JP6379978B2 - 電力変換器制御装置 - Google Patents

Description

この発明は電力変換器を制御する技術に関し、特にＬＣフィルタを介して結合する整流回路とインバータとを備える電力変換器を制御する技術に関する。

従来から、電力変換器において流れる電流の高調波成分を低減することが要求されている。例えば下掲の特許文献１では、ダイオードブリッジとインバータ部との間に設けられたＬＣフィルタがインダクタンス素子を有している構成が例示されている。そして当該インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、インバータ部を制御し、以てＬＣフィルタによる共振を抑制している。

下掲の特許文献２では、負荷に流れる電流をフーリエ変換して、インバータが出力する電圧の基本周波数についての（６ｎ−１）次成分、（６ｎ＋１）次成分を求め、それらに基づいて電源電流の高調波を低減している。この際、電源高調波を低減するため、インバータの変調率や、電圧指令が修正される。

下掲の特許文献３では、モータ電流の指令値についてフーリエ変換を行い、モータの電圧の基本周波数についての６次成分を抽出し、これを指令値から除去することによって、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減している。

下掲の特許文献４でも、ダイオードブリッジとインバータ部との間に設けられたＬＣフィルタがインダクタンス素子を有している構成が例示されている。そして当該インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、電圧制御率（変調率）が修正され、直流電圧の高調波成分を低減している。

特許第４０６７０２１号公報 特許第５２２９４１９号公報 特許第５２８８００９号公報 特開２０１４−６８４９８号公報

特許文献２では、負荷に流れる電流にフーリエ変換を行って上記の（６ｎ−１）次成分、（６ｎ＋１）次成分を求めるものの、そのフーリエ変換において採用される積分期間についての言及はない。

特許文献３では、モータ電流の指令値についてフーリエ変換を行って上記の６次成分を抽出するものの、そのフーリエ変換において採用される積分期間については、交流電源の半周期の整数倍を採用している。

しかしながら、フーリエ変換は周期関数を利用して行うものであるため、その誤差低減するためには当該積分期間を適切に選定することが望ましい。

そこで本発明は、適切な積分期間を採用したフーリエ変換を行うことにより、電力変換器における高調波成分の低減をより精度良く行う技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる電力変換器制御装置は電力変換器（９）を制御する装置である。当該電力変換器は、第１交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流する整流回路（３）と、ＬＣフィルタ（５）を介して前記整流回路から得られる整流電圧（Ｖｄｃ）を第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して負荷（２）に印加するインバータ（４）と、前記整流回路の一方の出力端と前記インバータの一方の入力端との間に接続された誘導性素子（Ｌ１）と、前記インバータの前記一方の入力端と他方の入力端との間に接続されて前記誘導性素子と共に前記ＬＣフィルタを構成する容量性素子（Ｃ１）とを備える。

そしてこの発明にかかる電力変換器制御装置の第１の態様は、前記インバータの変調率（ｋ）もしくは前記インバータに対する指令値（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）を、修正量（１−Ｖｈ・cosΘ；Ｖｄｈ，Ｖｑｈ）で修正する修正部（７１３；７１７，７１８）と、修正位相（Θ）を用いて前記修正量を生成する修正量生成部（７１６Ａ；７１６Ｂ）と、前記誘導性素子又は前記容量性素子の両端電圧（ＶＬ，Ｖｄｃ）に対して前記第２交流電圧の周期（２π／ω_ｅ）でフーリエ変換を行って第１位相（δ）を求め、前記第２交流電圧の位相（θ）を整数倍して第２位相（６θ）を求め、前記第１位相と前記第２位相とを加算して前記修正位相を生成する高調波位相演算部（７０３）とを備える。

この発明にかかる電力変換器制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記修正量の振幅（Ｖｈ）を、前記第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の角速度（ω_ｅ）に基づいて決定する高調波振幅演算部（７０２）を更に備える。

この発明にかかる電力変換器制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記修正量（１−Ｖｈ・cosΘ）を乗算することによって前記変調率（ｋ）が修正される。前記修正量生成部（７１６Ａ）は、前記修正位相の余弦値（cosΘ）を求める余弦値取得部（７１６ｇ）と、前記修正量の振幅（Ｖｈ）と前記余弦値とを乗算する乗算器（７１６ｈ）と、前記乗算器の乗算結果を値１から差し引いて前記修正量を求める減算器（７１６ｊ）とを有する。

