JP5879821B2 - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、三相同期モータ（電動機）を、インバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）で制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

三相同期モータをインバータのＰＭＷで制御（以降の説明では、「ＰＭＷ制御」と記載する場合がある）するモータ制御装置としては、例えば、特許文献１に記載されているものがある。
特許文献１に記載されているモータ制御装置は、三次高調波を近似した波形を生成し、この生成した波形をＰＷＭ制御のための三相電圧指令値とするとともに、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）間の相間電圧を電源電圧とするものである。

特開２００９‐１２４７９９号公報

しかしながら、特許文献１に記載のモータ制御装置では、相間電圧の波形が正弦波とならないため、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに、トルクの変動や異音が発生するおそれがある。
本発明は、上記のような問題点に着目してなされたもので、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能な、モータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様は、三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を、Ｑ軸電圧とＤ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。そして、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、パルス幅変調で制御する三相電圧指令値を演算する。

本発明によれば、三相電圧を三乗した値を、Ｑ軸電圧とＤ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、三相電圧指令値を演算するため、相間電圧の波形を、正弦波とすることが可能となる。これにより、ＰＭＷ制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。

本発明の第一実施形態のモータ制御装置の概略構成を示す図である。 コントローラの概略構成を示すブロック図である。 各相の正弦波に三次高調波を重畳した場合の、三相電圧と相間電圧の波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。
（第一実施形態）
以下、本発明の第一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
（構成）
図１は、本実施形態のモータ制御装置１の概略構成を示す図である。
モータ制御装置１は、三相電圧指令値をパルス幅変調（以降の説明では、「ＰＭＷ」と記載する場合がある）で制御して、三相同期モータ２を制御（以降の説明では、「ＰＭＷ制御」と記載する場合がある）する装置である。
また、図１中に示すように、モータ制御装置１は、モータ回転角センサ４と、インバータ６と、電圧センサ８と、コントローラ１０を備える。

三相同期モータ２は、Ｕ相のコイル１２Ｕと、Ｖ相のコイル１２Ｖと、Ｗ相のコイル１２Ｗを有し、これら三相のコイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）へ適切な電流を流すことで回転するモータである。
なお、本実施形態では、一例として、三相同期モータ２を、電気自動車（ＥＶ：ｈｙｂｒｉｄ ｖｅｈｉｃｌｅ）や、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ：ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）の走行用モータとして用いる場合を説明する。

モータ回転角センサ４は、上述した各コイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）と三相同期モータ２が有する図示しないロータ（回転子）との電気角（電気角度）を検出する。そして、モータ回転角センサ４は、検出した電気角を含む情報信号を、コントローラ１０へ出力する。
インバータ６は、三相同期モータ２及び電源１４と接続する。
また、インバータ６は、Ｕ相プラス側スイッチ１６ＵＰと、Ｕ相マイナス側スイッチ１６ＵＭと、Ｖ相プラス側スイッチ１６ＶＰと、Ｖ相マイナス側スイッチ１６ＶＭと、Ｗ相プラス側スイッチ１６ＷＰと、Ｗ相マイナス側スイッチ１６ＷＭを備える。

上述した各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いて形成する。
Ｕ相プラス側スイッチ１６ＵＰは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰを有する。
Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰは、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_UPに応じて作動し、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路を接続または遮断する。

Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと並列に接続して、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｕ相マイナス側スイッチ１６ＵＭは、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭと、Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭを有する。

Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭは、Ｕ相プラス側アーム１８ＵＰと直列に接続するとともに、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_UMに応じて作動し、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭは、Ｕ相マイナス側アーム１８ＵＭと並列に接続して、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給経路間に介装する。また、Ｕ相マイナス側環流用ダイオード２０ＵＭが電流の流れを許容する方向は、Ｕ相プラス側環流用ダイオード２０ＵＰと同様、電源１４からＵ相のコイル１２Ｕまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。

Ｖ相プラス側スイッチ１６ＶＰは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰを有する。
Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰは、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_VPに応じて作動し、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路を接続または遮断する。

Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと並列に接続して、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｖ相マイナス側スイッチ１６ＶＭは、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭと、Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭを有する。

Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭは、Ｖ相プラス側アーム１８ＶＰと直列に接続するとともに、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_VMに応じて作動し、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭは、Ｖ相マイナス側アーム１８ＶＭと並列に接続して、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖへの電力供給経路間に介装する。また、Ｖ相マイナス側環流用ダイオード２０ＶＭが電流の流れを許容する方向は、Ｖ相プラス側環流用ダイオード２０ＶＰと同様、電源１４からＶ相のコイル１２Ｖまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。

