JP2012050264A - 負荷駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】低廉かつ簡易な回路構成により、ノイズおよびスイッチング損失を低減し、合理的かつ効率的にスイッチング素子を駆動して、高効率化を達成することが可能な負荷駆動装置を提供する。
【解決手段】負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１を含んで負荷駆動装置１の入力段を構成するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータと、トランスＴ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１の共振コンデンサＣｒｌとを含んで負荷駆動装置１の出力段を構成する複合共振形ＤＣ／ＡＣコンバータと、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を対称駆動して、直流バス電圧をＰＷＭ制御するともに出力電圧をＰＦＭ制御する制御手段５とを備えている。
【選択図】図１
【解決手段】負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１を含んで負荷駆動装置１の入力段を構成するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータと、トランスＴ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１の共振コンデンサＣｒｌとを含んで負荷駆動装置１の出力段を構成する複合共振形ＤＣ／ＡＣコンバータと、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を対称駆動して、直流バス電圧をＰＷＭ制御するともに出力電圧をＰＦＭ制御する制御手段５とを備えている。
【選択図】図１
Description
本発明は、負荷駆動装置に関し、特に、交流電源の交流電圧を整流手段により整流し、得られた直流出力をインバータ手段により交流に変換してトランスの一次側に印加することにより、トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。
図９に、力率改善回路として昇圧コンバータ回路を用いた従来の負荷駆動装置の例を示す。図９に示す負荷駆動装置１００は、ダイオードブリッジＤＢと、昇圧コンバータ回路（力率改善回路）１０１と、インバータ回路１０２とを含んでいる。負荷駆動装置１００において、ダイオードブリッジＤＢ及び昇圧コンバータ回路１０１は、商用ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を整流・平滑化し、インバータ回路１０２は、昇圧コンバータ回路１０１からの直流出力を交流に変換して高周波絶縁トランスＴ１１の一次側に印加し、高周波絶縁トランスＴ１１の二次側に接続された負荷１０３を駆動する。この際、昇圧コンバータ回路１０１は、その昇圧動作を利用して、商用ＡＣ電源Ｖｉｎからの入力電流波形を入力電圧と同位相の正弦波状に制御することにより、力率を改善するものである。
負荷駆動装置１００において、昇圧コンバータ回路（力率改善回路）１０１は、ダイオードブリッジＤＢの出力端子の一端にリアクトルＬ１１とダイオードＤ１１の直列回路を接続し、ダイオードＤ１１とダイオードブリッジＤＢの出力端子の他端との間に平滑用コンデンサＣ１１を接続し、リアクトルＬ１１とダイオードＤ１１の接続点とダイオードブリッジＤＢと平滑用コンデンサＣ１１の接続点の間にスイッチング素子Ｑ１１を接続して構成される。
また、インバータ回路１０２は、平滑用コンデンサＣ１１の正極端子と負極端子と並列に、高周波絶縁トランスＴ１１の一次巻線、スイッチング素子Ｑ１３、及びコンデンサＣ１２を含む直列回路を接続し、高周波絶縁トランスＴ１１の一次巻線とスイッチング素子Ｑ１３の接続点と、平滑用コンデンサＣ１１の負極端子との間にスイッチング素子Ｑ１２を接続して構成される。尚、高周波絶縁トランスＴ１１は、その一次側と直列に形成されるリーケージインダクタンスＬｓと、一次側と並列に形成される励磁インダクタンスＬｍとを有している。
スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１３、Ｄ１２が接続されており、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、このダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用可能である。
負荷駆動装置１００において、昇圧コンバータ回路１０１のスイッチング素子Ｑ１１のゲート電極には、スイッチング素子ドライブ回路１０４からパルス信号が印加され、このパルス信号によってスイッチング素子Ｑ１１をオン／オフ動作させることにより、出力電圧を昇圧するとともに力率を改善する。そして、インバータ回路１０２のスイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１２のそれぞれのゲート電極には、スイッチング素子ドライブ回路１０５からパルス信号が印加され、このパルス信号によってスイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１２を交互にオン／オフ動作させることにより、負荷１０３に交流電力を供給する。
このように構成された負荷駆動装置１００は、ダイオードブリッジＤＢ、昇圧コンバータ回路１０１、インバータ回路１０２がそれぞれ独立した個別の回路として構成されているため、電力損失が大きく、効率を低下させるとともに、部品点数が多くなる結果、コストが増大するという問題がある。
従来、このような問題を解決するため、ＡＣ入力を整流するダイオードブリッジを含まないコンバータ回路を構成した負荷駆動装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
図１０に示す電力変換装置（負荷駆動装置）２００は、コンバータ回路２０２と、インバータ回路２０３と、制御回路２０４とを含む。電力変換装置２００は、商用ＡＣ電源２０５から入力される交流電力をコンバータ回路２０２によって整流・平滑化し、コンバータ回路２０２からの直流出力をインバータ回路２０３によって三相交流に変換して、負荷（電動機）２０６へ供給する。
電力変換装置２００において、コンバータ回路２０２は、ブリッジ回路２０２ａ、リアクトルＬ、およびコンデンサＣからなる。ブリッジ回路２０２ａは、商用ＡＣ電源２０５に接続され、４つのダイオードＤ２１〜Ｄ２４がブリッジ結線されている。リアクトルＬは、商用ＡＣ電源２０５の一方の電極とブリッジ回路２０２ａとの間に接続されている。コンデンサＣは、ブリッジ回路２０２ａの出力側に設けられ、ブリッジ回路２０２ａの出力電流が充放電されて、その両端電圧がコンバータ回路２０２の出力電圧となる。また、ブリッジ回路２０２ａにおいて、リアクトルＬが接続される側の、商用ＡＣ電源２０５の入力点に対する上アームおよび下アームの各ダイオードＤ２１、Ｄ２２には、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２が並列接続されている。このスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴで構成されている。尚、図示は省略するが、インバータ回路２０３は、例えば６つのスイッチング素子が三相ブリッジ結線されてなるものである。
ブリッジ回路２０２ａは、制御回路２０４によるスイッチング制御により同期整流を行う。具体的には、制御回路２０４は、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２に逆電圧が印可されるタイミング、すなわち、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２と並列に接続されたダイオードＤ２１、Ｄ２２がオンするタイミングで、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２をオンし、これによって、電流が、ダイオードＤ２１、Ｄ２２ではなく、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２を流れることになる。
電力変換装置２００は、ブリッジ回路２０２ａにおいてこのような同期整流を実施することによって、ダイオードＤ２１、Ｄ２２に電流が流れる場合と比較して、損失の低減、ひいては電力変換効率の向上を図るものである。また、特許文献１では、電力変換装置２００において、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２のオン／オフを次のように制御することにより、力率改善を行うことができるとしている。
その制御方法は、商用ＡＣ電源２０５の前半の半周期（交流電圧が正の範囲）において、商用ＡＣ電源２０５からの電圧Ｖｉがブリッジ回路の出力電圧Ｖｏより低い期間、一定時間スイッチング素子Ｔ２をオンし、一定時間経過後、スイッチング素子Ｔ２をオフすると同時にスイッチング素子Ｔ１をオンし、その後、スイッチング素子Ｔ１の両端がゼロ電圧になるまでオンする。そして、商用ＡＣ電源２０５の後半の半周期（交流電圧が負の範囲）において、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより高い期間、一定時間スイッチング素子Ｔ１をオンし、一定時間経過後、スイッチング素子Ｔ１をオフすると同時にスイッチング素子Ｔ２をオンし、その後、スイッチング素子Ｔ２の両端がゼロ電圧になるまでオンする、というものである。
しかしながら、図１０に示す電力変換装置２００では、力率改善機能を有するコンバータ回路２０２とインバータ回路２０３とは、それぞれ独立した個別の回路により構成されており、スイッチング損失の低減、及び、部品点数、ひいてはコストの削減に関して、十分なものとは言えない。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、低廉かつ簡易な回路構成により、高効率かつ高力率の負荷駆動装置を提供することを目的とする。