この発明にかかる電力変換器制御装置の第４の態様は、その第２の態様であって、前記負荷（２）は回転電機である。前記修正量（Ｖｄｈ，Ｖｑｈ）を減算することによって前記指令値（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）が修正される。前記指令値は前記回転電機の界磁と同相の第１指令値（Ｖｄ^＊）と、前記界磁に対して位相が９０度進んだ第２指令値（Ｖｑ^＊）とを含む。前記修正量生成部（７１６Ｂ）は、前記修正位相の正弦値（sinΘ）を求める正弦値取得部（７１６ａ）と、前記修正位相の余弦値（cosΘ）を求める余弦値取得部（７１６ｂ）と、前記修正量の振幅（Ｖｈ）と前記正弦値とを乗算する第１乗算器（７１６ｃ）と、前記修正量の振幅と前記余弦値とを乗算する第２乗算器（７１６ｄ）とを有する。そして前記第１乗算器の乗算結果（Ｖｄｈ）が前記第１指令値に対する前記修正量として、前記第２乗算器の乗算結果（Ｖｑｈ）が前記第２指令値に対する前記修正量として、それぞれ採用される。

この発明にかかる電力変換器制御装置の第５の態様は、その第１〜４の態様のいずれかであって、前記第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相電圧である。前記第２位相（６θ）は、前記第２交流電圧の位相（θ）を６の整数倍して求められる。

適切な積分期間を採用したフーリエ変換を行うことにより、電力変換器における高調波成分の低減がより精度良く行われる。

実施の形態に示される技術が適用可能な直接形電力変換器の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態にかかる制御装置の構成を例示するブロック図である。 高調波位相演算部の構成を例示するブロック図である。 比較例となる積分期間を説明するグラフである。 第１の実施の形態における積分期間を説明するグラフである。 第１の実施の形態における補償項生成部の構成を例示するブロック図である。 第２の実施の形態にかかる制御装置の構成の一部を例示するブロック図である。 第２の実施の形態における補償項生成部の構成を例示するブロック図である。

Ａ．電力変換器の構成．
図１は、下記実施の形態に示される技術が適用可能な電力変換器たる直接形電力変換器９の構成を例示する回路図である。直接形電力変換器９は、コンバータ３とインバータ４と、両者を接続する一対の直流電源線ＬＨ，ＬＬとを有している。

コンバータ３は整流回路として機能し、交流電源１から得られる三相（ここではＲ相、Ｓ相、Ｔ相とする）の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ（以下「第１交流電圧」とも称す）を整流し、ＬＣフィルタ５を介して、一対の直流電源線ＬＨ，ＬＬに整流電圧Ｖｄｃを出力する。

コンバータ３は例えば電流形整流器であって、パルス幅変調で動作する。コンバータ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続された複数の電流経路を有する。コンバータ３の電流経路のうちＲ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎを含む。スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ同士の接続点には交流電圧Ｖｒが印加される。コンバータ３の電流経路のうちＳ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｓｎを含む。スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の接続点には電圧Ｖｓが印加される。コンバータ３の電流経路のうちＴ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｔｐ，Ｓｔｎを含む。スイッチング素子Ｓｔｐ，Ｓｔｎ同士の接続点には電圧Ｖｔが印加される。

スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは直流電源線ＬＨ側に、スイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは直流電源線ＬＬ側に、それぞれ接続される。

インバータ４は例えば電圧形インバータであり、例えば瞬時空間ベクトル制御（以下、単に「ベクトル制御」と称す）に従ったパルス幅変調で動作する。インバータ４は三相（ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする）の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（以下「第２交流電圧」とも称す）を出力する。

インバータ４は、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で並列に接続された複数の電流経路を有する。

インバータ４の電流経路のうちＵ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ同士の接続点からは交流電圧Ｖｕが得られる。インバータ４の電流経路のうちＶ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎを含む。スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ同士の接続点からは交流電圧Ｖｖが得られる。インバータ４の電流経路のうちＷ相に対応するものは、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ同士の接続点からは交流電圧Ｖｗが得られる。

スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは直流電源線ＬＨ側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を上アーム側のスイッチング素子として把握する。スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは直流電源線ＬＬ側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を下アーム側のスイッチング素子として把握する。つまり直流電源線ＬＨの電位は直流電源線ＬＬの電位よりも高い。

上述のスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ自体の構成は公知であるので、詳細な説明は省略する。

負荷２は誘導性負荷であってインバータ４に接続される。具体的には負荷２は、Ｙ結線されて交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される三相コイルを有する回転電機、例えばモータである。回路図上は三相コイルの各々の抵抗成分が、当該コイルに直列接続される抵抗として記載されている。当該コイルの内、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に相当するものにはそれぞれ負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これらの電流は電流センサ（図示省略）によってモニタリングされる。

直流電源線ＬＨには誘導性素子たるインダクタＬ１が挿入される。またインダクタＬ１よりもインバータ４側において，容量性素子たるコンデンサＣ１が直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。

より具体的には、インダクタＬ１は、コンバータ３の一方の（図１に即して言えば直流電源線ＬＨに接続される側の）出力端とインバータ４の一方の（図１に即して言えば直流電源線ＬＨに接続される側の）入力端との間に接続される。コンデンサＣ１は、インバータ４の上記一方の入力端と他方の（図１に即して言えば直流電源線ＬＬに接続される側の）入力端との間に接続される。コンデンサＣ１は、インダクタＬ１と共にＬＣフィルタ５を構成する。

後述する説明の便宜上、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ（これは上述の整流電圧Ｖｄｃと同視される）、インダクタＬ１の両端電圧ＶＬを、それぞれ導入する。これらは周知の技術によって測定することができる。

Ｂ．第１の実施の形態．
図２はこの発明の第１の実施の形態にかかる制御装置７Ａの構成を例示するブロック図である。制御装置７Ａは直接形電力変換器９の動作を制御する、電力変換器制御装置として機能する。

制御装置７Ａは、負荷２たるモータの回転角速度ω_ｍ及びその指令値ω_ｍ ^＊、第２交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの角速度ω_ｅ、誘起電圧係数Ｋｅ、両端電圧ＶＬ、補正前の変調率ｋ０、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、位相制御指令値β^＊、並びにモータ位置角（電気角）たる位相θを入力し、ゲート信号Ｓｕｐ^＊，Ｓｖｐ^＊，Ｓｗｐ^＊，Ｓｕｎ^＊，Ｓｖｎ^＊，Ｓｗｎ^＊を出力する。

本実施の形態では、両端電圧Ｖｄｃが一定であるとしたときの変調率ｋ０を修正することにより、高調波を低減する変調率ｋを求める技術を説明する。

共振抑制制御演算部７０１は、両端電圧ＶＬを入力し、これに所定のゲインを乗じ、あるいは更に時間遅延させて共振抑制量を出力する。共振抑制量は減算器７１５において変調率ｋ０から減算され、ＬＣフィルタ５の共振による両端電圧Ｖｄｃの変動を抑制する変調率が得られる。かかる技術は例えば特許文献４等で公知の技術であるので、その詳細な説明は省略する。

高調波振幅演算部７０２は、角速度ω_ｅと誘起電圧係数Ｋｅとの積に比例する高調波振幅Ｖｈを決定する。

高調波振幅Ｖｈを求める技術は、例えば特許文献３で示された「ゲイン調整部(54b)」等で公知の技術であるので、その詳細な説明は省略する。但し、特許文献３で示された無負荷誘起電圧ωφは本実施の形態にいう角速度ω_ｅと誘起電圧係数Ｋｅとの積に相当する量である。

高調波位相演算部７０３は、両端電圧ＶＬと、位相θと、角速度ω_ｅとを入力し、修正位相Θを出力する。高調波位相演算部７０３の構成及び機能は、後に図３を用いて詳述する。

