JP4103430B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータによって車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することによりステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置において使用される電動モータとして、従来はブラシモータが多く用いられてきたが、近年は信頼性及び耐久性の向上や慣性の低減等の観点からブラシレスモータも使用されている。このブラシレスモータについては、以下のようにして正弦波電流によるフィードバック制御が行われる。
【０００４】
ブラシレスモータは、通常、永久磁石からなる界磁としてのロータ（以下「回転界磁」ともいう）とＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相コイルからなるステータとから構成され、操舵トルクに応じて設定される目標電流値をＩ^*とすれば、各相のコイルに流すべき電流の指令値は次式で表される。
ｉ^* _u＝Ｉ^*sinθ_re …（１ａ）
ｉ^* _v＝Ｉ^*sin(θ_re−2π/3) …（１ｂ）
ｉ^* _w＝Ｉ^*sin(θ_re−4π/3)＝−ｉ^* _u−ｉ^* _v …（１ｃ）
ここで、ｉ^* _uはｕ相電流指令値、ｉ^* _vはｖ相電流指令値、ｉ^* _wはｗ相電流指令値であり、θ_reは、図８に示すようにｕ相コイルを基準として時計回りにとった回転界磁の角度（「電気角」と呼ばれる）である。
【０００５】
ブラシレスモータに印加すべき電圧の指令値は、目標電流値とモータ電流の検出値との偏差に基づく制御演算によって算出されるが、位相遅れを低減するために、この制御演算ではｄ−ｑ座標で電流指令値が表現され、ｄ軸およびｑ軸電流指令値に基づき電圧指令値が算出される。ここで、ｄ−ｑ座標は、永久磁石からなる回転界磁（ロータ）と同期して回転する回転座標系であって、回転界磁の磁束方向をｄ軸とし、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする。上記各相の電流指令値ｉ^* _u、ｉ^* _v、ｉ^* _wは交流であるが、このｄ−ｑ座標によれば電流指令値が直流となる。
【０００６】
上記式（１ａ）〜（１ｃ）で表現される各相の電流指令値をｄ−ｑ座標で表すと次のようになる。
ｉ^* _d＝０ …（２ａ）
ｉ^* _q＝−√(3/2)Ｉ^* …（２ｂ）
ここで、ｉ^* _dはｄ軸電流指令値、ｉ^* _qはｑ軸電流指令値である。
【０００７】
一方、モータ電流については、電流検出器でｕ相電流およびｖ相電流が検出されると、その検出結果からｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qが次式により算出される。
ｉ_d＝√２｛ｉ_vsinθ_re−ｉ_usin(θ_re−2π/3)｝ …（３ａ）
ｉ_q＝√２｛ｉ_vcosθ_re−ｉ_ucos(θ_re−2π/3)｝ …（３ｂ）
ここで、ｉ_uはｕ相電流検出値、ｉ_vはｖ相電流検出値であり、θ_reは上記電気角である。
【０００８】
上記制御演算では、このようにして算出されたｄ軸電流の指令値ｉ^* _dおよび検出値ｉ_dとｑ軸電流の指令値ｉ^* _qおよび検出値ｉ_qとに基づき、ブラシレスモータに対するフィードバック制御のためのｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qが次の演算（以下「ＰＩ制御演算」という）により算出される。
ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝ …（４ａ）
ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝ …（４ｂ）
ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_d …（４ｃ）
ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_q …（４ｄ）
ここで、ｅ_dはｄ軸電流における指令値と検出値との偏差（以下「ｄ軸電流偏差」という）であり、ｅ_qはｑ軸電流における指令値と検出値との偏差（以下「ｑ軸電流偏差」という）であり、Ｋｐは比例ゲインであり、Ｔｉは積分時間である。
【０００９】
上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qをｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに変換すると、すなわち電圧指令値をｄ−ｑ座標から３相交流座標へ変換すると、次式が得られる。
ｖ^* _u＝√(2/3){ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re} …（５ａ）
ｖ^* _v＝√(2/3){ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re−2π/3)} …（５ｂ）
ｖ^* _w＝−ｖ^* _u−ｖ^* _v …（５ｃ）
【００１０】
このようにしてｕ相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ相電圧指令値ｖ^* _v、ｗ相電圧指令値ｖ^* _wが得られると、それらの相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じたデューティ比のＰＷＭ信号が生成され、それらのＰＷＭ信号のデューティ比に応じてオン／オフするパワートランジスタを用いて構成されるモータ駆動回路により、それらのデューティ比に応じたｕ相、ｖ相およびｗ相電圧がブラシレスモータに印加される。
【００１１】
上記のような制御系において、ブラシレスモータが高回転で高負荷の状態であるときには、制御系の操作量である電圧指令値が大きくなるが、実際には電源電圧の制限を受けるため、電圧指令値を制限する必要がある。以下、この点につき説明する。
【００１２】
上記式（５ａ）〜（５ｃ）を変形すると、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを下記のように表現することができる。
ｖ^* _u＝−ｖ^* _msin(θ_re＋φ) …（６ａ）
ｖ^* _v＝−ｖ^* _msin(θ_re−2π/3＋φ) …（６ｂ）
ｖ^* _w＝−ｖ^* _msin(θ_re−4π/3＋φ) …（６ｃ）
ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（６ｄ）
ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であり、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。
【００１３】
いま、各相電圧指令値の波形が常に正弦波になるようにするために、各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mを
ｖ^* _m≦Ｅ_d／２ …（７）
に制限する。ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このとき、最大振幅時の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、
ｖ^* _u＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re＋φ) …（８ａ）
ｖ^* _v＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re−2π/3＋φ) …（８ｂ）
ｖ^* _w＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re−4π/3＋φ) …（８ｃ）
であって、例えば図９（ａ）に示すような波形となる。したがって、各相ｕ、ｖ、ｗの相間電圧ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuは、
ｖ^* _uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re＋π/6＋φ) …（９ａ）
ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re−π/2＋φ) …（９ｂ）
ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ^* _u＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re＋5π/6＋φ) …（９ｃ）
であって、例えば図９（ｂ）に示すような波形となり、これらの振幅はいずれも(√3/2)Ｅ_dである。このため、電源電圧を最大限すなわちＥ_d/2−(−Ｅ_d/2)＝Ｅ_dまで利用することができない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ブラシレスモータを使用した従来の電動パワーステアリング装置では、モータが一定速度で回転している場合には、回転界磁の角度（電気角）θ_reに対して正弦波状の相電流が流れるように制御されるので、モータに印加すべき各相電圧（相電圧指令値）も正弦波状となる。しかし、モータへの印加電圧は電源電圧Ｅ_dによって制約を受けるので、各相電圧指令値が常に正弦波状になるようにしようとすると、上記のように、各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mの最大値がＥ_d/2となり、相間電圧の振幅の最大値は(√3/2)Ｅ_dとなる。すなわち、ブラシレスモータを使用した従来の電動パワーステアリング装置では、モータの駆動において電源電圧を最大限Ｅ_dまで利用することができないという問題があった。
【００１５】
そこで、本発明では、ブラシレスモータが使用される電動パワーステアリング装置であって、そのブラシレスモータの駆動において電源電圧を最大限まで利用することができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明は、車両操舵のための操作手段に加えられる操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加して当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値として算出する制御演算手段と、
前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ駆動手段とを備え、
前記制御演算手段は、
前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧における基本波成分の値を基本波相電圧指令値として算出する基本波成分演算手段と、
前記基本波相電圧指令値を表す正弦波に対する高調波成分であって当該正弦波の振幅の１／６の振幅を有する第３次高調波成分を算出する高調波成分演算手段と、
前記基本波相電圧指令値に前記第３次高調波成分を加算することにより前記各相電圧指令値を算出する加算手段とを含み、
前記基本波成分演算手段は、
前記ブラシレスモータにおける回転界磁の磁束方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とからなる回転座標系であるｄ−ｑ座標を導入し、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の値を当該ｄ−ｑ座標で表現したｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を、前記操舵トルクに応じて決まる目標電流値と前記ブラシレスモータに流れる電流の検出値との偏差に基づき算出するｄ軸およびｑ軸電流制御演算手段と、
前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータの各相の電圧値に変換することにより前記基本波相電圧指令値を生成する座標変換手段とを含み、
前記高調波成分演算手段は、下記の式により前記第３次高調波成分ｖ ^* ₃ を算出することを特徴とする：
ｖ ^* ₃ ＝− (1/6) √ (2/3) ［ { −ｖ ^* _q ＋４ｖ ^* _d ² ｖ ^* _q ／ ( ｖ ^* _d ² ＋ｖ ^* _q ² )}sin3 θ _re
＋ { −ｖ ^* _d ＋４ｖ ^* _d ｖ ^* _q ² ／ ( ｖ ^* _d ² ＋ｖ ^* _q ² )}cos3 θ _re ］
ここで、ｖ ^* _d は前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖ ^* _q は前記ｑ軸電圧指令値であり、θ _re は前記回転界磁の回転位置を示す電気角である。
【００１７】
このような第１の発明によれば、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値が算出されることにより、各相電圧指令値の絶対値を電源電圧の１／２以下に抑えつつ各相電圧指令値における基本波成分（基本正弦波）の振幅を従来よりも大きくすることができるので、ブラシレスモータの駆動において電源電圧の利用率を向上させることができる。また、３相ブラシレスモータの場合、第３次高調波は線間電圧には現れず、モータ電流に高調波成分が含まれないので、トルクリップルや振動の発生を抑えることできる。そして、ｄ−ｑ軸座標に基づく電流制御において、基本波相電圧指令値に重畳すべき第３次高調波成分を例えば四則演算と正弦波ＲＯＭテーブルの参照とによって求めることができるので、第３次高調波成分ｖ ^* ₃ の算出による演算負荷を小さくすることができる。
【００２４】
第２の発明は、車両操舵のための操作手段に加えられる操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加して当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値として算出する制御演算手段と、
前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ駆動手段とを備え、
前記制御演算手段は、
前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧における基本波成分の値を基本波相電圧指令値として算出する基本波成分演算手段と、
前記基本波相電圧指令値を表す正弦波に対する高調波成分であって当該正弦波の振幅の１／６の振幅を有する第３次高調波成分を算出する高調波成分演算手段と、
前記基本波相電圧指令値に前記第３次高調波成分を加算することにより前記各相電圧指令値を算出する加算手段と、
前記基本波相電圧指令値を表す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを駆動するための電源電圧の１／√３以下に制限する振幅制限手段とを含むことを特徴とする。
【００２５】
このような第２の発明によれば、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値が算出されることにより、各相電圧指令値の絶対値を電源電圧の１／２以下に抑えつつ各相電圧指令値における基本波成分（基本正弦波）の振幅を従来よりも大きくすることができるので、ブラシレスモータの駆動において電源電圧の利用率を向上させることができる。また、３相ブラシレスモータの場合、第３次高調波は線間電圧には現れず、モータ電流に高調波成分が含まれないので、トルクリップルや振動の発生を抑えることできる。そして、基本波相電圧指令値の振幅が電源電圧の１／√３に制限されることにより、ブラシレスモータが高回転で高負荷の状態となっても各相電圧指令値を歪ませることなく、電源電圧を最大限まで利用することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
＜１．第１の実施形態＞
