JP6314734B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源電圧を高周波交流電圧に変換する電力変換装置に関し、詳しくは、直流電源電圧が変動する場合に有用な電力変換装置に関するものである。

図７は、直流電源電圧を高周波交流電圧に変換し、この交流電圧を変圧器により絶縁して整流、平滑することにより直流電圧を得る電力変換装置であり、例えば特許文献１に記載されているものである。
図７において、直流電源１０（その電圧をＶ_ｉｎとする）の両端にはコンデンサＣ_１，Ｃ_２が接続されており、これらのコンデンサＣ_１，Ｃ_２は電源電圧Ｖ_ｉｎをそれぞれ１／２に分圧している。コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路には、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４の直列回路と、同じくスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６の直列回路とが並列に接続されている。なお、Ｄ_３〜Ｄ_６は各スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６の還流ダイオードである。

コンデンサＣ_１，Ｃ_２同士の接続点と、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点との間には、逆耐圧を有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂからなる第１の双方向スイッチＳ_１が接続され、コンデンサＣ_１，Ｃ_２同士の接続点と、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６同士の接続点との間には、同じく半導体スイッチング素子Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂからなる第２の双方向スイッチＳ_１が接続されている。これらのコンデンサＣ_１，Ｃ_２、スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６及び双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２により、直流電圧を高周波交流電圧に変換する電圧変換回路４０が構成される。

また、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点とスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６同士の接続点との間には高周波変圧器（以下、単に変圧器ともいう）ＴＲの一次巻線Ｎ_１が接続され、その二次巻線Ｎ_２の両端は、ダイオードＤ_７〜Ｄ_１０からなる整流回路５０の交流入力端子に接続されている。
整流回路５０の直流出力端子間には、平滑用のリアクトルＬ_ｏとコンデンサＣ_ｏとが直列に接続され、コンデンサＣ_ｏの両端には負荷２０が接続されている。なお、Ｖ_ｏは負荷２０に印加される直流出力電圧である。

次に、この電力変換装置の動作を、図８を参照しつつ説明する。
図８は、電圧変換回路４０の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの一例を示している。図７におけるコンデンサＣ_１，Ｃ_２同士の接続点（中点）の電位を基準電位とした場合、スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６，Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂの動作により、出力電圧Ｖ_ｏｕｔはＶ_ｉｎ，（１／２）Ｖ_ｉｎ,０，（−１／２）Ｖ_ｉｎ，−Ｖ_ｉｎからなる５段階の値をとることができる。
これらの５段階の電圧を出力するモードを、図８のようにモード１〜モード５とすると、各モードにおけるスイッチングパターンは次のようになる。

（１）モード１（Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｉｎ）：スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_６をオン。他はオフ。
（２）モード２（Ｖ_ｏｕｔ＝（１／２）Ｖ_ｉｎ）：スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_２Ｂをオン。他はオフ。あるいは、スイッチング素子Ｓ_６，Ｓ_１Ａをオン。他はオフ。
（３）モード３（Ｖ_ｏｕｔ＝０）：スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_２Ｂをオン。他はオフ。あるいは、スイッチング素子Ｓ_２Ａ，Ｓ_１Ｂをオン。他はオフ。
（４）モード４（Ｖ_ｏｕｔ＝（−１／２）Ｖ_ｉｎ）：スイッチング素子Ｓ_４，Ｓ_２Ａをオン。他はオフ。あるいは、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_１Ｂをオン。他はオフ。
（５）モード５（Ｖ_ｏｕｔ＝−Ｖ_ｉｎ）：スイッチング素子Ｓ_４，Ｓ_５をオン。他はオフ。

上記のような動作により、電圧変換回路４０の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは５段階に変化し、整流回路５０、リアクトルＬ_ｏ及びコンデンサＣ_ｏにより整流、平滑された出力電圧Ｖ_ｏは、３段階で変化することになる。
この電力変換装置を一般的な２レベル型電力変換装置と比較すると、スイッチングの際の電圧変化量が小さくなるため、ノイズを低減させることができる。また、各スイッチング素子への印加電圧は２段階で変化するので、スイッチング損失の低減も期待することができる。

更に、図７の電力変換装置では、電源電圧Ｖ_ｉｎの大きさに応じて電圧変換回路４０をハーフブリッジ動作またはフルブリッジ動作に切り替えて運転することにより、更なる損失低減が可能である。このように電圧変換回路４０の動作を切り替え可能とすることは、例えば、鉄道車両のように電源電圧Ｖ_ｉｎの変動が大きい電力変換装置にとって有用である。