補償項生成部７１６Ａは、高調波振幅Ｖｈ、修正位相Θに基づいて、変調率に対する補償項を生成する。補償項生成部７１６Ａの構成及び機能は、後に図６を用いて詳述する。

乗算器７１３は、当該補償項と減算器７１５の出力とを乗算し、変調率ｋを出力する。

ＰＷＭ変調部７１４は、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊及び変調率ｋを用いてゲート信号Ｓｕｐ^＊，Ｓｖｐ^＊，Ｓｗｐ^＊，Ｓｕｎ^＊，Ｓｖｎ^＊，Ｓｗｎ^＊を生成する。ここでｄ軸はモータの界磁（図示省略）と同相であって、ｑ軸は界磁に対して位相が９０度進む。

かかるゲート信号の生成については公知の技術を採用して実現されるので、その演算の詳細は省略する。換言すれば、変調率ｋ0を変調率ｋに置換するだけで、公知の技術を転用して６±１次調波に基づいた高調波電力を低減することができる。

なお、ＬＣフィルタ５の共振を抑制する必要が無ければ、共振抑制制御演算部７０１や減算器７１５を省略し、乗算器７１３において変調率ｋ０と補償項とが乗算されてもよい。

指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を得るための技術も公知の技術であるので詳細は省略するが、以下に簡単に説明する。

減算器７０５は回転角速度ω_ｍとその指令値ω_ｍ ^＊との偏差を求めてＰＩ制御部７０６に入力する。ＰＩ制御部７０６は公知のＰＩ制御（比例・積分制御）を行って電流指令値Ｉａ^＊を生成する。ｄ軸電流指令値生成部７０７及びｑ軸電流指令値生成部７０８には、電流指令値Ｉａ^＊及び位相制御指令値β^＊が入力され、それぞれ位相制御指令値β^＊の符号を負とした（−β^＊）についての電流指令値Ｉａ^＊の正弦成分及び余弦成分がｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊として求められる。

座標系変換部７０４は負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと位相θに基づいてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを求め、それぞれ減算器７０９，７１０に対して出力される。

減算器７０９はｄ軸電流Ｉｄとその指令値Ｉｄ^＊との偏差ΔＩｄを出力する。減算器７１０はｑ軸電流Ｉｑとその指令値Ｉｑ^＊との偏差ΔＩｑを出力する。

干渉補償部７１１はモータのインダクタンスＬｄ，Ｌｑに基づくインピーダンスω_ｅ・Ｌｄ，ω_ｅ・Ｌｑ、及び誘起電圧係数Ｋｅによるｄ軸／ｑ軸間の相互干渉を補償する演算を行う。ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと偏差ΔＩｄ，ΔＩｑ及び角速度ω_ｅを入力してｄ軸電圧の指令値たるｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧の指令値たるｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を生成する。かかる演算は周知技術であるのでその詳細は省略する。

図３は高調波位相演算部７０３の構成を例示するブロック図である。

逓倍器７０３ａは角速度ω_ｅを入力してこれを６倍に逓倍し、６次の角速度６ω_ｅを出力する。

正弦値算出器７０３ｃは、入力した角速度６ω_ｅと時間ｔとの積の正弦値sin（６ω_ｅ・ｔ）を出力する。余弦値算出器７０３ｄは、入力した角速度６ω_ｅと時間ｔとの積の余弦値cos（６ω_ｅ・ｔ）を出力する。例えば時間ｔは、負荷電流ｉｕが０となる時点を基準に採ることができる。

乗算器７０３ｅは、正弦値算出器７０３ｃから出力された正弦値と両端電圧ＶＬとの積を出力する。乗算器７０３ｆは、余弦値算出器７０３ｄから出力された余弦値と両端電圧ＶＬとの積を出力する。

総和算出器７０３ｇは乗算器７０３ｅからの出力を経時的に期間Ｔｆで加算する。総和算出器７０３ｉは乗算器７０３ｆからの出力を経時的に期間Ｔｆで加算する。この加算の期間Ｔｆについては積分期間Ｔｆとして後に詳述する。

フーリエ変換演算部７０３ｈは、総和算出器７０３ｇの出力の二乗と、総和算出器７０３ｉの二乗との和（以下「二乗和」とも称す）を求める。このようないわゆる積和演算は公知であるので、その詳細は省略する。