＜１.１ 全体構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両構成と共に示す概略図である。この電動パワーステアリング装置は、操舵のための操作手段としてのハンドル（ステアリングホイール）１００に一端が固着されるステアリングシャフト１０２と、そのステアリングシャフト１０２の他端に連結されたラックピニオン機構１０４と、ハンドル１００の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ３と、ハンドル操作（操舵操作）における運転者の負荷を軽減するための操舵補助力を発生させるブラシレスモータ６と、その操舵補助力をラック軸に伝達するボールねじ駆動部１１と、ブラシレスモータ６のロータの回転位置を検出するレゾルバ等の位置検出センサ１２と、車載バッテリ８からイグニションスイッチ９を介して電源の供給を受け、トルクセンサ３や車速センサ４、位置検出センサ１２からのセンサ信号に基づきモータ６の駆動を制御する電子制御ユニット（ＥＣＵ）５とを備えている。このような電動パワーステアリング装置を搭載した車両において運転者がハンドル１００を操作すると、トルクセンサ３は、その操作による操舵トルクを検出し、操舵トルクを示す操舵トルク信号Ｔｓを出力する。一方、車速センサ４は、車両の速度（車速）を検出し、車速を示す車速信号Ｖｓを出力する。制御装置としてのＥＣＵ５は、それら操舵トルク信号Ｔｓおよび車速信号Ｖｓと、位置検出センサ１２によって検出されるロータの回転位置とに基づいて、モータ６を駆動する。これによりモータ６は操舵補助力を発生し、この操舵補助力がボールねじ駆動部１１を介してラック軸に加えられることにより、操舵操作における運転者の負荷が軽減される。すなわち、ハンドル操作によって加えられる操舵トルクによる操舵力とモータ６の発生する操舵補助力との和によって、ラック軸が往復運動を行う。ラック軸の両端はタイロッドおよびナックルアームから成る連結部材１０６を介して車輪１０８に連結されており、ラック軸の往復運動に応じて車輪１０８の向きが変わる。
【００２７】
＜１.２ 制御装置の構成＞
図２は、上記電動パワーステアリング装置における制御装置であるＥＣＵ５の構成を示すブロック図である。このＥＣＵ５は、位相補償器１１２とマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略記する）１０とモータ駆動部とから構成される。マイコン１０は、その内部のメモリに格納された所定のプログラムを実行することにより、目標電流演算部１１４と指令電流方向指定部１１６と収斂性補正部１１８と加算器１２０と減算器１２２、１２４とｄ軸電流ＰＩ制御部１２６とｑ軸電流ＰＩ制御部１２８と第１制限処理部１３０とｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２と符号反転加算器１３４と第２制限処理部１３６と３相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８と正弦波ＲＯＭテーブル１４０とロータ角速度演算部１４２とからなるモータ制御部として機能する。モータ駆動部は、モータ制御部としてのマイコン１０から出力される電圧指令値に基づき、ｕ相、ｖ相およびｗ相からなる３相のブラシレスモータ６を駆動するハードウェア（回路）であって、３相ＰＷＭ変調部１５０と、モータ駆動回路１５２と、ｕ相電流検出器１５６と、ｖ相電流検出器１５４と、ロータ角度位置検出器１６２とから構成される。
【００２８】
本実施形態では、ハンドル１００の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクがトルクセンサ３によって検出され、トルクセンサ３から出力される操舵トルク信号Ｔｓが上記構成のＥＣＵ５に入力されると共に、車速が車速センサ４によって検出され、車速センサ４から出力される車速信号ＶｓもＥＣＵ５に入力される。ＥＣＵ５では、入力された操舵トルク信号Ｔｓに対して位相補償器１１２により位相補償が施され、その位相補償後の信号は、目標電流演算部１１４に入力される。一方、車速センサ４から出力される車速信号Ｖｓは、ＥＣＵ５における目標電流演算部１１４と収斂性補正部１１８とに入力される。また、モータ６に取り付けられた位置検出センサ１２から出力されるセンサ信号Ｓｒが、ＥＣＵ５におけるロータ角度位置検出器１６２に入力され、ロータ角度位置検出器１６２は、モータ６のロータである回転界磁（永久磁石）の回転位置すなわち電気角θ_reを示す信号を出力する（図８参照）。この電気角θ_reを示す信号は、正弦波ＲＯＭテーブル１４０とロータ角速度演算部１４２とに入力される。
【００２９】
目標電流演算部１１４は、上記操舵トルク信号Ｔｓと上記車速信号Ｖｓとに基づき、モータ６に供給すべき電流の値である目標電流値Ｉｔを算出する。具体的には、適切な操舵補助力を発生させるためにモータ６に供給すべき目標電流の値と操舵トルクとの関係を車速をパラメータとして示すテーブル（「アシストテーブル」と呼ばれる）が目標電流演算部１１４内に予め保持されており、目標電流演算部１１４は、このアシストテーブルを参照して目標電流値Ｉｔを設定する。ただし、この目標電流値Ｉｔは、既述の式（２ｂ）で表されるｑ軸電流に相当する電流指令値を示す符号付きの値であって、その正負は、操舵補助の方向、すなわち右方向操舵を補助する方向のトルクをモータ６に発生させるべきか、左方向操舵を補助する方向のトルクをモータ６に発生させるべきかを示している。
【００３０】
指令電流方向指定部１１６は、上記目標電流値Ｉｔの正負を示す信号すなわち操舵補助の方向を示す信号（以下「方向信号」という）Ｓdirを生成し、この方向信号Ｓdirは収斂性補正部１１８に入力される。また、ロータ角速度演算部１４２は、ロータ角度に相当する電気角θ_reを示す信号に基づきロータ角速度ωreを算出し、このロータ角速度ωreを示す信号も収斂性補正部１１８に入力される。収斂性補正部１１８は、これらの信号と車速信号Ｖｓとに基づき、車両収斂性を確保するための補償電流値ｉｃを算出する。加算器１２０は、この補償電流値ｉｃを上記の目標電流値Ｉｔに加算し、その結果得られる加算値をｑ軸電流指令値ｉ^* _qとして出力する。このｑ軸電流指令値ｉ^* _qは、モータ６が発生すべきトルクに対応する電流値であり、減算器１２４に入力される。一方、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dは、トルクに関与しないのでｉ^* _d＝０として、減算器１２２に入力される。
【００３１】
ｕ相電流検出器１５６とｖ相電流検出器１５４は、モータ駆動回路１５２からモータ６に供給される電流のうちｕ相電流とｖ相電流をそれぞれ検出し、ｕ相電流検出値ｉ_uとｖ相電流検出値ｉ_vをそれぞれ出力する。正弦波ＲＯＭテーブル１４０は、角度θの各種の値とsinθの各種の値とを互いに対応付けて格納しており、ロータ角度位置検出器１６２からの信号の示す電気角θ_reに対応する正弦波値sinθ_reを出力する。３相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８は、この正弦波値sinθ_reを用いて、上記のｕ相電流検出値ｉ_uおよびｖ相電流検出値ｉ_vを、ｄ−ｑ座標上の値すなわちｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。このようにして得られたｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qは、減算器１２２および減算器１２４にそれぞれ入力される。
【００３２】
減算器１２２は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d＝０と上記のｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_dを算出し、ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６は、このｄ軸電流偏差ｅ_dに対する比例積分制御演算によってｄ軸電圧指令値ｖ^* _dを求める。一方、減算器１２４は、加算器１２０から出力されるｑ軸電流指令値ｉ^* _qと上記のｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差であるｑ軸電流偏差ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_qを算出し、ｑ軸電流ＰＩ制御部１２８は、このｑ軸電流偏差ｅ_qに対する比例積分制御演算によってｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを求める。
【００３３】