Ｗ相プラス側スイッチ１６ＷＰは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰを有する。
Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰは、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_WPに応じて作動し、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路を接続または遮断する。

Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと並列に接続して、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰが電流の流れを許容する方向は、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。
Ｗ相マイナス側スイッチ１６ＷＭは、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭと、Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭを有する。

Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭは、Ｗ相プラス側アーム１８ＷＰと直列に接続するとともに、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭは、コントローラ１０が出力する駆動指令信号Ｖ_WMに応じて作動し、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路を接続または遮断する。
Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭは、Ｗ相マイナス側アーム１８ＷＭと並列に接続して、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗへの電力供給経路間に介装する。また、Ｗ相マイナス側環流用ダイオード２０ＷＭが電流の流れを許容する方向は、Ｗ相プラス側環流用ダイオード２０ＷＰと同様、電源１４からＷ相のコイル１２Ｗまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。

電圧センサ８は、電源１４の電圧を検出し、この検出した電圧を含む情報信号を、コントローラ１０へ出力する。
ここで、電圧センサ８が検出する電圧は、三相同期モータ２が発生させるトルクや、三相同期モータ２の回転数に応じた電圧であり、具体的には、Ｑ軸電圧と、Ｄ軸電圧である。
Ｑ軸電圧は、三相同期モータ２が有する磁石が発生する磁束の方向に沿った電圧であり、Ｄ軸電圧は、Ｑ軸電圧と直交する方向の電圧である。すなわち、Ｄ軸電圧とＱ軸電圧は、直交回転座標系における二軸の電圧である。

コントローラ１０は、モータ回転角センサ４が出力する情報信号と、電圧センサ８が出力する情報信号の入力を受ける。そして、コントローラ１０は、入力を受けた情報信号が含む電気角と、Ｄ軸電圧及びＱ軸電圧に応じて、上述した各駆動指令信号（Ｖ_UP、Ｖ_UM、Ｖ_VP、Ｖ_VM、Ｖ_WP、Ｖ_WM）を生成する。さらに、コントローラ１０は、生成した駆動指令信号を、インバータ６へ出力する。これにより、上述した電気角に応じて、三相のコイル（１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ）の電圧を、「０」〜「電源１４が供給する電圧（供給電圧）」の間で変化させる。

以下、図１を参照しつつ、図２を用いて、コントローラ１０の詳細な構成を説明する。
図２は、コントローラ１０の構成を示すブロック図である。
コントローラ１０は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２と、三次高調波重畳部２４と、ＰＷＭデューティ変換部２６と、ＰＷＭ波形生成部２８を備える。

ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、モータ回転角センサ４が出力する情報信号が含む電気角θと、電圧センサ８が出力する情報信号が含むＤ軸電圧Ｖ_D及びＱ軸電圧Ｖ_Qに基づき、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する。
すなわち、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧Ｖ_D及びＱ軸電圧Ｖ_Qに基づいて、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する。
ここで、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する際には、以下の計算式（１）を用いる。

そして、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を含む情報信号を、三次高調波重畳部２４へ出力する。
三次高調波重畳部２４は、三相同期モータ２を制御するためにＰＭＷ制御で制御する三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する。なお、三相電圧指令値の演算は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が出力した情報信号が含む三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）と、電圧センサ８が出力する情報信号が含むＤ軸電圧Ｖ_D及びＱ軸電圧Ｖ_Qに基づいて行う。
ここで、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を算出する際には、以下の計算式（２）を用いる。

すなわち、三次高調波重畳部２４は、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を三乗した値（Ｖ_U ³、Ｖ_V ³、Ｖ_W ³）を、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。
これに加え、三次高調波重畳部２４は、上記のように演算した三次高調波を、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）に重畳して、波形が正弦波である三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する。なお、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）の波形が正弦波となる理由は、後述する。

そして、三次高調波重畳部２４は、演算した三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を含む情報信号を、ＰＷＭデューティ変換部２６へ出力する。
ＰＷＭデューティ変換部２６は、三次高調波重畳部２４が出力した情報信号が含む三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）に基づき、この三相電圧指令値を実現するためのＰＷＭデューティ比（Ｄ_U、Ｄ_V、Ｄ_W）を演算する。

そして、ＰＷＭデューティ変換部２６は、演算したＰＷＭデューティ比（Ｄ_U、Ｄ_V、Ｄ_W）を含む情報信号を、ＰＷＭ波形生成部２８へ出力する。
ＰＷＭ波形生成部２８は、ＰＷＭデューティ変換部２６が出力した情報信号が含むＰＷＭデューティ比（Ｄ_U、Ｄ_V、Ｄ_W）に基づき、このＰＷＭデューティ比に応じた矩形波を生成する。