位相調整部７０３ｊは、フーリエ変換演算部７０３ｈから得た二乗和を入力し、両端電圧ＶＬの角速度６ω_ｅについての位相δを出力する。乗算器７０３ｋは逓倍器７０３ａから得られた角速度６ω_ｅに時間ｔを乗じて位相６θを出力する。加算器７０３ｍは位相６θと位相δとを加算して、修正位相Θ＝６θ＋δを出力する。このような位相調整部７０３ｊや加算器７０３ｍの機能は公知であり（例えば特許文献３を参照）、その詳細な説明は省略する。

総和算出器７０３ｇ、総和算出器７０３ｉで採用される積分期間Ｔｆは、フーリエ変換積分周期演算部７０３ｂから出力される。フーリエ変換積分周期演算部７０３ｂは、角速度ω_ｅを入力し、π／ω_ｅの整数倍を積分期間Ｔｆとして出力する。以下、この積分期間Ｔｆについて比較例を交えて説明する。

図４及び図５は積分期間を説明するグラフである。両端電圧ＶＬの６次成分ＶＬ＾を導入して、その周期は２π／（６ω_ｅ）＝π／（３ω_ｅ）である。

図４は特許文献３で示された技術に即した波形を示す。交流電源１から得られる交流電圧Ｖｒの周波数ｆｓを導入すると、期間１／（２ｆｓ）の整数倍がフーリエ変換で採用される積分期間となる。

インバータ４が出力する第２交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、交流電源１から得られる第１交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔとは整数倍の関係にあるとは限らない。よって、期間１／（２ｆｓ）の整数倍が、必ず６次成分ＶＬ＾の周期π／（３ω_ｅ）の整数倍になるとは限らない。

図４に示されるように、期間１／（２ｆｓ）の整数倍として、期間１／（２ｆｓ）自身を採用する場合を考察する。図４の例示では、交流電圧Ｖｒが正となる半周期において正整数Ｎ１を導入して１／（２ｆｓ）＝Ｎ１・π／（３ω_ｅ）＋Δ１が成立し、交流電圧Ｖｒが負となる半周期において正整数Ｎ２を導入して１／（２ｆｓ）＝Ｎ２・π／（３ω_ｅ）＋Δ２が成立している。但しΔ１＜π／（３ω_ｅ）、Δ２＜π／（３ω_ｅ）である。

もしΔ１＝Δ２＝０が常に成立すれば、積分期間に起因したフーリエ変換の誤差は原理的には無視できる。６次成分ＶＬ＾は周期関数であり、その周期π／（３ω_ｅ）のＮ１倍、あるいはＮ２倍に亘る積分結果は、その周期π／（３ω_ｅ）に亘る積分結果と一致するからである。

しかし上述のように、一般にはΔ１＝Δ２＝０が常に成立するとは言えない。よって期間１／（２ｆｓ）の整数倍をフーリエ変換の積分期間とすると、６次成分ＶＬ＾に対応するフーリエ変換の結果には、期間Δ１，Δ２に起因した誤差が生じることになる。

他方、図５は本実施の形態で採用される技術に即した波形を示す。第２交流電圧Ｖｕ、あるいは負荷電流ｉｕの一周期は２π／ω_ｅであり、その半周期π／ω_ｅは、６次成分ＶＬ＾の周期π／（３ω_ｅ）の３倍である。よって積分期間Ｔｆとして、π／ω_ｅの整数倍を採用することにより、積分期間Ｔｆは常に周期π／（３ω_ｅ）の整数倍となる。これにより、フーリエ変換の誤差は原理的には無視できる。

このようにして、適切な積分期間を採用したフーリエ変換を行うことにより、電力変換器における高調波成分の低減をより精度良く行うことができる。

図６は補償項生成部７１６Ａの構成を例示するブロック図である。

余弦値算出器７１６ｇは、入力した修正位相Θの余弦値cos（Θ）を求める。乗算器７１６ｈは余弦値cos（Θ）に対し、高調波振幅Ｖｈを乗じる。そして減算器７１６ｊは乗算器７１６ｈの乗算結果を値１から差し引いて、修正量（１−Ｖｈ・cos（Θ））を出力する。この修正量が上述の補償項として乗算器７１３（図２参照）の乗算に供せられる。つまり補償項生成部７１６Ａは修正位相Θを用いて修正量（１−Ｖｈ・cosΘ）を生成する修正量生成部として、乗算器７１３は変調率を修正量（１−Ｖｈ・cosΘ）で修正する修正部として、それぞれ機能する。