以下の発明の態様は、本発明の構成を例示するものであり、本発明の多様な構成の理解を容易にするために、項別けして説明するものである。各項は、本発明の技術的範囲を限定するものではなく、発明を実施するための最良の形態を参酌しつつ、各項の構成要素の一部を置換し、削除し、又は、さらに他の構成要素を付加したものについても、本願発明の技術的範囲に含まれ得るものである。
（１）交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行うとともに直流バス電圧を出力する昇圧手段と、２つのスイッチング素子及びトランスを有し、前記直流バス電圧を交流に変換して前記トランスの一次側に印加するインバータ手段と、前記２つのスイッチング素子を駆動する制御手段とを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置において、前記インバータ手段の前記２つのスイッチング素子は、前記整流手段の整流素子並びに前記昇圧手段の整流素子及びスイッチング素子を兼ねており、前記直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路と、前記トランスの二次側の出力電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、前記制御手段は、前記出力電圧検出回路の出力信号に基づいてパルス周波数が可変制御され、かつ、前記直流バス電圧検出回路の出力信号に基づいてパルス幅が可変制御された基準パルス情報を生成し、前記２つのスイッチング素子を、前記基準パルス情報のパルス周波数に相当するスイッチング周波数で、前記基準パルス情報のパルス幅に相当するオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作するように制御することを特徴とする負荷駆動装置（請求項１）。
（２）（１）項に記載の負荷駆動装置において、前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、前記出力電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第２基準電圧との誤差に基づく第２誤差信号を出力する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号を入力し、該第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号を出力する発振器と、前記第１誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記第１誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調して、前記基準パルス情報として使用される基準パルス信号を生成し、第１出力から前記基準パルス信号を出力するとともに、第２出力から前記基準パルス信号を半周期ずらした信号を出力する比較回路部と、前記比較回路部の前記第１、第２出力からの出力信号をそれぞれ入力する第１、第２入力を有し、前記２つのスイッチング素子のうちの一方に対して、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号に相当する第１駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子のうちの他方に対して、前記第２入力から入力される前記基準パルス信号を半周期ずらした信号に相当する第２駆動信号を出力して、前記２つのスイッチング素子を、前記基準パルス信号のパルス周波数に相当するスイッチング周波数で、前記基準パルス情報のパルス幅に相当するオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作するように駆動するスイッチング素子ドライブ回路部と、を備えることを特徴とする負荷駆動装置（請求項２）。
（３）（１）または（２）項に記載の負荷駆動装置において、前記２つのスイッチング素子は、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)からなり、前記整流手段及び前記昇圧手段は、一端が前記交流電源(Vin)の一端に接続されるリアクトル(L1)と、直列に接続されてその中間点が前記交流電源(Vin)の他端に接続される第１、第２のダイオード(D3,D4)と、該第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続される第１のコンデンサ(C1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)とを含み、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路は、その中間点が前記リアクトル(L1)の他端に接続されるとともに前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続されており、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)との組合せによって、前記交流電源(Vin)の交流電圧を全波整流するとともに、前記リアクトル(L1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１のコンデンサ(C1)との組合せによって、整流電圧を昇圧し、前記インバータ手段は、前記トランス(T1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、第１の共振コンデンサ(Cr1)とを含んでおり、前記トランス(T1)の一次側の一端は、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の中間点に接続され、前記トランス(T1)の一次側の他端は、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の一端に接続されるとともに、前記トランス(T1)の一次側のいずれか一方の一端は、一次巻線に直列接続された前記第１の共振コンデンサ(Cr1)を介して前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路に接続され、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記トランス(T1)の一次巻線と直列に形成されるリーケージインダクタンス(Ls)と、前記トランス(T1)の一次巻線と並列に形成される励磁インダクタンス(Lm)と、前記第１の共振コンデンサ(Cr1)とによる共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする負荷駆動装置（請求項３）。
（４）（３）項に記載の負荷駆動装置において、前記第１のスイッチング素子(Q1)と並列に接続される第２の共振コンデンサ(Cr2)をさらに備えることを特徴とする負荷駆動装置（請求項４）。
（５）（１）または（２）項に記載の負荷駆動装置において、前記２つのスイッチング素子は、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)からなり、前記整流手段及び前記昇圧手段は、一端が前記交流電源(Vin)の一端に接続されるリアクトル(L1)と、直列に接続されてその中間点が前記交流電源(Vin)の他端に接続される第１、第２のダイオード(D3,D4)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、直列に接続されて前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路と並列に接続される第２、第３のコンデンサ(C2,C3)とを含み、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)の直列回路は、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続され、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路は、その中間点が前記リアクトル(L1)の他端に接続されるとともに前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続されており、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)との組合せによって、前記交流電源(Vin)の交流電圧を全波整流するとともに、前記リアクトル(L1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)との組合せによって、整流電圧を昇圧し、前記インバータ手段は、前記トランス(T1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、第１の共振コンデンサ(Cr1)とを含んでおり、前記トランス(T1)の一次側の一端は、一次巻線に直列接続された前記第１の共振コンデンサ(Cr1)を介して前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の中間点に接続され、前記トランス(T1)の一次側の他端は、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)の直列回路の中間点に接続されて、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記トランス(T1)の一次巻線と直列に形成されるリーケージインダクタンス(Ls)と、前記トランス(T1)の一次巻線と並列に形成される励磁インダクタンス(Lm)と、前記第１の共振コンデンサ(Cr1)とによる共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする負荷駆動装置（請求項５）。