第１制限処理部１３０は、モータ６に印加すべき相電圧に対する振幅制限手段であるが、各相の電圧指令値が常に正弦波となるように各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mをｖ^* _m≦Ｅ_d／２（式（７））に制限していた従来とは異なり、上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qに対応する各相電圧指令値（式（６ａ）〜（６ｃ）参照）の振幅ｖ^* _mがｖ^* _m≦Ｅ_dとなるように、上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する。
【００３４】
ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２は、第１制限処理部１３０による上記制限（リミッタ処理）の施された後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを３相交流座標上の値であるｕ相電圧指令値ｖ^* _uおよびｖ相電圧指令値ｖ^* _vに変換する。そして、符号反転加算器１３４は、それらの相電圧指令値ｖ^* _uおよびｖ^* _vからｗ相電圧指令値ｖ^* _wを算出する。
【００３５】
第２制限処理部１３６は、このようにして得られた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対するリミッタ手段であって、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの振幅が中性点を０としたときＥ_d／２を超えないように各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを制限する（Ｅ_dは電源電圧）。
【００３６】
３相ＰＷＭ変調部１５０は、第２制限処理部１３６による上記制限（リミッタ処理）の施された後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wにそれぞれ応じたデューティ比のＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。
【００３７】
モータ駆動回路１５２は、例えば電力用ＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子を用いて構成されるＰＷＭ電圧形インバータであって、各スイッチング素子を上記ＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってオン／オフさせることにより、ブラシレスモータ６に印加すべき各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを生成する。これらの各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wは、ＥＣＵ５から出力されてモータ６に印加される。この電圧印加に応じてモータ６の各相ｕ、ｖ、ｗのコイル（不図示）に電流が流れ、モータ６はその電流に応じて操舵補助のためのトルクＴｍを発生させる。
【００３８】
モータ６に流れる電流のうちｕ相電流ｉ_uとｖ相電流ｉ_vは、既述のようにｕ相電流検出器１５６とｖ相電流検出器１５４によってそれぞれ検出され、３相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８によってｄ−ｑ座標上の電流値ｉ_d、ｉ_qに変換される。これらｄ−ｑ座標上の電流値ｉ_d、ｉ_qのうちｄ軸電流検出値ｉ_dは減算器１２２に、ｑ軸電流検出値ｉ_qは減算器１２４に、それぞれ入力される。これにより、所望の操舵補助力をモータ６によって発生させるべく、ｄ軸電流検出値ｉ_dがｄ軸電流指令値ｉ^* _dに、ｑ軸電流検出値ｉ_qがｑ軸電流指令値ｉ^* _qにそれぞれ等しくなるように、フィードバック制御が行われる（この制御は「電流制御」と呼ばれる）。
【００３９】
＜１.３ 電流制御動作＞
上記のように本実施形態では、操舵トルクや車速に応じて適切な操舵補助が行われるようにモータ電流の目標値（ｄ軸電流指令値ｉ^* _dおよびｑ軸電流指令値ｉ^* _q）が設定され、この目標値の電流がモータ６に流れるようにフィードバック制御が行われる。図３は、このような電流制御のためのマイコン１０による演算（以下「電流制御演算」という）の手順を示すフローチャートである。マイコン１０がこの電流制御演算を実行することにより、図２において点線で囲まれた部分に相当する電流制御部２０のうちモータ駆動部以外の部分（以下「電流制御演算部」という）が実現される。以下、図２および図３を参照しつつ、本実施形態における電流制御演算部の動作（電流制御動作）について説明する。
【００４０】
本実施形態では、イグニションスイッチ９がオンされると、ＥＣＵ５が起動され、ＥＣＵ５内のマイコン１０は、図３に示した電流制御演算を繰り返し実行する。この電流制御演算においてマイコン１０は以下のように動作する。
【００４１】
まずマイコン１０は、磁極位置を示す電気角θ_reをロータ角度位置検出器１６２から受け取り（ステップＳ１２）、ｕ相電流検出器１５６からｕ相電流検出値ｉ_uを、ｖ相電流検出器１５４からｖ相電流検出値ｉ_vをそれぞれ受け取る（ステップＳ１４）。次に、マイコン１０内のメモリに格納された正弦波ＲＯＭテーブル１４０を参照して正弦波値sinθ_reを得て、この正弦波値sinθ_reとｕ相電流検出値ｉ_uおよびｖ相電流検出値ｉ_vとを用いて、式（３ａ）（３ｂ）すなわち次式により、ｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qを算出する（ステップＳ１６）。
ｉ_d＝√２｛ｉ_vsinθ_re−ｉ_usin(θ_re−2π/3)｝
ｉ_q＝√２｛ｉ_vcosθ_re−ｉ_ucos(θ_re−2π/3)｝
このステップＳ１６により３相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８が実現される。
【００４２】
次にマイコン１０は、上記ｄ軸電流検出値ｉ_dと予め設定されたｄ軸電流指令値ｉ^* _dとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_dを算出して、このｄ軸電流偏差ｅ_dに対する比例積分制御演算によってｄ軸電圧指令値ｖ^* _dを求めると共に、上記ｑ軸電流検出値ｉ_qと加算器１２０によって得られるｑ軸電流指令値ｉ^* _qとの偏差であるｑ軸電流偏差ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_qを算出して、このｑ軸電流偏差ｅ_qに対する比例積分制御演算によってｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを求める。すなわち、次式によりｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを算出する（ステップＳ１８、Ｓ２０）。
ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝
ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝
ここで、Ｋｐは比例ゲインであり、Ｔｉは積分時間である。上記ステップＳ１８により減算器１２２および１２４が実現され、ステップＳ２０によりｄ軸電流ＰＩ制御部１２６およびｑ軸電流ＰＩ制御部１２８が実現される。
【００４３】
次にマイコン１０は、上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qに対応する各相電圧指令値（式（６ａ）〜（６ｃ）参照）の振幅ｖ^* _mが
ｖ^* _m≦Ｅ_d …（１０）
となるように、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する。具体的には、式（６ｄ）に示すように
ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}
であるので、この式に基づき上記式（１０）を満たすようにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する（ステップＳ２２）。このステップＳ２２の処理であるリミッタ処理により第１制限処理部１３０が実現される。
【００４４】
