算して前記第１の二相信号に含まれる二次高調波を除去する二次高調波除去手段と、
   前記二次高調波除去手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、
   前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、
   前記比例積分制御手段から出力される二相信号を三相交流の制御信号に変換する信号逆変換手段と、
   前記信号逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
4. 前記第１の信号変換手段は、
   前記三相交流信号を前記第１の回転座標系の互いに直交するｄ軸及びｑ軸の信号に変換し、
   前記第１のフィルタ手段は、前記第１の信号変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項３に記載の系統連系インバータ装置。

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