（１）〜（５）のいずれか１項に記載された負荷駆動装置は、好ましくは、前記トランス(T1)の二次側が、整流平滑化回路を介して前記負荷に接続されており、ＡＣ／ＤＣコンバータをなすものである。
本発明に係る負荷駆動装置は、以上のように構成したため、交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行う昇圧手段と、昇圧手段の直流出力を交流に変換するインバータ手段とを備えた負荷駆動装置を、それぞれの手段を独立した個別の回路として構成することなく、部品点数を削減して低廉かつ簡易に構成することが可能となるとともに、ＥＭＩノイズおよびスイッチング損失を低減し、負荷駆動装置の高効率化を達成することが可能となる。
また、スイッチング素子のスイッチング動作を、直流バス電圧に基づいてパルス幅変調制御し、同時に、出力電圧に基づいてパルス周波数変調制御することによって、直流バス電圧と出力電圧の２つの制御量に対して２つの異なる制御方式を併用し、合理的かつ効率的にスイッチング素子を駆動することが可能になり、負荷駆動装置のさらなる高効率化を達成することができる。
そして、２つのスイッチング素子の駆動方式を、基準パルス信号のパルス周波数に相当するスイッチング周波数で、基準パルス情報のパルス幅に相当するオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作する対称駆動としたため、例えば、２つのスイッチング素子を相補駆動させる場合とは異なり、交流電圧の検出回路等を要することなく、低廉かつ簡易な構成により、高効率かつ高力率の負荷駆動装置を達成することが可能となる。
以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態における負荷駆動装置の例を示す回路構成図である。 図１に示す負荷駆動装置１は、リアクトルＬ１と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、高周波絶縁トランス（以下、単にトランスともいう）Ｔ１と、第１の共振コンデンサＣｒ１と、制御手段５とを備えている。
図１は、本発明の一実施形態における負荷駆動装置の例を示す回路構成図である。 図１に示す負荷駆動装置１は、リアクトルＬ１と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、高周波絶縁トランス（以下、単にトランスともいう）Ｔ１と、第１の共振コンデンサＣｒ１と、制御手段５とを備えている。
負荷駆動装置１において、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４は直列に接続され、また、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続されており、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路及び第１のコンデンサＣ１は、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路と並列に接続されている。リアクトルＬ１は、一端が交流電源Ｖｉｎの一端に接続され、他端は第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続されており、交流電源Ｖｉｎの他端は、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路の中間点に接続されている。
また、トランスＴ１の一次側の一端は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続され、他端は、一次巻線に直列接続された第１の共振コンデンサＣｒ１を介して第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の一端に接続されている。
トランスＴ１の二次側には、整流平滑化回路を介して負荷３が接続されている。この整流平滑化回路は、トランスＴ１の二次側の両端にそれぞれのアノード端子が接続された第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９と、トランスＴ１の二次巻線と並列に接続された出力コンデンサＣ４からなり、第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９のカソード端子は、出力コンデンサＣ４の一端に接続され、出力コンデンサＣ４の他端はトランスＴ１の二次巻線の中点に接続されて全波整流回路を構成し、負荷３は、出力コンデンサＣ４に並列に接続される。
尚、負荷駆動装置１において、トランスＴ１の一次側の一端を、一次巻線に直列接続された第１の共振コンデンサＣｒ１を介して第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続し、他端を、（第１の共振コンデンサＣｒ１を介することなく）第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の一端に接続するものであってもよい。
トランスＴ１は、その一次側に、トランスＴ１の一次巻線と直列に形成されたリーケージインダクタンスＬｓと、トランスＴ１の一次巻線と直並列に形成された励磁インダクタンスＬｍを有している。
本実施形態において、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴからなり、第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２は、それぞれ、内蔵された寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を含んでいる。
負荷駆動装置１の入力段は、リアクトルＬ１と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１と、それぞれ寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を内蔵する第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを含み、整流回路及び昇圧回路として機能するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータから構成され、このデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータは、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４との組合せによって、交流電源Ｖｉｎの交流電圧を全波整流するとともに、リアクトルＬ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１のコンデンサＣ１との組合せによって、整流電圧を昇圧しつつ力率を改善するものである。
一方、負荷駆動装置１の出力段は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びトランスＴ１を有し、デュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧である直流バス電圧を交流に変換してトランスＴ１の一次側に印加するインバータ手段と、第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９及び出力コンデンサＣ４からトランスＴ１の二次側に構成された整流平滑化回路とを含み、さらに、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、リーケージインダクタンスＬｓ、励磁インダクタンスＬｍ、及び第１の共振コンデンサＣｒ１による複合共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行う複合共振形ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。
このような入力段と出力段とを有し、全体として、デュアルブースト複合共振ＡＣ／ＤＣコンバータを構成する負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を、整流回路、昇圧回路、及びインバータ手段の共通の構成要素として用いることを１つの特徴とするものであり、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、インバータ手段のスイッチング素子として機能することに加えて、整流回路における整流素子、及び、昇圧回路の整流素子及びスイッチング素子としても機能する。
さらに、本実施形態において、負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御手段５を備えており、制御手段５は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して駆動信号（ゲート駆動信号）を出力するスイッチング素子ドライブ回路部２と、スイッチング素子ドライブ回路部２の動作を制御する制御回路部４からなる。また、負荷駆動装置１は、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧である直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路、及び、出力コンデンサＣ４の両端間電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出回路を備えており、それぞれの検出回路からの出力信号は、制御回路部４に入力される。