次にマイコン１０は、正弦波ＲＯＭテーブル１４０を参照して得られる正弦波値sinθ_reと上記リミッタ処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qとを用いて、各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを次式により算出する（ステップＳ２４）。
ｖ^* _u＝√(2/3)｛ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re｝
ｖ^* _v＝√(2/3)｛ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re−2π/3)｝
ｖ^* _w＝−ｖ^* _u−ｖ^* _v
このステップＳ２４により、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２と符号反転加算器１３４とが実現される。
【００４５】
次にマイコン１０は、このようにして得られた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対してリミッタ処理を施す（ステップＳ２６）。すなわち、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを、中性点を０としたとき次式のように制限する。
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _u≦Ｅ_d/2 …（１１ａ）
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _v≦Ｅ_d/2 …（１１ｂ）
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _w≦Ｅ_d/2 …（１１ｃ）
ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このステップＳ２６により、第２制限処理部１３６が実現される。上記式（１１ａ）〜（１１ｃ）によるリミッタ処理後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wはマイコン１０から出力され（ステップＳ２８）、１回分の電流制御演算が終了する。
【００４６】
既述のように上記の電流制御演算は繰り返し実行され、モータ６には、３相ＰＷＭ変調部１５０やモータ駆動回路１５２等からなるモータ駆動部により、マイコン１０から出力される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じた各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが印加される。
【００４７】
＜１.４ 作用および効果＞
上記第１の実施形態によれば、モータ６が高回転で高負荷の状態であるときには、各相電圧指令値は台形波状となる。すなわち、モータ６の回転数や負荷が或る程度以上となると、第２制限処理部１３６でのリミッタ処理前の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、第１制限処理部１３０での振幅制限（式（１０））により、図４（ａ）に示すような振幅ｖ^* _m＝Ｅ_dの正弦波状となり、第２制限処理部１３６でのリミッタ処理（式（１１ａ）〜（１１ｃ））の後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、図４（ｂ）に示すような台形波状となる。これにより、従来（図９）に比べてモータ出力が増大するので、大きな操舵補助力が得られる。また、この場合、相間電圧（線間電圧）ｖ^* _uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v、ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w、ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ^* _uも、図４（ｃ）に示すような台形波状となる。すなわち、線間電圧の振幅の最大値はＥ_dとなり、従来に比べて電圧利用率が向上し、モータ６の駆動において電源電圧を最大限まで利用することができる。ところで、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが上記のように台形波状となった場合において、もし異なる相の電圧指令値が同一の値になる期間が存在すれば、モータ６に流れる電流による磁界が回転しない期間が生じることになる。しかし本実施形態では、第１制限処理部１３０により、ｖ^* _m≦Ｅ_d（式（１０））となるように振幅ｖ^* _mが制限されていることから、図４（ｂ）に示すように、異なる相の電圧指令値が同一となる期間は生じない。
【００４８】
なお、上記第１の実施形態では３相ブラシレスモータ６の使用を前提としているが、３相以外の相数のブラシレスモータを使用した場合においても、上記と同様の構成により同様の効果が得られる。
【００４９】
＜２．第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、ブラシレスモータ６の駆動において電源電圧を最大限まで利用することができ、大きな操舵補助力を得ることができる。しかし、モータ６の高回転・高負荷時においてモータ６に印加される相間電圧（線間電圧）は台形波状となるため（図４（ｃ））、モータ電流には高調波成分が含まれ、これは、トルクリップルや振動の発生や増加の原因となる。そこで以下では、トルクリップルや振動の発生を抑えつつブラシレスモータ６の駆動における電圧利用率を向上させた電動パワーステアリング装置を、本発明の第２の実施形態として説明する。
【００５０】
本実施形態に係る電動パワーステアリング装置の全体構成は、上記第１の実施形態と同様であって図１に示す通りである。以下では、本実施形態における制御装置であるＥＣＵ５の構成および動作を中心に説明する。
【００５１】
図５は、本実施形態におけるＥＣＵ５の構成を示すブロック図である。このＥＣＵ５の構成のうち第１の実施形態と同一の部分には同一の符号を付して詳しい説明を省略する。本実施形態においても、ＥＣＵ５は、位相補償器１１２とマイコン１０とモータ駆動部とからなるが、電流制御のための構成が第１の実施形態と相違する。すなわち本実施形態では、マイコン１０が所定のプログラムを実行することにより実現されるモータ制御部が、第１の実施形態と同様の構成要素に加えて、第３次高調波成分演算部２０２と加算器２２１、２２２とを更に備えると共に、符号反転加算器１３４に代えて加減算器２２４を備えている。また、第１制限処理部２３０によるリミッタ処理の内容も第１の実施形態における第１制限処理部１３０と相違する。
【００５２】
＜２.１ 電流制御演算部の構成＞
以下、本実施形態においてマイコン１０によって実現されるモータ制御部のうち電流制御部３０を構成する部分である電流制御演算部につき、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５３】
本実施形態では、モータ６に印加すべき相間電圧（線間電圧）の振幅を電源電圧Ｅ_dまで確保すべく、式（６ａ）〜（６ｃ）に示す各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの基本正弦波にその第３次高調波を重畳する。すなわち、次式で示される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを使用する。

ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であり、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。また、sin3(θ_re＋φ)＝sin3(θ_re−2π/3＋φ)＝sin3(θ_re−4π/3＋φ)であるので、線間電圧（相間電圧）には、第３次高調波は現れない。
【００５４】
上記式（１２ａ）〜（１２ｃ）で示される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが歪まないようにするには、
ｖ^* _m{sinθ_re＋(1/6)sin3θ_re}≦Ｅ_d／２
とすればよい。ところで、ロータ角度位置すなわち電気角θ_reを変化させたときのsinθ_re＋(1/6)sin3θ_reの最大値は√3/2である。したがって、（√3/2)ｖ^* _m≦Ｅ_d/2、すなわち
