JP4715429B2 - 交直変換回路 - Google Patents

Description

この発明は、入力電流を高力率に制御しながら、交流電源から直流電力を得る交直変換回路に関する。

図９に、特許文献１に示されるような力率改善回路と、直流−直流（ＤＣ−ＤＣ）変換回路とからなる交直変換回路の従来例を示す。図１０はその動作説明図である。
図９において、１は交流電源、２，２６はコイル、４，７〜１０，１５〜１８はダイオード、２０，２２，２３はスイッチング素子、３０，３２はコンデンサ、４０は変圧器である。なお、ダイオード１５〜１８からなる整流回路とスイッチング素子２０とにより力率改善回路が、また、ダイオード７，８およびスイッチング素子２２，２３からなる変換回路と、ダイオード９，１０やコンデンサ３２からなる整流平滑回路とにより直流−直流変換回路を形成している。

いま、交流電源１の電圧Ｖ_inが正の場合、スイッチング素子２０がオンすると、電流は交流電源１→ダイオード１５→コイル２→スイッチング素子２０→ダイオード１８→交流電源１の経路でコイル２の電流ｉ₂が上昇し、素子２０がオフすると、電流ｉ₂はコイル２→ダイオード４→コンデンサ３０→ダイオード１８→交流電源１→ダイオード１５→コイル２の経路で減少する。一方、交流電源１の電圧Ｖ_inが負の場合は、ダイオード１６，１７が導通し、上記と同様な動作となる。よって、素子２０を適切なゲート信号で駆動することにより、入力電流を正弦波状に制御することができ、高力率に制御しながらコンデンサ３０の両端間に直流電圧を得ることができる。

こうして得られる直流電圧は入力電圧の振幅よりも高い電圧となるため、入力電圧の振幅値よりも低い電圧が必要な場合、または交流入力側から絶縁するために小形な高周波変圧器を用いている場合などに備えて、直流−直流変換回路が必要となる。そこで、スイッチング素子２２，２３をオンすると、コンデンサ３０の電圧は素子２２，２３を介して変圧器４０に印加される。変圧器４０の２次側にも変圧器の変圧比に比例した同様な電圧が発生し、コイル２６の電流ｉ₂₆は上昇する。また、素子２２，２３がオフすると、変圧器４０に蓄えられている励磁エネルギーはダイオード７，８を介してコンデンサ３０に回生され、変圧器には逆電圧が発生する。一方、電流ｉ₂₆はコイル２６→コンデンサ３２→ダイオード１０→コイル２６の経路で還流しながら減少する。よって、素子２２，２３の制御信号のパルス幅や変圧器の巻数比を適当に選ぶことにより、絶縁された所望の直流電圧を得ることができる。

特開２００５−１１０４３４号公報

ところで、図９のような力率改善回路では、常に３つの半導体を電流が通過し、各半導体で導通損失が発生するので、大きな損失となる。さらに、発生した損失による温度上昇を抑制するための冷却体の体積・コストが増加する。
したがって、この発明の課題は、電流の通過素子数を低減し、発生損失を低減して高効率化を図るとともに、冷却体の小形，低コスト化を図ることにある。

また、直流−直流変換回路の出力側に接続されるコンデンサ（３２）は、電流リプルや電圧リプルを許容するように決定される。よって、リプル電流やリプル電圧は出力側に接続される電解コンデンサの体積・コストを増加させるだけでなく、装置の寿命を短くする結果となる。さらに、出力電圧のリプル成分は負荷に接続されている機器を誤動作させたり、または破損させるなどの悪影響を与える。
よって、この発明では電解コンデンサに流れるリプル電流やリプル電圧を低減して小形，低コストな電解コンデンサの適用を可能とし、装置を長寿命化できるだけでなく出力電圧を高性能化できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、１つの交流電源から２Ｎ（Ｎは自然数）個の直流出力を得る交直変換回路において、
交流入力端子間に、ダイオードとスイッチング素子からなる直列回路をそれぞれ２Ｎ個接続し、この直列回路の一端に他のダイオードを介してコンデンサを接続し、このコンデンサの両端間に直流出力端子をそれぞれ接続することを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記スイッチング素子とダイオードとの直列回路を、逆方向の電流阻止能力を持つスイッチ素子に置き換えることができる（請求項２の発明）。