尚、図１では、直流バス電圧検出回路及び出力電圧検出回路は、それぞれ、第１のコンデンサＣ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続部（Ａ）、及び、出力コンデンサＣ４と第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９との接続部（Ｂ）から制御回路部４に入力される信号の流れとして模式的に示されているが、本発明において、これらの検出回路は、各接続部Ａ、Ｂの電圧を検出する任意の適切な回路を使用することができる。例えば、これらの検出回路は、単に各接続部Ａ、Ｂと制御回路部４の各入力端子とを接続する配線からなり、各接続部Ａ、Ｂに発生する電圧信号が直接制御回路部４に入力されるものであってもよく、あるいは、例えば分圧回路またはフォトカプラ等を含む任意の適切な検出回路を用いて、それらの検出回路からの各接続部Ａ、Ｂの電圧に対応する出力信号を制御回路部４に入力するものであってもよい。本発明では、これらの全ての場合を総称して、直流バス電圧検出回路及び出力電圧検出回路といい、また、制御回路部４に入力される信号を、各検出回路からの出力信号という。
次に、負荷駆動装置１の動作について説明する。但し、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御手段５の構成及び動作の詳細については後述し、まず、負荷駆動装置１における入力段と出力段の基本動作を説明する。また、以下の説明において、交流電源Ｖｉｎの極性が、図１に符号「＋」、「−」で示した極性となる期間を交流電圧の正の半周期、上記極性と逆の極性となる期間を負の半周期という。
負荷駆動回路１の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータ（整流回路及び昇圧回路）において、交流電圧の正の半周期では、第１のスイッチング素子Ｑ１は、昇圧コンバータ回路における主スイッチング素子として機能し、このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２は、昇圧コンバータ回路における整流素子として機能する。
具体的には、交流電圧の正の半周期において、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフされている間、交流電源Ｖｉｎから、リアクトルＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第１のダイオードＤ３を経て交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。そして、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフされると、交流電源Ｖｉｎから、リアクトルＬ１、第２のスイッチング素子Ｑ２（または、その寄生ダイオードＤ２）、第１のコンデンサＣ１を経て交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成されて第１のコンデンサＣ１が充電され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１のコンデンサＣ１に移送される。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン／オフ動作が繰り返されることによって、昇圧（及び整流）が達成され、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧として、直流バス電圧が出力される。
一方、交流電圧の負の半周期では、第２のスイッチング素子Ｑ２が、昇圧コンバータ回路における主スイッチング素子として機能し、このとき、第１のスイッチング素子Ｑ１は、昇圧コンバータ回路における整流素子として機能する。
具体的には、交流電圧の負の半周期において、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされ、かつ第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフされている間、交流電源Ｖｉｎから、第２のダイオードＤ４、第２のスイッチング素子Ｑ２、及びリアクトルＬ１を経て交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。そして、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフされると、交流電源Ｖｉｎから、第２のダイオードＤ４、第１のコンデンサＣ１、第１のスイッチング素子Ｑ１（または、その寄生ダイオードＤ１）、及びリアクトルＬ１を経て交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成されて第１のコンデンサＣ１が充電され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１のコンデンサＣ１に移送される。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン／オフ動作が繰り返されることによって、昇圧（及び整流）が達成され、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧として、直流バス電圧が出力される。
このように、負荷駆動装置１の入力段は、交流電源Ｖｉｎの全周期を通じて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオン／オフ動作することによって、交流電圧を整流及び昇圧するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータを構成する。
図２は、負荷駆動装置１の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させた場合の、主スイッチング素子のオン／オフ動作とリアクトルＬ１に流れる電流（以下、リアクトル電流ともいう）ＩＬ１を示す波形図である。図２に示すように、主スイッチング素子（交流電圧の正の半周期では第１のスイッチング素子Ｑ１、負の半周期では第２のスイッチング素子Ｑ２）のオン時間Ｄ１の間にリアクトル電流ＩＬ１は直線的に増大し、主スイッチング素子（Ｑ１またはＱ２）がターンオフされると、リアクトル電流ＩＬ１は直線的に減少して時間Ｄ２の経過後ゼロになる。そして、時間Ｄ３の経過後、再び、主スイッチング素子（Ｑ１またはＱ２）がターンオンされ、以後、同様の動作が繰り返される。
電流不連続モードの場合、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧（第１のコンデンサＣ１の両端間電圧）である直流バス電圧ＶＢＵＳは、入力電圧をＶｉｎ（ｔ）として、
ＶＢＵＳ＝(（Ｄ１＋Ｄ２）／Ｄ２)Ｖｉｎ（ｔ）
と表すことができ、この直流バス電圧は、主スイッチング素子のオン／オフ動作を、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御することによって、所望の電圧に制御することができる。
電流不連続モードの場合、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧（第１のコンデンサＣ１の両端間電圧）である直流バス電圧ＶＢＵＳは、入力電圧をＶｉｎ（ｔ）として、
ＶＢＵＳ＝(（Ｄ１＋Ｄ２）／Ｄ２)Ｖｉｎ（ｔ）
と表すことができ、この直流バス電圧は、主スイッチング素子のオン／オフ動作を、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御することによって、所望の電圧に制御することができる。
一方、負荷駆動回路１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータに着目し、その基本動作を説明すれば、次の通りである。
負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、いわゆるハーフブリッジ回路を構成しており、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作することによって、直流バス電圧を交流電圧に変換してトランスＴ１の一次側に印加する。そして、トランスＴ１の二次側に発生する交流電圧は、第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９及び出力コンデンサＣ４からなる整流平滑化回路によって整流及び平滑化され、出力コンデンサＣ４の両端間電圧である直流出力電圧が、負荷３に印加される。
負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、いわゆるハーフブリッジ回路を構成しており、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作することによって、直流バス電圧を交流電圧に変換してトランスＴ１の一次側に印加する。そして、トランスＴ１の二次側に発生する交流電圧は、第３、第４のダイオードＤ８、Ｄ９及び出力コンデンサＣ４からなる整流平滑化回路によって整流及び平滑化され、出力コンデンサＣ４の両端間電圧である直流出力電圧が、負荷３に印加される。
また、このＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ソフトスイッチング動作は、主として、リーケージインダクタンスＬｓ、励磁インダクタンスＬｍ、第１の共振コンデンサＣｒ１を含むＬＬＣ共振回路により、電流共振動作と電圧擬似共振動作の複合共振にて実現される。このＬＬＣ共振回路はＳＭＺ共振回路とも称され、スイッチング動作に関しては、ターンオン時に、（１）ゼロ電流スイッチング、（２）ゼロ電圧スイッチング、（３）電圧擬似共振動作が実現するものである。
このようなＬＬＣ共振回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの入出力電圧に関するゲイン特性を、図３に示す。ここで、図３に示すｆ１、ｆ２は、ＬＬＣ共振回路が有する２つの共振周波数であり、これらの第１の共振周波数ｆ１および第２の共振周波数ｆ２は、
ｆ１＝１／（２π√（（Ｌｓ＋Ｌｍ）・Ｃｒ１））