ｖ^* _m≦Ｅ_d/√3 …（１３）
であればよい。上記式（１３）を式（７）と比較すればわかるように、これは、相電圧指令値における基本正弦波の振幅の制限値が従来の2/√3倍になることを意味する。なお、上記式（１２ａ）〜（１２ｃ）において、基本正弦波に重畳すべき第３次高調波の振幅が基本正弦波の振幅の1/6となっているのは、このときに基本正弦波と第３次高調波との合成波のピーク値が最も小さくなるからである。
【００５５】
本実施形態における電流制御演算部は、上記原理に基づき第１の実施形態とは下記のように相違する構成を有している。
【００５６】
本実施形態における振幅制限手段としての第１制限処理部２３０は、上記式（１３）すなわちｖ^* _m≦Ｅ_d/√3を満たすようにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する。この点で本実施形態は、式（１０）すなわちｖ^* _m≦Ｅ_dを満たすようにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する第１の実施形態とは相違する。
【００５７】
また、本実施形態における第３次高調波成分演算部２０２は、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wにおける基本波成分に重畳すべき第３次高調波成分ｖ^* ₃を、第１制限処理部２３０による振幅制限（式（１３））の処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qから算出する。そして加算器２２１は、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２によって得られるｕ相電圧指令値（基本波成分）に当該第３次高調波成分ｖ^* ₃を加算し、加算器２２２は、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２によって得られるｖ相電圧指令値（基本波成分）に当該第３次高調波成分ｖ^* ₃を加算する。また、加減算器２２４は、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２によって得られるｕ相電圧指令値とｖ相電圧指令値とを符号反転させて加算し、その加算値に当該第３次高調波成分ｖ^* ₃を加算する。このようにして、式（１２ａ）〜（１２ｃ）に示すように基本波成分に第３次高調波成分の重畳された各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが得られる。なお、第３次高調波成分は上記のように第３次高調波成分演算部２０２によって算出されるが、基本波成分を算出する手段は、減算器１２２、１２４とｄ軸電流ＰＩ制御部１２６とｑ軸電流ＰＩ制御部１２８とｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２と加減算器２２４の一部とによって実現されている。
【００５８】
第２制限処理部１３６は、このようにして得られた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの絶対値がＥ_d/2を超えないように各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対してリミッタ処理を施す（Ｅ_dは電源電圧）。ただし、本実施形態では第１制限処理部２３０により式（１３）を満たすように各相電圧指令値の基本正弦波の振幅が制限されることから、電流制御演算部が正常に動作している限り、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの絶対値がＥ_d/2を超えることはない。
【００５９】
第２制限処理部１３６による上記リミッタ処理後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、電流制御演算部（マイコン１０）から出力される。３相ＰＷＭ変調部１５０やモータ駆動回路１５２等からなるモータ駆動部は、これら各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じた各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wをモータ６に印加し、これによりモータ６が駆動される。
【００６０】
＜２.２ 電流制御動作＞
図６は、本実施形態におけるマイコン１０による電流制御演算の手順を示すフローチャートである。マイコン１０がこの電流制御演算を実行することにより、図５において点線で囲まれた部分に相当する電流制御部３０のうちモータ駆動部以外の部分すなわち電流制御演算部が実現される。以下、図５および図６を参照しつつ、本実施形態における電流制御演算部の動作（電流制御動作）について説明する。
【００６１】
本実施形態においても、ＥＣＵ５が起動されると、ＥＣＵ５内のマイコン１０は、図６に示した電流制御演算を繰り返し実行する。この電流制御演算においてマイコン１０は以下のように動作する。
【００６２】
図６に示した電流制御演算のルーチンが呼び出されると、マイコン１０は、第１の実施形態と同様のステップＳ１２〜Ｓ２０を実行する。これにより、３相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８と、減算器１２２および１２４と、ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６と、ｑ軸電流ＰＩ制御部１２８とが実現される。これらの構成要素は第１の実施形態の対応する構成要素と同様の機能を有し、これらにより、次式で示されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qが得られる。
ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝
ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝
ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_d、ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_q
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｔｉは積分時間であり、ｉ^* _dはｄ軸電流指令値、ｉ_dはｄ軸電流検出値であり、ｉ^* _qはｑ軸電流指令値、ｉ_qはｑ軸電流検出値である。
【００６３】
その後、マイコン１０は、上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qに対応する各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mが式（１３）すなわち
ｖ^* _m≦Ｅ_d/√3
を満たすように、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する。具体的には、式（６ｄ）に示すように
ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}
であるので、この式に基づき式（１３）を満たすようにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する（ステップＳ３２）。このステップＳ３２のリミッタ処理により第１制限処理部２３０が実現される。
【００６４】
次にマイコン１０は、第１の実施形態と同様にして、上記リミッタ処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを３相交流座標上の値すなわち各相電圧指令値に変換する（ステップＳ２４）。すなわち、次式により、基本波成分のみからなる相電圧指令値（以下「基本波相電圧指令値」という）ｖ^* _uf、ｖ^* _vf、ｖ^* _wfを算出する。
ｖ^* _uf＝√(2/3)｛ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re｝
ｖ^* _vf＝√(2/3)｛ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re−2π/3)｝