以下に、ハーフブリッジ動作とフルブリッジ動作との切替運転について説明する。
まず、電源電圧Ｖ_ｉｎが十分に高いため、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、言い換えればＶ_ｏがコンデンサＣ_１，Ｃ_２による分圧値（１／２）Ｖ_ｉｎにて足りる場合には、電圧変換回路４０をハーフブリッジ動作させる。すなわち、スイッチング素子Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂをオンさせた状態でスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４を交互にオンオフさせる動作モードと、スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂをオンさせた状態でスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６を交互にオンオフさせる動作モードとを組み合わせることにより、導通するスイッチング素子を分散させて発生損失を低減することができる。

また、電源電圧Ｖ_ｉｎの低下により、出力電圧Ｖ_ｏが（１／２）Ｖ_ｉｎでは不足する場合には、電圧変換回路４０をフルブリッジ動作させ、スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６のオンオフにより、図８に示した５レベルの電圧Ｖ_ｏｕｔによって３レベルの電圧Ｖ_ｏを出力させる。
上記のように、電源電圧Ｖ_ｉｎの大きさに応じてハーフブリッジ動作とフルブリッジ動作とを切り替えれば、全体として大きな損失低減効果を得ることができ、冷却装置の小型化を含めて装置全体の小型化が可能になる。

特開２０１２−２３５５５７号公報（段落［００２７］〜［００４０］、図１〜図３等）

しかしながら、図７に示した従来の電力変換装置では、スイッチング周波数に比例して損失が増加するのを避けることができない。この問題を回避するためにスイッチング周波数を低下させると、変圧器が大型化してしまい、装置全体の重量も増加するという不都合が生じる。
そこで、本発明の解決課題は、損失の低減及び変圧器等の磁気部品の小型軽量化を可能とした電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電源電圧を分圧する２個のコンデンサからなるコンデンサ直列回路と、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を２個直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を２個直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、を全て並列に接続し、
前記２個のコンデンサ同士の接続点と、前記第１のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、第１の双方向スイッチを接続すると共に、
前記２個のコンデンサ同士の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、第２の双方向スイッチを接続し、
前記第１のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、コンデンサとリアクトルからなる共振回路と高周波変圧器の一次巻線とを直列に接続し、
前記コンデンサ直列回路による直流電源電圧の分圧値が、前記高周波変圧器の二次側に接続される負荷の要求する電圧よりも低い場合は、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をフルブリッジ動作させると共に前記第１，第２の双方向スイッチをオフさせ、
前記コンデンサ直列回路による直流電源電圧の分圧値が、前記負荷の要求する電圧よりも高い場合は、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をハーフブリッジ動作させると共に、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子のうちオンさせるスイッチング素子から前記共振回路及び前記一次巻線を介した電流経路にある前記第１または第２の双方向スイッチの何れかをオンさせることにより、前記高周波変圧器の二次巻線から高周波交流電圧を出力させることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をフルブリッジ動作させる時は、各スイッチング素子のオンデューティ比を５０％とし、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をハーフブリッジ動作させる時は、各スイッチング素子のオンデューティ比を２５％としたことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、前記高周波変圧器の二次巻線の両端に整流回路を接続し、前記整流回路の直流出力電圧を平滑して負荷に供給することを特徴とする。

本発明によれば、コンデンサ直列回路に並列に接続された第1 ，第２のスイッチング素子直列回路及び第１，第２の双方向スイッチからなる電圧変換回路の交流出力側に共振回路を接続し、いわゆる共振コンバータとして動作させることにより、ゼロ電流・ゼロ電圧スイッチングによってスイッチング素子の損失を低減すると共に、スイッチング周波数の高周波化によって変圧器等の磁気部品の小型軽量化を図ることができる。
また、直流電源電圧の大きさに応じて、スイッチング周波数を変更せずにフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えることにより、負荷が要求する一定の電圧を出力させることができる。一般に、直流電源電圧の大きさが変動する場合、出力電圧を一定に制御するにはスイッチング周波数を動的に変化させる必要があるため、制御装置の負担が増す。このため電力変換装置の前段にチョッパ回路を導入して直流電圧を一定にする方式が知られているが、本発明によれば、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えるだけでよく、チョッパ回路が不要になるため、装置の一層の小型化が可能である。
加えて、ハーフブリッジ動作を行う場合には、共振回路の共振周波数がスイッチング周波数の２倍になるため、磁気部品の更なる小型軽量化が可能である。