ｆ２＝１／(２π√((Ｌｓ＋（Ｌｍ・Ｌｓ）／（Ｌｍ＋Ｌｓ））・Ｃｒ１))
≒１／（２π√（Ｌｓ・Ｃｒ１））
で表される（ｆ１＜ｆ２）。また、図３には、ＬＬＣ共振回路に対する負荷の大きさに対応する複数の曲線が示されている（軽負荷ほどピークゲインが大きくなる）。図３に示すように、このゲイン特性は、第１の共振周波数ｆ１においてピークゲインをとり、また、第２の共振周波数ｆ２において、負荷に依らずにゲインが一定となる。そして、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、通常、第１の共振周波数ｆ１と第２の共振周波数ｆ２との間の周波数領域で駆動され、この周波領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２から見た負荷が誘導インピーダンスとなり、上述したソフトスイッチングが適切に実行される。
さらに、図３から、この周波数領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数を下げることで出力電圧を上昇させ、駆動周波数を上げることで出力電圧を下げるように、出力電圧を制御できることが分かる。
ｆ１＝１／（２π√（（Ｌｓ＋Ｌｍ）・Ｃｒ１））
ｆ２＝１／(２π√((Ｌｓ＋（Ｌｍ・Ｌｓ）／（Ｌｍ＋Ｌｓ））・Ｃｒ１))
≒１／（２π√（Ｌｓ・Ｃｒ１））
で表される（ｆ１＜ｆ２）。また、図３には、ＬＬＣ共振回路に対する負荷の大きさに対応する複数の曲線が示されている（軽負荷ほどピークゲインが大きくなる）。図３に示すように、このゲイン特性は、第１の共振周波数ｆ１においてピークゲインをとり、また、第２の共振周波数ｆ２において、負荷に依らずにゲインが一定となる。そして、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、通常、第１の共振周波数ｆ１と第２の共振周波数ｆ２との間の周波数領域で駆動され、この周波領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２から見た負荷が誘導インピーダンスとなり、上述したソフトスイッチングが適切に実行される。
さらに、図３から、この周波数領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数を下げることで出力電圧を上昇させ、駆動周波数を上げることで出力電圧を下げるように、出力電圧を制御できることが分かる。
負荷駆動装置１は、上述したような入力段及び出力段の特徴に着目し、制御手段５によって、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御と出力電圧のパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御とを併用しつつ、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を合理的かつ効率的に駆動するものであり、以下、図４及び図５を参照して、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作を制御する制御手段５の構成及びその動作について詳述する。
図４に示すように、負荷駆動装置１において、制御手段５は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対してそれぞれの駆動信号（例えば、ゲート信号）を出力するスイッチング素子ドライブ回路部２と、スイッチング素子ドライブ回路部２の動作を制御する制御回路部４からなる。また、制御回路部４は、第１誤差増幅器６、第２誤差増幅器７、発振器８、及び、比較回路部９を含んでおり、第１誤差増幅器６には、直流バス電圧検出回路の出力信号（図１の接続部Ａからの信号）が入力され、第２誤差増幅器７には、出力電圧検出回路の出力信号（図１の接続部Ｂからの信号）が入力される。
第１誤差増幅器６には、所定の第１基準電圧（図示は省略する）も入力されており、直流バス電圧検出回路の出力信号と第１基準電圧との誤差を増幅して得られる第１誤差信号を、比較回路部９に出力する。また、第２誤差増幅器７には、所定の第２基準電圧（図示は省略する）も入力されており、出力電圧検出回路の出力信号と第２基準電圧との誤差を増幅して得られる第２誤差信号を、発振器８に出力する。
ここで、発振器８は、例えば電圧制御型発振器（ＶＣＯ）または電流制御型発振器（ＣＣＯ）からなり、第２誤差増幅器７からは、発振器８のタイプに応じて適切な信号（例えば電圧信号または電流信号）が、第２誤差信号として出力される。そして、発振器８は、第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号（例えば、鋸歯状波または三角波）を生成し、そのキャリア信号を比較回路部９に出力する。
比較回路部９は、入力された第１誤差信号とキャリア信号とを比較し、第１誤差信号をキャリア信号によりパルス幅変調して基準パルス信号ＲＰを生成する。図４に示す構成例では、この基準パルス信号ＲＰが基準パルス情報として使用され、後述するように、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、基準パルス信号ＲＰのパルス幅及びパルス周波数にそれぞれ相当するオン時間及びパルス周波数を有するすように、そのオン／オフ動作が制御される。
また、比較回路部９は、第１、第２出力を有しており、第１出力から基準パルス信号ＲＰを、第２出力から基準パルス信号ＲＰを半周期ずらしたシフト信号ＳＲＰを出力する。
ここで、制御回路部４において、発振器８から出力されるキャリア信号は、第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するため、このキャリア信号を用いて生成される基準パルス信号ＲＰのパルス周波数も、キャリア信号と同様に第２誤差信号に応じて変動する。したがって、シフト信号ＳＲＰは、基準パルス信号ＲＰに対して、基準パルス信号ＲＰの１周期毎に、それぞれの周期の半周期分ずらして出力されるものである。
ここで、制御回路部４において、発振器８から出力されるキャリア信号は、第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するため、このキャリア信号を用いて生成される基準パルス信号ＲＰのパルス周波数も、キャリア信号と同様に第２誤差信号に応じて変動する。したがって、シフト信号ＳＲＰは、基準パルス信号ＲＰに対して、基準パルス信号ＲＰの１周期毎に、それぞれの周期の半周期分ずらして出力されるものである。
スイッチング素子ドライブ回路部２は、第１、第２入力を有しており、第１入力に基準パルス信号ＲＰが入力し、第２入力にシフト信号ＳＲＰが入力する。そして、スイッチング素子ドライブ回路部２は、２つのスイッチング素子の一方（例えば、第１のスイッチング素子Ｑ１）を、基準パルス信号ＲＰに同期して、そのパルス幅及びパルス周波数にそれぞれ等しいオン時間及びスイッチング周波数でオン／オフ動作させる第１駆動信号（例えば、Ｑ１ゲート信号）を生成し、そのスイッチング素子（第１のスイッチング素子Ｑ１）に対して出力する。また、スイッチング素子ドライブ回路部２は、２つのスイッチング素子の他方（例えば、第２のスイッチング素子Ｑ２）を、シフト信号ＳＲＰに同期して、そのパルス幅及びパルス周波数にそれぞれ等しいオン時間及びスイッチング周波数でオン／オフ動作させる第２駆動信号（Ｑ２ゲート信号）を生成し、そのスイッチング素子（第２のスイッチング素子Ｑ２）に対して出力する。
このとき、シフト信号ＳＲＰは、上述したように、基準パルス信号ＲＰを半周期ずらした信号であるため、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、対称駆動されることになる。すなわち、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、基準パルス信号ＲＰのパルス周波数に等しいスイッチング周波数で、基準パルス信号ＲＰのパルス幅に等しいオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作され、言い換えれば、１つのスイッチング素子（例えば、第２のスイッチング素子Ｑ２）は、スイッチング周期のそれぞれの１周期内において、その前半の半周期に別のスイッチング素子（例えば、第１のスイッチング素子Ｑ１）が実行したオン／オフ動作（スイッチング・シーケンス）と同一のオン／オフ動作（スイッチング・シーケンス）を、後半の半周期に実行するものである。
制御手段５は、第１誤差信号をキャリア信号によりパルス幅変調して得られる基準パルス信号ＲＰに基づいて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を上述したように駆動することによって、負荷駆動装置１の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流バス電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、入力される交流電圧の変動によらずに所望の直流バス電圧を達成するものである。この際、上記第１基準電圧は、所望の直流バス電圧に基づいて適切に設定することができる。
一方、負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータの構成要素としての第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作に着目すれば、制御手段５の発振器８は、出力するキャリア信号の周波数が第２誤差信号に基づいて変動するものであり、基準パルス信号ＲＰは、第１誤差信号を、パルス幅変調と同時にパルス周波数変調（ＰＦＭ）して得られるものとなっている。したがって、この基準パルス信号ＲＰに基づいて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動することで、出力電圧をＰＦＭ制御し、所望の出力電圧を達成することができる。この際、上記第２基準電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所望の入出力電圧ゲイン（ひいては、所望の出力電圧）が得られる周波数に基づいて、適切に設定することができる。