そして、ＰＷＭ波形生成部２８は、生成した矩形波に基づき、上述した各駆動指令信号（Ｖ_UP、Ｖ_UM、Ｖ_VP、Ｖ_VM、Ｖ_WP、Ｖ_WM）を生成する。
さらに、ＰＷＭ波形生成部２８は、生成した各駆動指令信号（Ｖ_UP、Ｖ_UM、Ｖ_VP、Ｖ_VM、Ｖ_WP、Ｖ_WM）を含む情報信号を、対応する各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）へ出力する。

（三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値の波形が正弦波となる理由）
以下、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）の波形が正弦波となる理由を説明する。
まず、上述した計算式（２）中のうち、三乗した三相電圧（Ｖ_U ³、Ｖ_V ³、Ｖ_W ³）を除算する値である、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qとの二乗和を、以下の計算式（３）を用いて変換する。

さらに、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を、それぞれ、以下の式（４）として変換する。

なお、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を、それぞれ、上式（４）とする変換は、以下の式（５）から（８）に基づいて行う。

ここで、上式（５）は、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳せずに演算した場合の、Ｕ相の電圧Ｖ_Uを示す式である。また、上式（５）から（８）中に示すδは、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qの大きさで決定する角度である。なお、以降の説明では、簡略化のために、角度δに関する記載を省略する。

また、上式（６）は、上式（５）中におけるｓｉｎの関数を示す式である。
また、三相同期モータ２においては、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ２を駆動させる。なお、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ２を駆動させると、各相の正弦波の振幅は、電源１４の電圧の１／２となる。

このため、上式（４）中に示すＶ相の電圧Ｖ_Vにおけるｓｉｎの関数βは、上式（６）中に示すαの位相を２π／３ｒａｄ変化させた値となる。同様に、上式（４）中に示すＷ相の電圧Ｖ_Wにおけるｓｉｎの関数γは、上式（６）中に示すαの位相を４π／３ｒａｄ変化させた値となる。
なお、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を、それぞれ、上式（４）とする変換は、上式（５）の代わりに、以下の式（９）に基づいて行ってもよい。

ここで、上式（９）は、上式（５）と異なり、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳して演算した場合の、Ｕ相の電圧Ｖ_Uを示す式である。
次に、上式（３）及び（４）を用いて、以下の式（１０）を変換し、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を示す式（１１）を形成する。

ここで、上式（１０）は、三相同期モータ２の電気角をθとし、制御対象である電源１４の電圧をＶとした場合に、波形が正弦波であるＵ相の電圧Ｖ_Uを示す式である。なお、特に記載しないが、Ｖ相の三相電圧指令値Ｖ_VCMD及びＷ相の三相電圧指令値Ｖ_WCMDに関しても、Ｕ相の三相電圧指令値Ｖ_UCMDと同様に変換して形成する。

なお、上式（１０）は、各相の正弦波に三次高調波を重畳して、例えば、図３中に示すように、各相間（例えば、Ｕ相とＶ相）の電圧（以下、「相間電圧」と記載する）の振幅を、電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とする式である。なお、図３は、各相の正弦波に三次高調波を重畳した場合の、三相電圧（図中では、Ｕ相電圧）と相間電圧（図中では、Ｕ相とＶ相との間の電圧）の波形を示す図である。

ここで、三相電圧をＰＷＭで制御する場合に、各相の位相を２π／３ｒａｄずつ変化させた正弦波を用いると、各相の正弦波の振幅は電源１４の電圧の１／２となるものの、相間電圧の振幅が電源１４の電圧の√３／４となる。このため、電源１４の電圧を有効に使い切ることが困難となるという問題が発生する。
しかしながら、上式（１０）を用いてＵ相の電圧Ｖ_Uを演算すると、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能となる。
さらに、以下の式（１２）を用いて、上式（１１）中の３次の項を変換し、以下の式（１３）を形成する。

ここで、上式（１２）は、公知の「３倍角の公式」である。
次に、上式（４）から、以下の式（１４）を形成する。

そして、上式（１４）を、上式（１３）中に代入して、以下の式（１５）を形成する。

さらに、上式（３）を用いて上式（１５）中のＶｓｑを変換し、以下の式（１６）を形成する。

上式（１６）に示すように、上式（３）を用いて上式（１５）中のＶｓｑを変換すると、上式（２）と等しい三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）が演算されることとなる。
ここで、上式（１６）は、上式（１０）、すなわち、波形が正弦波であるＵ相の電圧Ｖ_Uを示す式を変換して形成した式である。

したがって、上式（２）は、波形が正弦波であるＵ相の電圧Ｖ_Uを示す式と等価な式となり、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）の波形は、正弦波となる。これに加え、三次高調波重畳部２４が演算する三相電圧指令値の波形は、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とすることが可能な正弦波となる。