このような補償項（修正量）を変調率に乗算して、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの６±１次成分の高調波を低減できる技術それ自体は、例えば特許文献２等で公知であるので、その詳細を省略する。

Ｃ．第２の実施の形態．
図７はこの発明の第２の実施の形態にかかる制御装置７Ｂの構成の一部を例示するブロック図である。制御装置７Ｂは直接形電力変換器９の動作を制御する電力変換器制御装置として機能する。

制御装置７Ｂは、第１の実施の形態において図２で示された制御装置７Ａと同様に、共振抑制制御演算部７０１、高調波振幅演算部７０２、高調波位相演算部７０３、座標系変換部７０４、減算器７０５、ＰＩ制御部７０６、ｄ軸電流指令値生成部７０７、ｑ軸電流指令値生成部７０８、減算器７０９，７１０、干渉補償部７１１、減算器７１５を備えている。よって図７では図２と重複する構成要素については省略、あるいは簡略化して示した。

制御装置７Ｂは、制御装置７Ａの補償項生成部７１６Ａに代えて、補償項生成部７１６Ｂを備える。また、減算器７１８，７１７をも備える。そして補償項生成部７１６Ｂが出力する補償項は、減算器７１８，７１７においてそれぞれ指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を修正する。

本実施の形態でも、共振抑制制御演算部７０１と減算器７１５を用いて変調率を修正する場合を例示する。但し第１の実施の形態で説明したように、ＬＣフィルタ５の共振を抑制する必要が無ければ、共振抑制制御演算部７０１や減算器７１５を省略し、変調率ｋ０をＰＷＭ変調部７１４に入力してもよい。

図８は、補償項生成部７１６Ｂの構成を例示するブロック図である。

正弦値算出器７１６ａは、入力した修正位相Θの正弦値sin（Θ）を求める正弦値取得部として機能する。余弦値算出器７１６ｂは、入力した修正位相Θの余弦値cos（Θ）を求める余弦値取得部として機能する。乗算器７１６ｃは正弦値sin（Θ）に対し、高調波振幅Ｖｈを乗じる。乗算器７１６ｄは余弦値cos（Θ）に対し、高調波振幅Ｖｈを乗じる。乗算器７１６ｃの乗算結果、即ちＶｈ・sin（Θ））が修正量Ｖｄｈとして出力される。乗算器７１６ｄの乗算結果、即ちＶｈ・cos（Θ））が修正量Ｖｑｈとして出力される。修正量Ｖｄｈ，Ｖｑｈが本実施の形態における補償項となる。つまり補償項生成部７１６Ｂは修正位相Θを用いて修正量Ｖｄｈ，Ｖｑｈを生成する修正量生成部として、減算器７１８，７１７は、指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を、修正量Ｖｄｈ，Ｖｑｈで修正する修正部として、それぞれ機能する。

このような修正量Ｖｄｈ，Ｖｑｈを、それぞれ指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊から差し引いて、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの６±１次成分の高調波を低減できる技術それ自体は、例えば特許文献２等で公知であるので、その詳細を省略する。

本実施の形態でも第１の実施の形態と同様にして、適切な積分期間を採用したフーリエ変換を行うことにより、電力変換器における高調波成分の低減をより精度良く行うことができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

例えば逓倍器７０３ａは角速度ω_ｅを入力してこれを６ｎ倍に逓倍し、６ｎ次の角速度６ｎ・ω_ｅを出力してもよい。この場合、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの６ｎ±１次成分の高調波を低減できる。

また、両端電圧ＶＬ，Ｖｄｃの和がコンバータ３の出力電圧となり、これは第１交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔによって決定される。よって両端電圧Ｖｄｃの６ｎ次成分は，両端電圧ＶＬの６ｎ次成分と符号が反対になるだけである。よって両端電圧ＶＬに代えて、両端電圧Ｖｄｃを高調波振幅演算部７０２，高調波位相演算部７０３に入力して、それぞれ高調波振幅Ｖｈ、修正位相Θを得るような設計的変更も可能である。