本発明の実施形態を示す回路図である。 本発明の実施形態におけるフルブリッジ動作時の各部の波形図である。 本発明の実施形態におけるハーフブリッジ動作時の各部の波形図である。 本発明の実施形態におけるフルブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとしてＶ_ｉｎを出力する際の通流経路を示す図である。 本発明の実施形態におけるフルブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（−Ｖ_ｉｎ）を出力する際の通流経路を示す図である。 本発明の実施形態におけるハーフブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路を示す図である。 本発明の実施形態におけるハーフブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路を示す図である。 本発明の実施形態におけるハーフブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（−１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路を示す図である。 本発明の実施形態におけるハーフブリッジ動作により、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（−１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路を示す図である。 従来技術を示す回路図である。 図７の従来技術による電圧変換回路の出力電圧の波形図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係る電力変換装置を示しており、図７と同一の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

この実施形態に係る電力変換装置は、図７と同様に、直流電源１０と、電圧変換回路４０を構成するコンデンサＣ_１，Ｃ_２、半導体スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６及び還流ダイオードＤ_３〜Ｄ_６と、半導体スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂからなる第１，第２の双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２と、高周波変圧器ＴＲと、ダイオードＤ_７〜Ｄ_１０からなる整流回路５０と、平滑用のリアクトルＬ_ｏ及びコンデンサＣ_ｏと、を備えている。
上記構成において、コンデンサＣ_１，Ｃ_２は請求項におけるコンデンサ直列回路を構成し、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４は第１のスイッチング素子直列回路を構成し、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６は第２のスイッチング素子直列回路を構成している。

更に、この実施形態では、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点と変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ_１の一端との間に、コンデンサＣ_ｒとリアクトルＬ_ｒとを直列接続した共振回路３０が接続されている。この共振回路３０は、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６同士の接続点と変圧器Ｔの一次巻線Ｎ_１の他端との間に接続しても良い。

次に、この実施形態の動作を、図２〜図６Ｂを参照しつつ説明する。
この実施形態では、スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ，Ｓ_３〜Ｓ_６を高周波にてスイッチングし、共振回路３０の共振作用によって電圧変換回路４０から高周波交流電圧を出力させる。そして、この交流電圧を変圧器Ｔにより絶縁して整流回路５０により直流電圧に変換し、リアクトルＬ_ｏ及びコンデンサＣ_ｏにより平滑して負荷２０に供給するものである。

まず、図１において、電源電圧Ｖ_ｉｎが低下し、出力電圧Ｖ_ｏがコンデンサＣ_１，Ｃ_２による分圧値（１／２）Ｖ_ｉｎでは不足する場合には、電圧変換回路４０をフルブリッジ動作させる。
図２は、フルブリッジ動作時における（ａ）スイッチング状態（各スイッチング素子のゲート-ソース間電圧）、（ｂ）電圧変換回路４０の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、（ｃ）共振電流Ｉ_ｒ及び変圧器Ｔの励磁電流Ｉ_Ｌｍを示している。また、図４Ａは、電圧Ｖ_ｏｕｔとしてＶ_ｉｎを出力する際の通流経路、図４Ｂは、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（−Ｖ_ｉｎ）を出力する際の通流経路をそれぞれ示している。図４Ａ，４Ｂにおいて、実線で表示したスイッチング素子はオン状態を示し、破線で表示したスイッチング素子はオフ状態を示している（図５Ａ，５Ｂ，６Ａ，６Ｂにおいても同様）。

図２及び図４Ａ，図４Ｂより、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_６がオンした時には出力電圧Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｉｎとなり（図８のモード１に相当）、スイッチング素子Ｓ_４，Ｓ_５がオンした時には出力電圧Ｖ_ｏｕｔ＝−Ｖ_ｉｎとなる（図８のモード５に相当）ことが分かる。ここで、スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６のオンデューティ比はすべて５０％である。なお、双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２はオフ状態のままで良い。
この場合、図２に示すように、スイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６を共振電流Ｉ_ｒ及び励磁電流Ｉ_Ｌｍがほぼ０の時点でスイッチングすることにより、ゼロ電流スイッチングを可能にしている。

次に、電源電圧Ｖ_ｉｎが十分高く、出力電圧Ｖ_ｏがコンデンサＣ_１，Ｃ_２による分圧値（１／２）Ｖ_ｉｎであっても十分に足りる場合には、電圧変換回路４０をハーフブリッジ動作させる。
図３は、ハーフブリッジ動作時における（ａ）スイッチング状態、（ｂ）電圧変換回路４０の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、（ｃ）共振電流Ｉ_ｒ及び変圧器Ｔの励磁電流Ｉ_Ｌｍを示している。また、図５Ａ，図５Ｂは、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路、図６Ａ，図６Ｂは、電圧Ｖ_ｏｕｔとして（−１／２）Ｖ_ｉｎを出力する際の通流経路をそれぞれ示している。

