JP6432832B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、より詳細には、少なくとも直流電圧を交流電圧に変換可能な電力変換装置に関する。

従来、太陽電池等の直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置が提供されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１に記載された電力変換装置は、太陽電池から入力される大きさの変化する入力電圧を所定の大きさに昇圧する２つの昇圧回路部と、２つの昇圧回路部からの入力電圧を商用交流電圧に変換するインバータ回路部とを備える。

各昇圧回路部は、スイッチ素子と、コンデンサとを有する。スイッチ素子は、一端がリアクトルを介して太陽電池の出力の一端に接続され、他端が太陽電池の出力の他端に接続される。また、コンデンサは、一端がダイオードを介してスイッチ素子の一端に接続され、他端が太陽電池の出力の他端に接続される。そして、各昇圧回路部は、スイッチ素子のスイッチング動作をＰＷＭ制御部により制御することで、スイッチング動作に応じた大きさの直流電圧をインバータ回路部に出力する。

インバータ回路部は、４つのスイッチ素子からなるブリッジ回路と、ブリッジ回路の出力の両端に接続される２つのリアクトル及びコンデンサと、インバータ制御部とを有する。そして、インバータ回路部は、４つのスイッチ素子のスイッチング動作をインバータ制御部により制御することで、各昇圧回路部より出力される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力する。

特開平１０−１４２５８号公報

上述の特許文献１に示した電力変換装置では、昇圧回路部がスイッチ素子及びコンデンサを有するチョッパ回路で構成されており、インバータ回路部への入力電流のリップルが大きくなる可能性があった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされており、直流を交流に変換する回路への入力電流のリップルを低減させた電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、少なくとも直流電圧を交流電圧に変換可能な電力変換装置であって、第１電力変換部と、第２電力変換部と、前記第１電力変換部及び前記第２電力変換部を制御する制御部とを備え、前記第１電力変換部は、直流電源と前記第２電力変換部との間において互いに並列に接続された少なくとも２つの変換回路を有し、前記直流電源より出力される直流電圧を所望の電圧値の直流電圧に昇圧して前記第２電力変換部に出力し、前記第２電力変換部は、前記第１電力変換部から出力された直流電圧を交流電圧に変換して出力し、前記第１電力変換部は、前記少なくとも２つの変換回路の出力電流を合成した電流を合成電流として前記第２電力変換部に出力し、前記制御部は、前記電力変換装置の寿命よりも前記電力変換装置の変換効率を優先する場合に比べて前記変換効率よりも前記寿命を優先する場合に前記第１電力変換部が出力するリップル電流を小さくするように、前記第１電力変換部を制御することを特徴とする。

本発明の構成によれば、直流を交流に変換する回路への入力電流のリップルを低減させた電力変換装置を提供することができるという効果がある。

本発明の実施形態に係る電力変換装置の一例を示す概略ブロック図である。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の一例を示す概略回路図である。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の制御部の要部を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の制御部の別の要部を示すブロック図である。 図５Ａ及び図５Ｂは本発明の実施形態に係る電力変換装置の搬送波生成部より出力される搬送波の波形図である。 図６Ａは本発明の実施形態に係る電力変換装置において各変換回路に流れる電流の波形図、図６Ｂは２つの変換回路に流れる電流を合成した合成電流の波形図である。 図７Ａ及び図７Ｂは本発明の実施形態に係る電力変換装置において各変換回路に流れる電流の波形図である。 図８Ａ及び図８Ｂは本発明の実施形態に係る電力変換装置の制御部の動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の別の例を示す概略ブロック図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置１０について、図１〜図９を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されない。したがって、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

本実施形態の電力変換装置１０は、例えば直流電源１より出力される直流電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換機能を有し、図１に示すように、第１電力変換部２と、第２電力変換部３と、制御部５と、開閉器６Ａ，６Ｂ（図２参照）とを備える。

第１電力変換部２は、直流電源１と第２電力変換部３との間において互いに並列に接続された少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎ（ｎ＝２，３，…）を有する。また、第２電力変換部３は、連系ブレーカを介して交流電源４と電気的に接続されている。