請求項１または２の発明においては、前記それぞれのスイッチング素子を、同一の信号でそれぞれ制御することすることができる（請求項３の発明）。
また、上記請求項１〜３のいずれかの発明においては、前記２Ｎ個の直流出力端子に直流−直流変換回路をそれぞれ接続し、この直流−直流変換回路の出力端子を並列接続し、一方の直流−直流変換回路の制御信号に対して、他方の直流−直流変換回路の制御信号の位相をずらすことができ（請求項４の発明）、または、前記２Ｎ個の直流出力端子に直流−直流変換回路をそれぞれ接続し、この直流−直流変換回路の出力端子を直列接続し、一方の直流−直流変換回路の制御信号に対して、他方の直流−直流変換回路の制御信号の位相をずらすことができる（請求項５の発明）。

この発明によれば、電流の通過素子数を低減できるので、高効率化が可能となる。また、直流−直流変換回路を組合わせることにより、リプル電流やリプル電圧を低減でき、装置の小形化，低コスト化，高性能化，長寿命化が可能となる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図で、２つの直流出力を得る場合を示すが、一般的には２Ｎ（自然数）個の直流出力を得ることが可能である。図２は図１の動作説明図である。
図１において、主回路としてダイオード３，４およびスイッチング素子２０からなる第１の回路と、ダイオード５，６およびスイッチング素子２１からなる第２の回路とを交流電源１に対して並列に接続している。第1の回路では、ダイオード３とスイッチング素子２０との直列回路を交流入力端子に接続し、ダイオード３とスイッチング素子の接続点と直流出力端子との間にダイオード４が接続されている。第２の回路もダイオード５，６スイッチング素子２１が同様に接続されている。かかる構成の第1の回路ならびに第２の回路を後述の制御にて駆動することにより、コンデンサ３０，３１に所望の電圧を発生させ、１つの交流電源１から２つの直流出力を得るようにしたものである。
また、入力電圧検出器１０１、入力電圧極性判別器１０２、出力電圧誤差増幅器１０３、乗算回路１０４、入力電流誤差増幅器１０５、パルス幅変調器１０６、パルス分配器１０７および出力電圧検出器１０８は上記主回路の制御部を示す。

入力電圧は入力電圧検出器１０１によって検出され、入力電圧極性判別器１０２においてその極性が判別される。一方、上記第１の回路と第２の回路の２つの出力電圧が出力電圧検出器１０８によって検出され、出力電圧が指令値と等しくなるように出力電圧誤差増幅器１０３にて制御される。入力電圧検出器１０１によって検出された入力電圧は、乗算回路１０４において出力電圧誤差増幅器１０３からの出力と乗算され、所定の振幅に調整される。乗算回路１０４の出力と、変流器を介して検出された入力電流は入力電流誤差増幅器１０５に与えられ、入力電流を正弦波状に制御するための指令信号が生成される。パルス幅変調器１０６では、入力電流誤差増幅器１０５の出力信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号が作成され、このＰＷＭ信号は入力電圧の極性によって素子２０または２１のゲート信号に振り分けられる。

以上のような構成において、上記制御部は交流電源１の電圧が正の期間では素子２０を駆動し、電圧が負の期間では素子２１を駆動する。電源１が正の期間に素子２０がオンすると、電流は電源１→コイル２→ダイオード３→素子２０→電源１の経路でダイオード３の電流ｉ₃とコイル２の電流ｉ₂が上昇する（図２参照）。また、素子２０がオフすると、電流はコイル２→ダイオード３→ダイオード４→コンデンサ３０→電源１→コイル２の経路で流れ電流ｉ₃とｉ₂は減少する。

電源１の電圧が負の場合には、素子２１を駆動することによって上記と同様の動作となり、入力電流を正弦波状に制御しながら交流電圧を２つの直流電圧に変換することができる。このとき、電流が通過する素子数は常に２つであり、これにより変換回路で発生する損失を低減することができる。
第１，第２の回路と同様の構成の回路（第３，第４の回路：図示せず）をさらに交流入力端子に接続し、第１，第３の回路を同相で、第２，第４の回路を同相で駆動してもよい。並列数が増えても同様である。