２ 負荷
３ 整流回路
４ インバータ
７０２ 高調波振幅演算部
７０３ 高調波位相演算部
７１３，７１６ｃ，７１６ｄ，７１６ｈ 乗算器
７１６ａ 正弦値算出器
７１６ｂ 余弦値算出器
７１６Ａ，７１６Ｂ 補償項生成部
７１６ｊ，７１７，７１８ 減算器
９ 電力変換器
Ｃ１ コンデンサ
Ｌ１ インダクタ

Claims (5)

1. 第１交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流する整流回路（３）と、
   ＬＣフィルタ（５）を介して前記整流回路から得られる整流電圧（Ｖｄｃ）を第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して負荷（２）に印加するインバータ（４）と、
   前記整流回路の一方の出力端と前記インバータの一方の入力端との間に接続された誘導性素子（Ｌ１）と、前記インバータの前記一方の入力端と他方の入力端との間に接続されて前記誘導性素子と共に前記ＬＣフィルタを構成する容量性素子（Ｃ１）と
   を備える電力変換器（９）を制御する装置であって、
   前記インバータの変調率（ｋ）もしくは前記インバータに対する指令値（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）を、修正量（１−Ｖｈ・cosΘ；Ｖｄｈ，Ｖｑｈ）で修正する修正部（７１３；７１７，７１８）と、
   修正位相（Θ）を用いて前記修正量を生成する修正量生成部（７１６Ａ；７１６Ｂ）と、
   前記誘導性素子又は前記容量性素子の両端電圧（ＶＬ，Ｖｄｃ）に対して前記第２交流電圧の周期（２π／ω_ｅ）でフーリエ変換を行って第１位相（δ）を求め、前記第２交流電圧の位相（θ）を整数倍して第２位相（６θ）を求め、前記第１位相と前記第２位相とを加算して前記修正位相を生成する高調波位相演算部（７０３）と
   を備える、電力変換器制御装置。
2. 前記修正量の振幅（Ｖｈ）を、前記第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の角速度（ω_ｅ）に基づいて決定する高調波振幅演算部（７０２）を更に備える、請求項１記載の電力変換器制御装置。
3. 前記修正量（１−Ｖｈ・cosΘ）を乗算することによって前記変調率（ｋ）が修正され、
   前記修正量生成部（７１６Ａ）は、
   前記修正位相の余弦値（cosΘ）を求める余弦値取得部（７１６ｇ）と、
   前記修正量の振幅（Ｖｈ）と前記余弦値とを乗算する乗算器（７１６ｈ）と、
   前記乗算器の乗算結果を値１から差し引いて前記修正量を求める減算器（７１６ｊ）とを有する、請求項２記載の電力変換器制御装置。
4. 前記負荷（２）は回転電機であり、
   前記修正量（Ｖｄｈ，Ｖｑｈ）を減算することによって前記指令値（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）が修正され、
   前記指令値は前記回転電機の界磁と同相の第１指令値（Ｖｄ^＊）と、前記界磁に対して位相が９０度進んだ第２指令値（Ｖｑ^＊）とを含み、
   前記修正量生成部（７１６Ｂ）は、
   前記修正位相の正弦値（sinΘ）を求める正弦値取得部（７１６ａ）と、
   前記修正位相の余弦値（cosΘ）を求める余弦値取得部（７１６ｂ）と、
   前記修正量の振幅（Ｖｈ）と前記正弦値とを乗算する第１乗算器（７１６ｃ）と、
   前記修正量の振幅と前記余弦値とを乗算する第２乗算器（７１６ｄ）と
   を有し、
   前記第１乗算器の乗算結果（Ｖｄｈ）が前記第１指令値に対する前記修正量として、前記第２乗算器の乗算結果（Ｖｑｈ）が前記第２指令値に対する前記修正量として、それぞれ採用される、請求項２記載の電力変換器制御装置。
5. 前記第２交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相電圧であって、
   前記第２位相（６θ）は、前記第２交流電圧の位相（θ）を６倍して求められる、請求項１〜４のいずれか一つに記載の電力変換器制御装置。

Images