図２は本実施形態に係る電力変換装置１０の一例を示す概略回路図であり、以下では、第１電力変換部２が２つの変換回路２１，２２を有する場合について説明する。

直流電源１は、例えば太陽電池や燃料電池からなる電源ユニット１１と、蓄電池からなる電源ユニット１２とを有する。電源ユニット１１は、電力変換装置１０に備わっている一対の入力端子１１１，１１２と電気的に接続される。また、電源ユニット１２は、電力変換装置１０に備わっている一対の入力端子１１３，１１４と電気的に接続される。

ここで、一対の入力端子１１１，１１２と第１電力変換部２との間には、一対の接点６１を有する開閉器６Ａが挿入されており、開閉器６Ａの一対の接点６１を閉じることで電源ユニット１１から第１電力変換部２へ直流電圧が入力される。また、一対の入力端子１１３，１１４と第１電力変換部２との間には、一対の接点６２を有する開閉器６Ｂが挿入されており、開閉器６Ｂの一対の接点６２を閉じることで電源ユニット１２から第１電力変換部２へ直流電圧が入力される。

なお、本実施形態では、電源ユニット１１，１２の両方から同時に直流電圧が入力されるのではなく、制御部５より出力される切替信号によって開閉器６Ａ又は６Ｂに切り替えることで、電源ユニット１１又は１２の一方から直流電圧が入力される。

第１電力変換部２は、図２に示すように、２つの変換回路２１，２２と、第１電力変換部２の入力端間に接続されるコンデンサＣ１と、第１電力変換部２の出力端間に接続されるコンデンサＣ２と、電圧計測部２００とを有する。

変換回路２１は、例えば直流電源１より出力される直流電圧を昇圧し又は降圧する昇降圧チョッパ回路であり、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、リアクトルＬ１と、電流計測部２１１（計測部）とを具備する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであって、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとを接続することで直列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にはリアクトルＬ１の一端が接続され、リアクトルＬ１の他端は電流計測部２１１を介してコンデンサＣ１の一端に接続される。

さらに、スイッチング素子Ｑ２のエミッタにはコンデンサＣ１の他端が接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとスイッチング素子Ｑ２のエミッタとの間には、コンデンサＣ２が接続され、さらに電圧計測部２００が接続される。つまり、本実施形態では、電圧計測部２００により第１電力変換部２の出力電圧を計測する。

ここで、電流計測部２１１は、例えばシャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）などで構成され、リアクトルＬ１に流れる電流を検出して制御部５に出力する。

変換回路２２は、変換回路２１と同様に昇降圧チョッパ回路であり、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、リアクトルＬ２と、電流計測部２２１（計測部）とを具備する。

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と同様にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであって、スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとを接続することで直列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点にはリアクトルＬ２の一端が接続され、リアクトルＬ２の他端は電流計測部２２１を介してコンデンサＣ１の一端に接続される。

さらに、スイッチング素子Ｑ４のエミッタにはコンデンサＣ１の他端が接続される。また、スイッチング素子Ｑ３のコレクタとスイッチング素子Ｑ４のエミッタとの間には、コンデンサＣ２が接続され、さらに電圧計測部２００が接続される。

なお、電流計測部２２１は、電流計測部２１１と同様にシャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）などで構成され、リアクトルＬ２に流れる電流を検出して制御部５に出力する。

変換回路２１では、直流電源１より出力される直流電圧の電圧値が目標電圧より低いときはスイッチング素子Ｑ２を制御することで昇圧し、直流電源１より出力される直流電圧の電圧値が目標電圧より高いときはスイッチング素子Ｑ１を制御することで降圧する。変換回路２２では、直流電源１より出力される直流電圧の電圧値が目標電圧より低いときはスイッチング素子Ｑ４を制御することで昇圧し、直流電源１より出力される直流電圧の電圧値が目標電圧より高いときはスイッチング素子Ｑ３を制御することで降圧する。

第２電力変換部３は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなる４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８で構成される所謂フルブリッジ型のインバータ回路である。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタとを接続することで直列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ７のエミッタとスイッチング素子Ｑ８のコレクタとを接続することで直列に接続される。