ｖ^* _wf＝−ｖ^* _uf−ｖ^* _vf
【００６５】
次に、マイコン１０は、上記リミッタ処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qから、次式により第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出する（ステップＳ３４）。
ｖ^* ₃＝(-1/6)√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}sin3(θ_re＋φ) …（１６）
ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であり、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。
【００６６】
そしてマイコン１０は、上記の第３次高調波成分ｖ^* ₃を上記の各基本波相電圧指令値ｖ^* _uf、ｖ^* _vf、ｖ^* _wfに加算することにより、すなわち
ｖ^* _u＝ｖ^* _uf＋ｖ^* ₃
ｖ^* _v＝ｖ^* _vf＋ｖ^* ₃
ｖ^* _w＝ｖ^* _wf＋ｖ^* ₃
により、式（１２ａ）〜（１２ｃ）で示される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを得る（ステップＳ３６）。
【００６７】
このような上記ステップＳ２４、Ｓ３４、Ｓ３６により、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２、第３次高調波成分演算部２０２、加算器２２１、２２２、および加減算器２２４が実現される。
【００６８】
しかし、上記式（１６）に含まれる平方根や逆正接関数の演算は大きな演算能力を必要とするため、上記式（１６）をそのまま用いて第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出するのは困難である。そこで本実施形態では、式（１６）を三角関数の公式を用いて以下のように変形する。

ここで、φ＝tan^-1{ｖ^* _d／(−ｖ^* _q)}より、
sinφ＝ｖ^* _d／√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（１８ａ）
cosφ＝−ｖ^* _q／√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（１８ｂ）
であるので、
sin2φ＝２sinφcosφ＝−２ｖ^* _dｖ^* _q／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²) …（１９ａ）
cos2φ＝１−２sin²φ＝(−ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²) …（１９ｂ）
となる。また、

である。したがって、式（１９ａ）（１９ｂ）（２０ａ）（２０ｂ）を式（１７）に代入することにより、次式が得られる。

上式より、第３次高調波成分ｖ^* ₃を例えば四則演算と正弦波ＲＯＭテーブルの参照とによって求めることができる。したがって、上記の第３次高調波成分ｖ^* ₃の算出によるマイコン１０の演算負荷を小さくすることができる。本実施形態においてステップＳ３４によって実現される第３次高調波成分演算部２０２は、上記式（２１）を用いて第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出する。なお、ｖ^* _d＝ｖ^* _q＝０のときはｖ^* ₃＝０である。
【００６９】
上記のようにして第３次高調波成分ｖ^* ₃が算出され、その第３次高調波成分ｖ^* ₃の重畳された各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが得られると、マイコン１０は、その各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対して第１の実施形態と同様のリミッタ処理を施す（ステップＳ２６）。すなわち、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを次式のように制限する。
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _u≦Ｅ_d/2
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _v≦Ｅ_d/2
−Ｅ_d/2≦ｖ^* _w≦Ｅ_d/2
ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このステップＳ２６により、第２制限処理部１３６が実現される。この第２制限処理部１３６によるリミッタ処理後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wはマイコン１０から出力され（ステップＳ２８）、１回分の電流制御演算が終了する。
【００７０】
既述のように上記の電流制御演算は繰り返し実行され、モータ６には、３相ＰＷＭ変調部１５０やモータ駆動回路１５２等からなるモータ駆動部により、マイコン１０から出力される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じた各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが印加される。
【００７１】
＜２.３ 作用および効果＞
上記第２の実施形態によれば、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wにおける基本正弦波の振幅ｖ^* _mに対する制限はｖ^* _m≦Ｅ_d/√3であって（式（１３））、従来（式（７））に比べて制限値が2/√3倍となる。そして、モータ６が高回転で高負荷の状態であって上記基本正弦波の振幅ｖ^* _mが最大となると、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、式（１２ａ）〜（１２ｃ）（１３）より

となるので、各相ｕ、ｖ、ｗの相間電圧（線間電圧）ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuは、
ｖ^* _uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v＝−Ｅ_dsin(θ_re＋π/6＋φ) …（１５ａ）
ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w＝−Ｅ_dsin(θ_re−π/2＋φ) …（１５ｂ）
ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ^* _u＝−Ｅ_dsin(θ_re＋5π/6＋φ) …（１５ｃ）
となり、各相間電圧ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuの振幅は電源電圧Ｅ_dに等しくなる。したがって、本実施形態によれば、電源電圧を最大限まで利用することができる。ただし、本実施形態におけるモータ出力は、従来よりも大きいが、第１の実施形態よりも低く小さくなる（図４参照）。
【００７２】
また、本実施形態によれば、相間電圧（線間電圧）ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuは基本波成分のみからなり高調波成分を含まない（式（１５ａ）〜（１５ｃ））。これにより、モータ電流に含まれる高調波成分が抑制されるので、トルクリップルや振動を増加させることなく、モータ出力を従来よりも大きくすることができる。
【００７３】
＜２.４ 変形例＞
既述のように、各相電圧指令値において重畳すべき第３次高調波成分の振幅が基本波成分の振幅の1/6となったときに相電圧指令値における基本正弦波の振幅の制限値が最も大きくなる（振幅に対する制限が最も緩くなる）が、重畳すべき第３次高調波の振幅は必ずしも基本正弦波の振幅の1/6である必要はない。例えば重畳すべき第３次高調波の振幅が基本正弦波の振幅の1/3または1/4であっても、ブラシレスモータの駆動において従来よりも電源電圧の利用率が向上する。
【００７４】