一方、負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータの構成要素としての第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作に着目すれば、制御手段５の発振器８は、出力するキャリア信号の周波数が第２誤差信号に基づいて変動するものであり、基準パルス信号ＲＰは、第１誤差信号を、パルス幅変調と同時にパルス周波数変調（ＰＦＭ）して得られるものとなっている。したがって、この基準パルス信号ＲＰに基づいて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動することで、出力電圧をＰＦＭ制御し、所望の出力電圧を達成することができる。この際、上記第２基準電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所望の入出力電圧ゲイン（ひいては、所望の出力電圧）が得られる周波数に基づいて、適切に設定することができる。
このようなスイッチング素子ドライブ回路部２が出力するＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号の例を、図５（ａ）〜（ｃ）に示す。
図５（ａ）は、Ｑ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号が、５０％のデューティ（但し、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が同時にオンとなることを回避するためのデッドタイム（ｔｄ）を含む）を有する場合の例を示す波形図である。このデューティは、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互かつ対称的にオン／オフ動作させる場合に取り得る最大のデューティである。
図５（ａ）は、Ｑ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号が、５０％のデューティ（但し、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が同時にオンとなることを回避するためのデッドタイム（ｔｄ）を含む）を有する場合の例を示す波形図である。このデューティは、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互かつ対称的にオン／オフ動作させる場合に取り得る最大のデューティである。
図５（ｂ）は、Ｑ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号のパルス幅が、図５（ａ）に示すＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号のパルス幅よりも狭くなる（すなわち、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時間が短くなる）ように制御された場合の例を示す波形図である（但し、比較のためにＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号の周期は不変としている）。
図５（ｃ）は、Ｑ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号の周期が、図５（ｂ）に示すＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号の周期よりも長くなる（すなわち、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周期が長くなる）ように制御された場合の例を示す波形図である（但し、比較のためにＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号のパルス幅は不変としている）。
尚、図５に示した例では、説明を簡明にするため、Ｑ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号のパルス幅と周期は独立に制御されるものとしたが、負荷駆動装置１において、実際には、図５（ｂ）に示すようなＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号のパルス幅の制御と、図５（ｃ）に示すようなＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号の周期の制御は、基準パルス信号ＲＰの１周期毎に、同時に実施されるものである。
ここで、図６を参照して、負荷駆動装置１の具体的な動作波形について説明すれば、次の通りである。図６（ａ）は、交流電源Ｖｉｎの正／負の半周期における、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流（Ｑ２ドレイン電流）波形の変化を示す図であり、図６（ｂ）は正の半周期について時間スケールを拡大して示す図、図６（ｃ）は負の半周期について時間スケールを拡大して示す図である。図６（ｂ）及び図６（ｃ）のＱ１ゲート信号及びＱ２ゲート信号から分かるように、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、交流電源Ｖｉｎの正／負両方の半周期を通じて、対称駆動されている。
そして、図６（ｂ）に示すように、第２のスイッチング素子Ｑ２には、交流電源Ｖｉｎの正の半周期において、Ｑ１ゲート信号の立ち下がり（すなわち、第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオフ）とともにピークを示す負のＱ２ドレイン電流が流れる。これは、第２のスイッチング素子Ｑ２（の寄生ダイオードＤ２）に、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン状態の間にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーによる回生電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２が、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータ回路において整流素子として機能していることを示している。
一方、図６（ｃ）に示すように、第２のスイッチング素子Ｑ２には、交流電源Ｖｉｎの負の半周期において、Ｑ２ゲート信号の立ち上がり（すなわち、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオン）とともに増大するＱ２ドレイン電流が流れる。これは、リアクトル電流ＩＬ１が第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電流として流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２が、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータ回路において主スイッチング素子として機能していることを示している。
一方、図６（ｃ）に示すように、第２のスイッチング素子Ｑ２には、交流電源Ｖｉｎの負の半周期において、Ｑ２ゲート信号の立ち上がり（すなわち、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオン）とともに増大するＱ２ドレイン電流が流れる。これは、リアクトル電流ＩＬ１が第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電流として流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２が、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータ回路において主スイッチング素子として機能していることを示している。
尚、図６では、第２のスイッチング素子Ｑ２を例として説明したが、第１のスイッチング素子Ｑ１についても、交流電源Ｖｉｎの逆の正／負の半周期において同様に動作するものである。このように、本実施形態における負荷駆動装置１では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して、交流電源Ｖｉｎの正／負両方の半周期を通じて対称駆動を維持したまま、交流電源Ｖｉｎの正／負の半周期の切り替りに伴う、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の所定の機能の切り替わりが実現されるものである。
また、図６（ｂ）、（ｃ）から、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオン及びターンオフは、第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧であるＱ２ドレイン電圧がほぼゼロである時間に生じており、スイッチング損失は生じないことが分かる。さらに、図６（ｃ）に示すＱ２ドレイン電流（すなわち、リアクトル電流ＩＬ１）のピーク値の包絡線波形は、図６（ａ）に示すように、交流電源Ｖｉｎと同位相の正弦波状の波形となり、高い力率が得られる。勿論、これらの点についても、第１のスイッチング素子Ｑ１の動作は、第２のスイッチング素子Ｑ２の動作と同等のものである。
以上説明したように、本実施形態における負荷駆動装置１は、入力段に独立した個別の整流回路（ダイオードブリッジ）及び昇圧回路を構成することなく、出力段のインバータ手段と共通の構成要素である第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を用いてそれぞれの機能を実現するものであるため、整流回路と、昇圧回路と、インバータ手段とを備えた負荷駆動装置を、部品点数が削減された低廉かつ簡易な回路により構成するとともに、負荷駆動装置の高効率化を達成することが可能となる。