そして、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、同じく直列に接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８とが並列に接続され、ブリッジ回路を形成する。

スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点にはリアクトルＬ３の一端が接続され、リアクトルＬ３の他端は出力端子１１５に接続される。また、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点にはリアクトルＬ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端は出力端子１１６に接続される。さらに、出力端子１１５，１１６間には、コンデンサＣ３が接続される。

制御部５は、例えばマイクロコンピュータからなり、変換回路２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、変換回路２２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、及び第２電力変換部３のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に対して各別に制御信号を出力する。これにより、各スイッチング素子のオン／オフが制御される。また、制御部５には、電流計測部２１１，２２１の計測結果、及び電圧計測部２００の計測結果がそれぞれ入力される。

図３は制御部５の要部を示すブロック図である。制御部５は、２つのコンパレータ５２，５３と、コンパレータ５２，５３に対して搬送波Ｗ１，Ｗ２を出力する搬送波生成部５１とを、予め記憶させてあるプログラムを実行することにより実現する。

制御部５は、電圧計測部２００より第１電力変換部２の出力電圧Ｖ２を取得した後、予め設定した目標電圧Ｖ１と上記出力電圧Ｖ２との差分ΔＶを算出する。そして、制御部５は、上記差分ΔＶに基づいて搬送波生成部５１より出力される搬送波Ｗ１，Ｗ２の基準値Ｋ１を算出し、各コンパレータ５２，５３の一方の入力端子に出力する。

コンパレータ５２は、他方の入力端子に入力される搬送波生成部５１からの搬送波Ｗ１と上記基準値Ｋ１とを比較し、比較結果に応じた制御信号Ｓｉｇ１をスイッチング素子Ｑ１又はＱ２に出力する。また、コンパレータ５３は、他方の入力端子に入力される搬送波生成部５１からの搬送波Ｗ２と上記基準値Ｋ１とを比較し、比較結果に応じた制御信号Ｓｉｇ２をスイッチング素子Ｑ３又はＱ４に出力する。

図４は制御部５の別の要部を示すブロック図である。本実施形態では、制御部５の搬送波生成部５１より出力される搬送波Ｗ１，Ｗ２と基準値Ｋ１との比較結果である制御信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２により変換回路２１，２２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフが制御される。これにより、変換回路２１より電流Ｉ１が出力され、変換回路２２より電流Ｉ２が出力される。

図５Ａは、搬送波生成部５１よりコンパレータ５２，５３に出力される搬送波Ｗ１，Ｗ２の波形図である。本実施形態では、コンパレータ５２に出力される搬送波Ｗ１（図５Ａ中の実線ａ１）に対して、コンパレータ５３に出力される搬送波Ｗ２（図５Ａ中の実線ａ２）の位相を１８０°ずらしている。

これにより、変換回路２１より出力される電流は図６Ａ中の実線ａ３のように変化し、変換回路２２より出力される電流は図６Ａ中の実線ａ４のように変化する。その結果、第１電力変換部２より出力される電流、すなわち変換回路２１より出力される電流と変換回路２２より出力される電流とを合わせた合成電流は、図６Ｂ中の実線ａ５のように変化する。なお、図５Ｂは、搬送波生成部５１から３つの変換回路にそれぞれ出力される搬送波の波形図であるが、詳細な説明については後述する。

また、本実施形態では、制御部５が、上記合成電流のリップル（脈動）の振幅ｈ１が予め設定した規定値以下に収まるように、変換回路２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び変換回路２２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフを制御する。

よって、本実施形態によれば、従来の電力変換装置に比べて第２電力変換部３への入力電流（合成電流）のリップルを低減することができる。また、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎを互いに並列に接続させる構造であることから、各変換回路２１，…，２ｎに流れる電流量を抑えることができる。

表１は、第１電力変換部２を構成する変換回路の数、第１電力変換部２の変換効率及びリップル電流の関係を示す表である。なお、表１中の設計指標とは、変換回路の変換効率又は変換回路に用いられるコンデンサの寿命の何れを優先するかを表わす指標である。