図３に図１の第1変形例を示す。図４はその動作説明図である。
これは、主回路構成は図１と同じにして制御回路を簡素化したものである。すなわち、素子２０，２１の駆動信号（ゲート信号）を図４にｖ_G20，ｖ_G21で示すように同一の信号とすることで、図１の制御部から入力電圧極性判別器１０２とパルス分配器１０７を省略している。つまり、電源１の電圧が正のときにはダイオード５、負のときにはダイオード３によって電流をブロックできるため、制御信号を正，負で切り換える必要がないことによるものである。
このことから、電流ブロックのためにはダイオード３，５を素子２０，２１と直列に挿入するようにしてもよい。即ち、ダイオード３とスイッチング素子２０との直列回路を交流入力端子間に接続し、ダイオード４はダイオード３とスイッチング素子２０の直列回路と、コンデンサ３０との間に接続する（ダイオード５，６、スイッチング素子２１についても同様）。さらに、スイッチング素子２０，２１に逆方向の電流阻止能力を持たせることで、ダイオード３，５を省略することも可能である。

図５に図１の第２変形例を示す。図６はその動作説明図である。
これは、図１の各直流出力端子に直流−直流変換回路を接続し、直流−直流変換回路の出力端子を並列に接続したものである。各直流−直流変換回路の動作そのものは従来例と同じであるが、各直流−直流変換回路のスイッチング素子に与える制御信号の位相を互いにずらすようにしている。例えば、図６のように位相差を１８０°とすれば、素子２２，２３がオンし、素子２４，２５がオフしている場合、コイル２６の電流ｉ₂₆は上昇するのに対し、コイル２７の電流ｉ₂₇は減少する。電解コンデンサ３２に流れるリプル電流は、図６に示すようにｉ₂₆とｉ₂₇の交流成分の和となるので、リプル電流は減少し、出力電圧ｖ₃₂のリプルも減少する。

図７に図１の第３変形例を示す。図８はその動作説明図である。
図１の各直流出力端子に直流−直流変換回路を接続し、直流−直流変換回路の出力端子を直列に接続し、素子２２，２３の制御信号に対して素子２４，２５の制御信号の位相をずらすものである。図８のように、各電解コンデンサ３２，３３の電圧ｖ₃₂，ｖ₃₃にはリプルが発生するが、出力電圧はｖ₃₂＋ｖ₃₃となってリプルが低減される。

この発明の実施の形態を示す構成図 図１の動作説明図 図１の第１変形例を示す構成図 図３の動作説明図 図１の第２変形例を示す構成図 図５の動作説明図 図１の第３変形例を示す構成図 図７の動作説明図 従来例を示す構成図 図９の動作説明図

符号の説明

１…交流電源、２，２６，２７…コイル、３〜１８…ダイオード、２０〜２５…スイッチング素子、３０〜３３…コンデンサ、４０，４１…変圧器、１０１…入力電圧検出器、１０２…入力電圧極性判別器、１０３…出力電圧誤差増幅器、１０４…乗算回路、１０５…入力電流誤差増幅器、１０６…パルス幅変調器、１０７…パルス分配器、１０８…出力電圧検出器。

Claims (5)

1. １つの交流電源から２Ｎ（Ｎは自然数）個の直流出力を得る交直変換回路において、
   交流入力端子間に、ダイオードとスイッチング素子からなる直列回路をそれぞれ２Ｎ個接続し、この直列回路の一端に他のダイオードを介してコンデンサを接続し、このコンデンサの両端間に直流出力端子をそれぞれ接続することを特徴とする交直変換回路。
2. 前記スイッチング素子とダイオードとの直列回路を、逆方向の電流阻止能力を持つスイッチ素子に置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交直変換回路。
3. 前記それぞれのスイッチング素子を、同一の信号でそれぞれ制御することを特徴とする請求項1または２に記載の交直変換回路。
4. 前記２Ｎ個の直流出力端子に直流−直流変換回路をそれぞれ接続し、この直流−直流変換回路の出力端子を並列接続し、一方の直流−直流変換回路の制御信号に対して、他方の直流−直流変換回路の制御信号の位相をずらすことを特徴とする請求項1〜３のいずれか１項に記載の交直変換回路。
5. 前記２Ｎ個の直流出力端子に直流−直流変換回路をそれぞれ接続し、この直流−直流変換回路の出力端子を直列接続し、一方の直流−直流変換回路の制御信号に対して、他方の直流−直流変換回路の制御信号の位相をずらすことを特徴とする請求項1〜３のいずれか１項に記載の交直変換回路。

Images