その際、負荷駆動装置１は、直流バス電圧をＰＷＭ制御により所望の電圧に制御し、同時に、出力電圧を、ＬＬＣ共振回路のゲイン特性に基づいてＰＦＭ制御によって制御することにより、直流バス電圧と出力電圧の２つ制御量を異なる変調方式で制御することができ、合理的かつ効率的に第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することが可能となる。
さらに、このように、直流バス電圧をＰＷＭ制御により所望の電圧に制御することにより、入力電圧の変動があっても、直流バス電圧の変動が少なくなるため、ＬＬＣ共振回路を含む後段のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リーケージインダクタンスＬｓの励磁インダクタンスＬｍに対する比率を小さくすることが可能となり、これらによって、負荷駆動装置のさらなる高効率化が達成される。
さらに、このように、直流バス電圧をＰＷＭ制御により所望の電圧に制御することにより、入力電圧の変動があっても、直流バス電圧の変動が少なくなるため、ＬＬＣ共振回路を含む後段のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リーケージインダクタンスＬｓの励磁インダクタンスＬｍに対する比率を小さくすることが可能となり、これらによって、負荷駆動装置のさらなる高効率化が達成される。
また、負荷駆動装置１において、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ソフトスイッチング動作をおこなっているため、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時のサージ電流を抑制し、ひいては、ＥＭＩノイズ及びスイッチング損失を低減し、高効率の負荷駆動装置を実現するとともに、ＥＭＩフィルターやヒートシンクを小型化または削除することができる。
加えて、本実施形態における負荷駆動装置１は、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動方式を対称駆動としたため、図１のように構成された負荷駆動装置を、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を非対称に駆動（例えば、相補駆動）しつつ動作させる場合と比較して、次のような点で有利なものである。
一般に、図１のように構成された負荷駆動装置において、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を非対称に駆動する場合には、交流電源Ｖｉｎの正の半周期と負の半周期の切り替りに伴なう第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の機能（例えば、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング素子としての機能と整流素子としての機能）の切り替りに伴って、非対称に駆動されている第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作（スイッチング・シーケンス）を切替える必要が生じる。そのため、負荷駆動装置１に、交流電源Ｖｉｎの正／負の半周期の切り替りを判別するための交流電圧検出回路等が必要となり、また、制御手段５にも、交流電圧検出回路等の検出結果に基づいて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作（スイッチング・シーケンス）を切替える手段を要するものとなる。
これに対して、本実施形態における負荷駆動装置１では、図６を参照して上述したように、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を対称駆動しつつ、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の所定の機能の切り替りが実現され、交流電源Ｖｉｎの正／負の半周期の切り替り（または、負荷駆動装置１における他の任意の状態の変化）に伴って、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作（スイッチング・シーケンス）を切替える必要はないため、交流電圧検出回路等を要することなく、低廉かつ簡易な構成により、高効率かつ高力率の負荷駆動装置を達成することが可能となる。
ここで、負荷駆動装置１において、その制御手段５は、図４に示す機能ブロックに相当するアナログ回路を用いて実現することも可能であるが、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ等のプログラマブルデバイスを用いて構成されるデジタル制御部によって、同等の機能を実現することもできる。
この場合、デジタル制御部として構成される制御手段５は、例えば、直流バス電圧検出回路の出力信号に相当するデジタルデータと、出力電圧検出回路の出力信号に相当するデジタルデータから、基準パルス情報として使用されるパルス幅及びパルス周波数を、演算等により決定するものであってもよい。
この場合、デジタル制御部として構成される制御手段５は、例えば、直流バス電圧検出回路の出力信号に相当するデジタルデータと、出力電圧検出回路の出力信号に相当するデジタルデータから、基準パルス情報として使用されるパルス幅及びパルス周波数を、演算等により決定するものであってもよい。
尚、本実施形態における負荷駆動装置は、図７に示す負荷駆動装置５０のように、第１のスイッチング素子Ｑ１に並列に接続された第２の共振用コンデンサＣｒ２を備えるものであってもよい。この構成は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電圧を台形波状とし、特に、ターンオフ時のスイッチング損失を低減する上で有利な構成である。
また、本実施形態における負荷駆動装置は、図８に示す負荷駆動装置６０のように、図１に示す負荷駆動装置１の第１のコンデンサＣ１の代わりに、直列に接続されて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と並列に接続される第２、第３のコンデンサＣ２、Ｃ３を備え、トランスＴ１の一次側の一端は、一次巻線に直列接続された第１の共振コンデンサＣｒ１を介して第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続され、トランスＴ１の一次側の他端は、第２、第３のコンデンサＣ２、Ｃ３の直列回路の中間点に接続されるものであってもよい。
負荷駆動装置６０の構成は、直流バス電圧をより高い応答性をもって厳密に制御することが可能であるため、ＬＬＣ共振回路を含む後段のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リーケージインダクタンスＬｓの励磁インダクタンスＬｍに対する比率を小さくするためにより好ましい構成であり、負荷駆動装置の高効率化にとってさらに有利なものとなる。さらに、負荷駆動装置６０の構成は、トランスＴ１の一次側の実効電流が低減し、これによって第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の導通損失を低減できる点からも、負荷駆動装置の高効率化にとって有利な構成である。
尚、図７、図８に示す負荷駆動装置５０、６０は、トランスＴ１と、第３のダイオードＤ８及び出力コンデンサＣ４からなる整流平滑化回路の構成も、図１に示す負荷駆動装置１とは異なるものであるが、このようなトランス及び整流平滑化回路の構成は周知であり、また、本発明はそれらの構成に依るものではないため、その説明は省略する。
以上、本発明を好ましい実施形態を用いて説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施形態における負荷駆動装置では、トランスＴ１の二次側は、整流平滑化回路を介して負荷３に接続されて、直流出力を有するものとしたが、本発明は、交流出力を有する負荷駆動装置に対して適用することも可能である。その際、出力電圧検出回路は、交流出力電圧を整流平滑化した直流電圧信号を、制御手段５に対して出力するものであってもよい。
１，５０，６０：負荷駆動装置、２：スイッチング素子ドライブ回路部、３：負荷、４：制御回路部、５：制御手段、６：第１誤差増幅器、７：第２誤差増幅器、８：発振器、９：比較回路部、Ｃ１：第１のコンデンサ、Ｃ２：第２のコンデンサ、Ｃ３：第３のコンデンサ、Ｃ４：出力コンデンサ、Ｃｒ１：第１の共振コンデンサ、Ｃｒ２：第２の共振コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２：寄生ダイオード、Ｄ３：第１のダイオード、Ｄ４：第２のダイオード、Ｄ８：第３のダイオード、Ｄ９：第４のダイオード、Ｌ１：リアクトル、Ｌｓ：リーケージインダクタンス、Ｌｍ：励磁インダクタンス、Ｔ１：（高周波絶縁）トランス、Ｑ１:第１のスイッチング素子、Ｑ２:第２のスイッチング素子、Ｖｉｎ：交流電源
Claims (5)
- 交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行うとともに直流バス電圧を出力する昇圧手段と、２つのスイッチング素子及びトランスを有し、前記直流バス電圧を交流に変換して前記トランスの一次側に印加するインバータ手段と、前記２つのスイッチング素子を駆動する制御手段とを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置において、
前記インバータ手段の前記２つのスイッチング素子は、前記整流手段の整流素子並びに前記昇圧手段の整流素子及びスイッチング素子を兼ねており、
前記直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路と、前記トランスの二次側の出力電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、