ここで、少なくとも２つの変換回路の動作を少しずつずらして並行処理を行うインターリーブ制御では、変換回路の数が増えるほどリップル電流が小さくなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の負担が小さくなるため、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命を延ばすことができる。一方、インターリーブ制御を行う変換回路の数が増えるほど回路損失が大きくなり、変換効率は低下する。

ケース１では変換回路が１つであるため、回路損失は小さく、変換効率は高くなるが、インターリーブ制御を行っていないため、リップル電流は大きく、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命は短くなる。

ケース２では変換回路が４つであるため、回路損失は大きく、変換効率は低くなるが、インターリーブ制御を行っているため、リップル電流は小さく、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命は長くなる。

ケース３では変換回路が４つであるため、回路損失は大きく、変換効率は低くなるが、インターリーブ制御を行っており且つ出力電力がケース２の半分の２ｋＷであるため、リップル電流はケース２より小さく、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命はケース２より長くなる。

ケース４では変換回路が２つであるため、回路損失は大きく、効率は低くなるが、インターリーブ制御を行っているため、リップル電流は小さく、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命は長くなる。

ケース２，４の結果から、第１電力変換部２から第２電力変換部３への出力電力（合成電流）の増加に伴って、インターリーブ制御を行う変換回路の数を増加させるようにするのが好ましい。これにより、第２電力変換部３への入力電流のリップルを低減しつつ、変換回路の数を増加させない場合に比べて変換効率の低下を抑えることができる。

ところで、上述のインターリーブ制御では、変換回路２１への制御信号Ｓｉｇ１の生成に用いられる搬送波Ｗ１に対して、変換回路２２への制御信号Ｓｉｇ２の生成に用いられる搬送波Ｗ２の位相を１８０°ずらしただけである。そのため、変換回路２１，２２を構成する回路部品（スイッチング素子やリアクトルなど）の品質誤差により、変換回路２１より出力される電流Ｉ１の電流量と変換回路２２より出力される電流Ｉ２の電流量との間にずれが生じる場合がある（図７Ａ参照）。

なお、図７Ａ中の破線ａ６は電流Ｉ１、図７Ａ中の破線ａ７は電流Ｉ２をそれぞれ示している。また、図７Ａ中の実線ａ８は電流Ｉ１の平均値、図７Ａ中の実線ａ９は電流Ｉ２の平均値をそれぞれ示している。

またこのとき、図８Ａ中の実線ａ１０に示す搬送波Ｗ１がコンパレータ５２に出力され、図８Ａ中の破線ａ１１に示す搬送波Ｗ２がコンパレータ５３に出力される。その結果、図８Ａ中の制御信号Ｓｉｇ１がコンパレータ５２から変換回路２１に出力され、図８Ａ中の制御信号Ｓｉｇ２がコンパレータ５３から変換回路２２に出力される。

上述のように、変換回路２１より出力される電流Ｉ１の電流量と変換回路２２より出力される電流Ｉ２の電流量との間にずれがあると、第２電力変換部３に入力される合成電流のリップルの振幅が大きくなる。その結果、コンデンサＣ１，Ｃ２にかかる負担が大きくなることで、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命が短くなる可能性がある。

そこで、本実施形態では、変換回路２１より出力される電流Ｉ１の電流量と変換回路２２より出力される電流Ｉ２の電流量とが等しくなるように、搬送波生成部５１より出力される搬送波Ｗ１，Ｗ２を制御している。

本実施形態では、図４に示すように、制御部５は、変換回路２１より出力される電流Ｉ１の電流量と変換回路２２より出力される電流Ｉ２の電流量との差分ΔＩを算出し、この差分ΔＩに基づいて搬送波Ｗ２のオフセット量を求める。

具体的には、図８Ｂに示すように、制御部５は、コンパレータ５２に対して出力する搬送波Ｗ１（図８Ｂ中の実線ａ１０）はそのままで、コンパレータ５３に対して出力する搬送波Ｗ２（図８Ｂ中の破線ａ１１）をｄ１だけオフセットさせている。その結果、変換回路２１に対して出力される制御信号Ｓｉｇ１はそのままで、変換回路２２に対して出力される制御信号Ｓｉｇ２はデューティ比が大きくなる。