また、上記第２の実施形態では、各相電圧指令値の基本波成分に第３次高調波成分が重畳されるが、３の倍数かつ奇数の次数の高調波成分であれば他の高調波成分を基本波成分に重畳してもよい。ただし、装置の実現性と得られる効果とを勘案すれば、第３次高調波成分のみの重畳が現実的である。
【００７５】
さらに、上記第２の実施形態では３相ブラシレスモータが使用されているが、一般にｎ相ブラシレスモータが使用された場合には、基本正弦波に第ｎ次高調波を重畳する構成とすることにより、同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成をそれに関連する車両構成と共に示す概略図である。
【図２】第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置における制御装置であるＥＣＵの構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態においてマイコンにより実行される電流制御演算を示すフローチャートである。
【図４】第１の実施形態におけるブラシレスモータの制御のための相電圧指令値およびその相電圧指令値に対応する相間電圧を示す電圧波形図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電動パワーステアリング装置におけるＥＣＵ（制御装置）の構成を示すブロック図である。
【図６】第２の実施形態においてマイコンにより実行される電流制御演算を示すフローチャートである。
【図７】第２の実施形態におけるブラシレスモータの制御ための相電圧指令値およびその相電圧指令値に対応する相間電圧を示す電圧波形図である。
【図８】３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄ−ｑ座標とを説明するための模式図である。
【図９】従来のブラシレスモータの制御のための相電圧指令値およびその相電圧指令値に対応する相間電圧を示す電圧波形図である。
【符号の説明】
３ …トルクセンサ
４ …車速センサ
５ …電子制御ユニット（ＥＣＵ）
６ …ブラシレスモータ
８ …バッテリ
１１ …ボールねじ駆動部
１２ …位置検出センサ
１０ …マイクロコンピュータ（モータ制御部、制御演算手段）
２０、３０ …電流制御部
１１４ …目標電流演算部
１２２、１２４ …減算器
１２６ …ｄ軸電流ＰＩ制御部
１２８ …ｑ軸電流ＰＩ制御部
１３０、２３０ …第１制限処理部（振幅制限手段）
１３２ …ｄ−ｑ／３相交流座標変換部
１３６ …第２制限処理部（リミッタ手段）
１３８ …３相交流／ｄ−ｑ座標変換部
１５０ …３相ＰＷＭ変調部
１５２ …モータ駆動回路
２０２ …第３次高調波成分演算部
Ｔｓ …操舵トルク信号
ｉ^* _d …ｄ軸電流指令値
ｉ^* _q …ｑ軸電流指令値
ｉ_d …ｄ軸電流検出値
ｉ_q …ｑ軸電流検出値
ｅ_d …ｄ軸電流偏差
ｅ_q …ｑ軸電流偏差
ｖ^* _d …ｄ軸電圧指令値
ｖ^* _q …ｑ軸電圧指令値
ｖ^* _u …ｕ相電圧指令値
ｖ^* _v …ｖ相電圧指令値
ｖ^* _w …ｗ相電圧指令値
θ_re …電気角（ロータ角度位置）

Claims (3)

1. 車両操舵のための操作手段に加えられる操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加して当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
   前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値として算出する制御演算手段と、
   前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ駆動手段とを備え、
   前記制御演算手段は、
   前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧における基本波成分の値を基本波相電圧指令値として算出する基本波成分演算手段と、
   前記基本波相電圧指令値を表す正弦波に対する高調波成分であって当該正弦波の振幅の１／６の振幅を有する第３次高調波成分を算出する高調波成分演算手段と、
   前記基本波相電圧指令値に前記第３次高調波成分を加算することにより前記各相電圧指令値を算出する加算手段とを含み、
   前記基本波成分演算手段は、
   前記ブラシレスモータにおける回転界磁の磁束方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とからなる回転座標系であるｄ−ｑ座標を導入し、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の値を当該ｄ−ｑ座標で表現したｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を、前記操舵トルクに応じて決まる目標電流値と前記ブラシレスモータに流れる電流の検出値との偏差に基づき算出するｄ軸およびｑ軸電流制御演算手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータの各相の電圧値に変換することにより前記基本波相電圧指令値を生成する座標変換手段とを含み、
   前記高調波成分演算手段は、下記の式により前記第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出することを特徴とする電動パワーステアリング装置：
   ｖ^* ₃＝−(1/6)√(2/3)［{−ｖ^* _q＋４ｖ^* _d ²ｖ^* _q／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)}sin3θ_re
   ＋{−ｖ^* _d＋４ｖ^* _dｖ^* _q ²／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)}cos3θ_re］
   ここで、ｖ^* _dは前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖ^* _qは前記ｑ軸電圧指令値であり、θ_reは前記回転界磁の回転位置を示す電気角である。
2. 前記制御演算手段は、前記基本波相電圧指令値を表す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを駆動するための電源電圧の１／√３以下に制限する振幅制限手段を更に含むことを特徴とする、請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 車両操舵のための操作手段に加えられる操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加して当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
   前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を、基本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値として算出する制御演算手段と、
   前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ駆動手段とを備え、
   前記制御演算手段は、
   前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧における基本波成分の値を基本波相電圧指令値として算出する基本波成分演算手段と、
   前記基本波相電圧指令値を表す正弦波に対する高調波成分であって当該正弦波の振幅の１／６の振幅を有する第３次高調波成分を算出する高調波成分演算手段と、
   前記基本波相電圧指令値に前記第３次高調波成分を加算することにより前記各相電圧指令値を算出する加算手段と、
   前記基本波相電圧指令値を表す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを駆動するための電源電圧の１／√３以下に制限する振幅制限手段と
   を含むことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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