前記制御手段は、前記出力電圧検出回路の出力信号に基づいてパルス周波数が可変制御され、かつ、前記直流バス電圧検出回路の出力信号に基づいてパルス幅が可変制御された基準パルス情報を生成し、前記２つのスイッチング素子を、前記基準パルス情報のパルス周波数に相当するスイッチング周波数で、前記基準パルス情報のパルス幅に相当するオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作するように制御することを特徴とする負荷駆動装置。 - 前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、前記出力電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第２基準電圧との誤差に基づく第２誤差信号を出力する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号を入力し、該第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号を出力する発振器と、前記第１誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記第１誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調して、前記基準パルス情報として使用される基準パルス信号を生成し、第１出力から前記基準パルス信号を出力するとともに、第２出力から前記基準パルス信号を半周期ずらした信号を出力する比較回路部と、前記比較回路部の前記第１、第２出力からの出力信号をそれぞれ入力する第１、第２入力を有し、前記２つのスイッチング素子のうちの一方に対して、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号に相当する第１駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子のうちの他方に対して、前記第２入力から入力される前記基準パルス信号を半周期ずらした信号に相当する第２駆動信号を出力して、前記２つのスイッチング素子を、前記基準パルス信号のパルス周波数に相当するスイッチング周波数で、前記基準パルス情報のパルス幅に相当するオン時間を有して交互かつ対称的にオン／オフ動作するように駆動するスイッチング素子ドライブ回路部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
- 前記２つのスイッチング素子は、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)からなり、
前記整流手段及び前記昇圧手段は、一端が前記交流電源(Vin)の一端に接続されるリアクトル(L1)と、直列に接続されてその中間点が前記交流電源(Vin)の他端に接続される第１、第２のダイオード(D3,D4)と、該第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続される第１のコンデンサ(C1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)とを含み、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路は、その中間点が前記リアクトル(L1)の他端に接続されるとともに前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続されており、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)との組合せによって、前記交流電源(Vin)の交流電圧を全波整流するとともに、前記リアクトル(L1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１のコンデンサ(C1)との組合せによって、整流電圧を昇圧し、
前記インバータ手段は、前記トランス(T1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、第１の共振コンデンサ(Cr1)とを含んでおり、前記トランス(T1)の一次側の一端は、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の中間点に接続され、前記トランス(T1)の一次側の他端は、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の一端に接続されるとともに、前記トランス(T1)の一次側のいずれか一方の一端は、一次巻線に直列接続された前記第１の共振コンデンサ(Cr1)を介して前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路に接続され、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記トランス(T1)の一次巻線と直列に形成されるリーケージインダクタンス(Ls)と、前記トランス(T1)の一次巻線と並列に形成される励磁インダクタンス(Lm)と、前記第１の共振コンデンサ(Cr1)とによる共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の負荷駆動装置。 - 前記第１のスイッチング素子(Q1)と並列に接続される第２の共振コンデンサ(Cr2)をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
- 前記２つのスイッチング素子は、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)からなり、
前記整流手段及び前記昇圧手段は、一端が前記交流電源(Vin)の一端に接続されるリアクトル(L1)と、直列に接続されてその中間点が前記交流電源(Vin)の他端に接続される第１、第２のダイオード(D3,D4)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、直列に接続されて前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路と並列に接続される第２、第３のコンデンサ(C2,C3)とを含み、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)の直列回路は、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続され、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路は、その中間点が前記リアクトル(L1)の他端に接続されるとともに前記第１、第２のダイオード(D3,D4)の直列回路と並列に接続されており、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第１、第２のダイオード(D3,D4)との組合せによって、前記交流電源(Vin)の交流電圧を全波整流するとともに、前記リアクトル(L1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)との組合せによって、整流電圧を昇圧し、
前記インバータ手段は、前記トランス(T1)と、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、第１の共振コンデンサ(Cr1)とを含んでおり、前記トランス(T1)の一次側の一端は、一次巻線に直列接続された前記第１の共振コンデンサ(Cr1)を介して前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)の直列回路の中間点に接続され、前記トランス(T1)の一次側の他端は、前記第２、第３のコンデンサ(C2,C3)の直列回路の中間点に接続されて、前記第１、第２のスイッチング素子(Q1,Q2)と、前記トランス(T1)の一次巻線と直列に形成されるリーケージインダクタンス(Ls)と、前記トランス(T1)の一次巻線と並列に形成される励磁インダクタンス(Lm)と、前記第１の共振コンデンサ(Cr1)とによる共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の負荷駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010190874A JP2012050264A (ja) | 2010-08-27 | 2010-08-27 | 負荷駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2010190874A JP2012050264A (ja) | 2010-08-27 | 2010-08-27 | 負荷駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2012050264A true JP2012050264A (ja) | 2012-03-08 |
Family
ID=45904465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010190874A Pending JP2012050264A (ja) | 2010-08-27 | 2010-08-27 | 負荷駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2012050264A (ja) |
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- 2010-08-27 JP JP2010190874A patent/JP2012050264A/ja active Pending
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