これにより、図７Ｂに示すように、変換回路２１より出力される電流Ｉ１の電流量と変換回路２２より出力される電流Ｉ２の電流量とが等しくなり、合成電流のリップルの振幅を低減することができる。その結果、コンデンサＣ１，Ｃ２のかかる負担が小さくなることで、コンデンサＣ１，Ｃ２の寿命を長くすることができる。また、上述のように、変換回路２１，２２より出力される電流Ｉ１，Ｉ２の均等制御を行うことで第１電力変換部２の出力電圧が平滑化され、出力電流の高調波歪みを低減することができる。

ここで、変換回路２１に流れる電流Ｉ１の電流量と変換回路２２に流れる電流Ｉ２の電流量とが等しくない場合、上述のように、流れる電流が最も大きい変換回路２１を基準回路とし、変換回路２２に流れる電流Ｉ２の電流量を電流Ｉ１に近づけるのが好ましい。この場合、制御部５は、変換回路２２に流れる電流Ｉ２の電流量が、変換回路２１に流れる電流Ｉ１を上限とする規定の範囲内に収まるように、変換回路２１，２２を制御するのが好ましい。

また、基準回路である変換回路２１が故障した場合には、制御部５は、残りの変換回路に対して出力する制御信号の位相差を、同時に動作させる変換回路の数に応じて変更するのが好ましい。例えば、第１電力変換部２が３つの変換回路２１，２２，２３で構成されている場合において、変換回路２１が故障したとする。この場合、残りの変換回路２２，２３でインターリーブ制御を行うことになる。

３つの変換回路２１，２２，２３でインターリーブ制御を行う場合には、図５Ｂに示すように、搬送波生成部５１より出力される搬送波の位相を１２０°ずらしている。この状態から変換回路２１が故障すると、残りの２つの変換回路２２，２３によりインターリーブ制御を行うことになる。このとき、搬送波生成部５１より出力される搬送波は、図５Ａに示すように、位相を１８０°ずらした搬送波となる。

つまり、本実施形態では、基準回路である変換回路２１が故障すると、その後にインターリーブ制御を行う変換回路２２，２３の数に応じて搬送波の位相差が１２０°から１８０°に変更される。これにより、第２電力変換部３への入力電流のリップルが大きくなるのを抑えることができるので、容量の小さいコンデンサＣ１，Ｃ２を使用することができ、変換回路２１，２２，２３の小型化が図れる。

またこのとき、残りの変換回路２２，２３の中で流れる電流が大きい方の変換回路を新たな基準回路とするのが好ましく、これにより直流から交流への電力変換を継続して行うことができる。

さらに、制御部５は、第１電力変換部２より出力される合成電流の上限値（電流上限値）を決定し、上記合成電流が設定した上限値以下に収まるように、第１電力変換部２を制御するが好ましい。合成電流の上限値が設定されていない場合には、直流電源１の動作電圧が大きく引き下げられ、動作が不安定になる可能性がある。これに対して、合成電流の上限値を設定した場合には、直流電源１の動作電圧が大きく引き下げられることがなく、動作が不安定になりにくいという利点がある。

図９は本実施形態に係る電力変換装置１０の別の例を示す概略ブロック図である。

電力変換装置１０は、第１電力変換部２０１（２）と、第２電力変換部３と、制御部５と、少なくとも１つの第３電力変換部２０２，…，２０ｋ（ｋ＝２，３，…）とを備える。また、直流電源１は、複数の電源ユニット１０１，…，１０ｍ（ｍ＝２，３，…）を有する。

そして、本実施形態では、複数の電源ユニット１０１，…，１０ｍが、一対一に対応して第１電力変換部２０１及び少なくとも１つの第３電力変換部２０２，…，２０ｋに電気的に接続されている。従って、各電源ユニット１０１，…，１０ｍから出力される直流電圧の大きさが異なる場合でも動作が不安定になりにくいという利点がある。

また、第１電力変換部２及び第３電力変換部２０２，…，２０ｋの数を、制御部５の記憶部５４に予め登録しておくのが好ましい。そして、制御部５は、記憶部５４に登録した第１電力変換部２及び第３電力変換部２０２，…，２０ｋの数と現在動作中の電力変換部の数とを比較することで、故障した電力変換部の数を知ることができる。