図３及び図５Ａ，図５Ｂに示すように、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_２Ｂがオンした時、または、スイッチング素子Ｓ_６，Ｓ_１Ａがオンした時に、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ＝（１／２）Ｖ_ｉｎとなる（図８のモード２に相当）。また、図３によれば、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_６のスイッチング周波数と出力電圧Ｖ_ｏｕｔの周波数とを比較すると、Ｖ_ｏｕｔの周波数がスイッチング周波数の２倍になっていることがわかる。
なお、このようにハーフブリッジ動作させる場合には、オンさせるスイッチング素子Ｓ_３またはＳ_６から、共振回路３０及び一次巻線Ｎ_１を介した電流経路にある第２の双方向スイッチＳ_２（スイッチング素子Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ）または第１の双方向スイッチＳ_１（スイッチング素子Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ）をそれぞれオンさせることが必要である。

同様にして、図６Ａ，図６Ｂに示すごとく、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_１Ｂがオンした時、または、スイッチング素子Ｓ_４，Ｓ_２Ａがオンした時には、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ＝（−１／２）Ｖ_ｉｎとなることがわかる。

この実施形態では、図３から明らかなように、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_１Ａについては、オンデューティ比を２５％／７５％にてオンさせ、スイッチング素子Ｓ_６，Ｓ_２Ｂについても、オンデューティ比を２５％／７５％にてオンさせることになる。このオンデューティ比は、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_２Ａ、またはスイッチング素子Ｓ_４，Ｓ_１Ｂの関係においても同様である。このため、ハーフブリッジ動作させるスイッチング素子Ｓ_３〜Ｓ_６については、オンデューティ比が何れも２５％となる。

前述したように図２は電源電圧Ｖ_ｉｎが低い場合の動作を示し、図３は電源電圧Ｖ_ｉｎが高い場合の動作を示しているので、例えば、図２の（ｂ）Ｖ_ｏｕｔにおけるＶ_ｉｎの大きさと、図３の（ｂ）Ｖ_ｏｕｔにおける（１／２）Ｖ_ｉｎの大きさとが等しい場合もあり得る。
すなわち、この実施形態によれば、電源電圧Ｖ_ｉｎが変動したとしても、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えるだけで、負荷２０に対して一定の電圧を出力することが可能である。

本発明は、スイッチング電源やＤＣ−ＤＣコンバータ、無停電電源装置等に適用することができる。

１０：直流電源
２０：負荷
３０：共振回路
４０：電圧変換回路
５０：整流回路
Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_ｒ，Ｃ_ｏ：コンデンサ
Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ，Ｓ_３〜Ｓ_６：半導体スイッチング素子
Ｓ_１，Ｓ_２：双方向スイッチ
Ｌ_ｒ：リアクトル
Ｄ_３〜Ｄ_６：還流ダイオード
Ｄ_７〜Ｄ_１０：ダイオード
ＴＲ：高周波変圧器
Ｎ_１：一次巻線
Ｎ_２：二次巻線

Claims (3)

1. 直流電源電圧を分圧する２個のコンデンサからなるコンデンサ直列回路と、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を２個直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を２個直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、を全て並列に接続し、
   前記２個のコンデンサ同士の接続点と、前記第１のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、第１の双方向スイッチを接続すると共に、
   前記２個のコンデンサ同士の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、第２の双方向スイッチを接続し、
   前記第１のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点との間に、コンデンサとリアクトルからなる共振回路と高周波変圧器の一次巻線とを直列に接続し、
   前記コンデンサ直列回路による直流電源電圧の分圧値が、前記高周波変圧器の二次側に接続される負荷の要求する電圧よりも低い場合は、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をフルブリッジ動作させると共に前記第１，第２の双方向スイッチをオフさせ、
   前記コンデンサ直列回路による直流電源電圧の分圧値が、前記負荷の要求する電圧よりも高い場合は、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をハーフブリッジ動作させると共に、前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子のうちオンさせるスイッチング素子から前記共振回路及び前記一次巻線を介した電流経路にある前記第１または第２の双方向スイッチの何れかをオンさせることにより、
   前記高周波変圧器の二次巻線から高周波交流電圧を出力させることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載した電力変換装置において、
   前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をフルブリッジ動作させる時は、各スイッチング素子のオンデューティ比を５０％とし、
   前記第１，第２のスイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子をハーフブリッジ動作させる時は、各スイッチング素子のオンデューティ比を２５％としたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載した電力変換装置において、
   前記高周波変圧器の二次巻線の両端に整流回路を接続し、前記整流回路の直流出力電圧を平滑して負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。

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