なお、本実施形態では、変換回路２１，２２の入力端間に１つのコンデンサＣ１を接続したが、例えば変換回路２１の入力端間及び変換回路２２の入力端間にそれぞれコンデンサを接続してもよい。この場合、各コンデンサに流れる電流を低減できることから、容量の小さいコンデンサを用いることができ、コストダウンを図ることができる。

また、本実施形態では、第１電力変換部２を構成する変換回路が２つの場合を例に説明したが、変換回路の数は少なくとも２つであればよく、３つ以上であってもよい。さらに、本実施形態では、直流電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換機能のみを有する電力変換装置１０について説明したが、交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換機能を有する電力変換装置１０であってもよい。つまり、双方向の変換機能を有する電力変換装置１０であってもよい。

また、本実施形態では、変換回路２１，…，２ｎを昇降圧チョッパ回路で構成したが、接続される直流電源１によって昇圧チョッパ回路で構成してもよいし、降圧チョッパ回路で構成してもよい。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１０は、少なくとも直流電圧を交流電圧に変換可能であり、第１電力変換部２と、第２電力変換部３と、第１電力変換部２及び第２電力変換部３を制御する制御部５とを備える。第１電力変換部２は、直流電源１と第２電力変換部３との間において互いに並列に接続された少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎ（ｎ＝１，２，…）を有し、直流電源１の直流電圧を所望の電圧値の直流電圧に変換して第２電力変換部３に出力する。第２電力変換部３は、第１電力変換部２から出力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する。第１電力変換部２は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの出力電流を合成した電流を合成電流として第２電力変換部３に出力する。制御部５は、上記合成電流のリップルの振幅が規定値以下に収まるように、第１電力変換部２を制御する。

上記構成によれば、従来の電力変換装置に比べて第２電力変換部３への入力電流のリップルを低減することができる。すなわち、直流を交流に変換する回路への入力電流のリップルを低減させた電力変換装置１０を提供することができる。また、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎを互いに並列に接続させる構造であることから、各変換回路２１，…，２ｎに流れる電流量を抑えることができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、上記合成電流の増加に伴って、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作させる変換回路の数を増加させるのが好ましい。

上記構成によれば、上記合成電流の増加に伴って動作させる変換回路の数を増加させており、これにより第２電力変換部３への入力電流のリップルを低減しつつ、変換回路の数を増加させない場合に比べて変換効率の低下を抑えることができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，…を制御することで、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々の出力電圧を調節するのが好ましい。この場合、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作させる変換回路の数に応じて位相角をずらした少なくとも２つの搬送波Ｗ１，Ｗ２の各々と基準値Ｋ１とを比較するのが好ましい。そして、制御部５は、少なくとも２つの搬送波Ｗ１，Ｗ２の各々と基準値Ｋ１との比較結果に基づく少なくとも２つの制御信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２を、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎにそれぞれ出力するのが好ましい。

上記構成によれば、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎへの搬送波Ｗ１，Ｗ２の位相角をずらすことで、第２電力変換部３への入力電流のリップルを低減することができる。それに伴って、各変換回路２１，…，２ｎを構成する回路部品として容量の小さい回路部品を使用することができ、各変換回路２１，…，２ｎの小型が図れる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々は、自己に流れる単位時間当たりの電流量を計測する電流計測部２１１，２２１（計測部）を有するのが好ましい。この場合、制御部５は、電流計測部２１１，２２１の計測結果に基づいて少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しくなるように、第１電力変換部２を制御するのが好ましい。

上記構成によれば、動作中の変換回路に流れる電流を等しくすることで第１電力変換部２の出力電圧が平滑化され、出力電流の高調波歪みを低減することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，…を制御することで、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々の出力電圧を調節するのが好ましい。この場合、制御部５は、電流計測部２１１，２２１の計測結果に基づいて少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しいか否かを判別するのが好ましい。そして、制御部５は、上記電流量が等しくないと判断すると、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作中の変換回路に出力する制御信号のデューティ比を調節するのが好ましい。

上記構成によれば、動作中の変換回路に流れる電流量を等しくすることができ、その結果、第１電力変換部２の出力電圧が平滑化され、出力電流の高調波歪みを低減することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、電流計測部２１１，２２１の計測結果に基づいて少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しいか否かを判別するのが好ましい。この場合、制御部５は、上記電流量が等しくないと判断すると、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち流れる電流量が最も大きい変換回路を基準回路とするのが好ましい。そして、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち上記基準回路を除く動作中の変換回路に流れる電流量が上記基準回路に流れる電流量を上限とする規定の範囲内に収まるように、第１電力変換部２を制御するのが好ましい。

上記構成によれば、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち上記基準回路を除く動作中の変換回路に流れる電流量を、上記基準回路に流れる電流量を上限とする規定の範囲内に収めることで、第１電力変換部２の出力電圧が平滑化される。これにより、出力電流の高調波歪みを低減することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，…を制御することで、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎの各々の出力電圧を調節するのが好ましい。この場合、制御部５は、上記基準回路が故障すると、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち上記基準回路を除く変換回路に対して出力する制御信号の位相差を変更するのが好ましい。このとき、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作させる変換回路の数に応じて上記制御信号の上記位相差を変更するのが好ましい。

上記構成によれば、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち上記基準回路を除く変換回路に出力する制御信号の位相差を、動作させる変換回路の数に応じて変更することで、第２電力変換部３への入力電流のリップルが大きくなるのを抑えることができる。その結果、各変換回路２１，…，２ｎを構成する回路部品として容量の小さい回路部品を使用することができ、各変換回路２１，…，２ｎの小型化が図れる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、上記基準回路が故障すると、上記基準回路を除いた少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち流れる電流量が最も大きい変換回路を新たな基準回路とするのが好ましい。

上記構成によれば、上記基準回路が故障した場合でも、上記基準回路を除いた少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち流れる電流が最も大きい変換回路を新たな基準回路とし、直流から交流への電力変換を継続して行うことができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、制御部５は、少なくとも２つの変換回路２１，…，２ｎのうち動作中の変換回路の数に応じて電流上限値を決定するのが好ましい。この場合、制御部５は、上記合成電流が上記電流上限値以下に収まるように第１電力変換部２を制御するのが好ましい。

上記電流上限値が設定されていない場合には、直流電源１の動作電圧が大きく引き下げられ、動作が不安定になる可能性がある。これに対して、上記電流上限値を設定した場合には、直流電源１の動作電圧が大きく引き下げられることがなく、動作が不安定になりにくい。

また、上述した電力変換装置１０は、第１電力変換部２０１（２）と同じ構成を有する少なくとも１つの第３電力変換部２０２，…，２０ｋ（ｋ＝２，３，…）（２）をさらに備えるのが好ましい。この場合、直流電源１は、複数の電源ユニット１０１，…，１０ｍ（ｍ＝２，３，…）を有するのが好ましい。そして、第１電力変換部２０１及び少なくとも１つの第３電力変換部２０２，…，２０ｋには、複数の電源ユニット１０１，…，１０ｍが一対一に対応して電気的に接続されるのが好ましい。

上記構成によれば、電源ユニット１０１，…，１０ｍ毎に第１電力変換部２０１及び第３電力変換部２０２，…，２０ｋを設けることで、各電源ユニット１０１，…，１０ｍから出力される直流電圧の大きさが異なる場合でも動作が不安定になりにくい。

また、本実施形態の電力変換装置１０のように、第１電力変換部２０１及び少なくとも１つの第３電力変換部２０２，…，２０ｋの数が予め登録される記憶部５４をさらに備えているのが好ましい。

上記構成によれば、制御部５は、記憶部５４に登録した第１電力変換部２及び第３電力変換部２０２，…，２０ｋの数と現在動作中の電力変換部の数とを比較することで、故障した電力変換部の数を知ることができる。

１ 直流電源
２，２０１ 第１電力変換部
３ 第２電力変換部
５ 制御部
１０ 電力変換装置
２１，…，２ｎ 変換回路
５４ 記憶部
１０１，…，１０ｍ 電源ユニット
２０２，…，２ｋ 第３電力変換部
２１１，２２１ 電流計測部（計測部）
Ｑ１，Ｑ２，… スイッチング素子

Claims (11)

1. 少なくとも直流電圧を交流電圧に変換可能な電力変換装置であって、
   第１電力変換部と、第２電力変換部と、前記第１電力変換部及び前記第２電力変換部を制御する制御部とを備え、
   前記第１電力変換部は、直流電源と前記第２電力変換部との間において互いに並列に接続された少なくとも２つの変換回路を有し、前記直流電源より出力される直流電圧を所望の電圧値の直流電圧に昇圧して前記第２電力変換部に出力し、
   前記第２電力変換部は、前記第１電力変換部から出力された直流電圧を交流電圧に変換して出力し、
   前記第１電力変換部は、前記少なくとも２つの変換回路の出力電流を合成した電流を合成電流として前記第２電力変換部に出力し、
   前記制御部は、前記電力変換装置の寿命よりも前記電力変換装置の変換効率を優先する場合に比べて前記変換効率よりも前記寿命を優先する場合に前記第１電力変換部が出力するリップル電流を小さくするように、前記第１電力変換部を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記合成電流の増加に伴って、前記少なくとも２つの変換回路のうち動作させる変換回路の数を増加させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路の各々のスイッチング素子を制御することで前記少なくとも２つの変換回路の各々の出力電圧を調節し、
   前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路のうち動作させる変換回路の数に応じて位相角をずらした少なくとも２つの搬送波の各々と基準値との比較結果に基づく少なくとも２つの制御信号を、前記少なくとも２つの変換回路にそれぞれ出力することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記少なくとも２つの変換回路の各々は、自己に流れる単位時間当たりの電流量を計測する計測部を有し、
   前記制御部は、前記計測部の計測結果に基づいて前記少なくとも２つの変換回路のうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しくなるように、前記第１電力変換部を制御することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路の各々のスイッチング素子を制御することで前記少なくとも２つの変換回路の各々の出力電圧を調節し、
   前記制御部は、前記計測部の計測結果に基づいて前記少なくとも２つの変換回路のうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しくないと判断すると、前記少なくとも２つの変換回路のうち動作中の変換回路に出力する制御信号のデューティ比を調節することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記計測部の計測結果に基づいて前記少なくとも２つの変換回路のうち動作中の変換回路に流れる電流量が等しくないと判断すると、前記少なくとも２つの変換回路のうち流れる電流量が最も大きい変換回路を基準回路とし、
   前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路のうち前記基準回路を除く動作中の変換回路に流れる電流量が前記基準回路に流れる電流量を上限とする規定の範囲内に収まるように、前記第１電力変換部を制御することを特徴とする請求項４又は５記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路の各々のスイッチング素子を制御することで前記少なくとも２つの変換回路の各々の出力電圧を調節し、
   前記制御部は、前記基準回路が故障すると、前記少なくとも２つの変換回路のうち前記基準回路を除く変換回路に対して出力する制御信号の位相差を、前記少なくとも２つの変換回路のうち動作させる変換回路の数に応じて変更することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記基準回路が故障すると、前記基準回路を除いた前記少なくとも２つの変換回路のうち流れる電流量が最も大きい変換回路を新たな基準回路とすることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記少なくとも２つの変換回路のうち動作中の変換回路の数に応じて電流上限値を決定し、前記合成電流が前記電流上限値以下に収まるように前記第１電力変換部を制御することを特徴とする請求項１〜８の何れか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記第１電力変換部と同じ構成を有する少なくとも１つの第３電力変換部をさらに備え、
    前記直流電源は、複数の電源ユニットを有し、
    前記第１電力変換部及び前記少なくとも１つの第３電力変換部には、前記複数の電源ユニットが一対一に対応して電気的に接続されていることを特徴とする請求項１〜９の何れか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記第１電力変換部及び前記少なくとも１つの第３電力変換部の数が予め登録される記憶部をさらに備えていることを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。

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