（動作）
次に、図１から図３を参照して、本実施形態のモータ制御装置１が行なう動作の一例について説明する。
ここで、本実施形態では、三相同期モータ２を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いる。すなわち、本実施形態では、三相同期モータ２を備える車両（電気自動車、ハイブリッド自動車）の使用時（走行時等）を、モータ制御装置１の動作時とする。

したがって、モータ制御装置１の動作時には、上述したように、モータ回転角センサ４が検出した電気角θと、電圧センサ８が検出したＤ軸電圧Ｖ_D及びＱ軸電圧Ｖ_Qに基づき、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する。
そして、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧に基づき、三次高調波重畳部２４が、波形が正弦波である三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する。

次に、ＰＷＭデューティ変換部２６が、三次高調波重畳部２４が演算した三相電圧指令値を実現するためのＰＷＭデューティ比（Ｄ_U、Ｄ_V、Ｄ_W）を演算する。さらに、ＰＷＭ波形生成部２８が、ＰＷＭデューティ変換部２６が演算したＰＷＭデューティ比に基づき、このＰＷＭデューティ比に応じた矩形波を生成する。

そして、ＰＷＭ波形生成部２８が、上述した各駆動指令信号（Ｖ_UP、Ｖ_UM、Ｖ_VP、Ｖ_VM、Ｖ_WP、Ｖ_WM）を生成し、これらの生成した各駆動指令信号を含む情報信号を、対応する各スイッチ１６へ出力する。
各駆動指令信号を含む情報信号の入力を受けた、各スイッチ（１６ＵＰ、１６ＵＷ、１６ＶＰ、１６ＶＭ、１６ＷＰ、１６ＷＭ）が備えるアーム１８は、駆動指令信号に応じて作動し、電源１４からコイル１２への電力供給経路を接続または遮断する。

アーム１８の作動により、電源１４からコイル１２への電力供給経路を接続または遮断すると、三相同期モータ２が回転して車両が走行する。
ここで、上述したように、ＰＷＭ波形生成部２８が各スイッチ１６へ出力する駆動指令信号は、波形が正弦波である三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）に基づいて生成した信号である。

このため、ＰＷＭ波形生成部２８が各スイッチ１６へ出力する駆動指令信号は、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とすることが可能となるとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
これにより、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となるため、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。

なお、上述したように、本実施形態のモータ制御装置１の動作で実施するモータ制御方法は、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を三乗した値を、Ｑ軸電圧Ｖ_QとＤ軸電圧Ｖ_Dとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップを有する。これに加え、モータ制御方法は、三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）に重畳して、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する三相電圧指令値演算ステップを有する。

ここで、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）は、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧Ｖ_Q及びＤ軸電圧Ｖ_Dに基づいて算出する。また、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）は、三相同期モータを制御するためにパルス幅変調で制御する指令値である。
以上により、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２は、三相電圧算出部に対応する。また、三次高調波重畳部２４は、三次高調波演算部及び三相電圧指令値演算部に対応する。
また、三次高調波重畳部２４で行う処理は、三次高調波演算ステップ及び三相電圧指令値演算ステップに対応する。

（第一実施形態の効果）
（１）ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧Ｖ_Q及びＤ軸電圧Ｖ_Dに基づいて、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する。これに加え、三次高調波重畳部２４が、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を三乗した値を、Ｑ軸電圧Ｖ_QとＤ軸電圧Ｖ_Dとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。さらに、三次高調波重畳部２４が、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）に三次高調波を重畳して、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する。

このため、三相同期モータ２の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
その結果、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。
また、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。

（２）ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が、三相同期モータ２に供給されるＱ軸電圧Ｖ_Q及びＤ軸電圧Ｖ_Dに加え、モータ回転角センサ４が検出した電気角θに基づいて、三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する。
このため、電気角θを用いずに、Ｑ軸電圧Ｖ_Q及びＤ軸電圧Ｖ_Dに基づいて三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する場合と比較して、三相同期モータ２の状態を反映した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出することが可能となる。
その結果、電気角θを用いずに、Ｑ軸電圧Ｖ_Q及びＤ軸電圧Ｖ_Dに基づいて三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を算出する場合と比較して、三相同期モータ２の状態を反映した三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算することが可能となる。

（３）本実施形態のモータ制御方法では、三次高調波重畳部２４で行う処理で、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２で算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）を三乗した値を、Ｑ軸電圧Ｖ_QとＤ軸電圧Ｖ_Dとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、三次高調波重畳部２４で行う処理で、ＤＱ‐ＵＶＷ変換部２２が算出した三相電圧（Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W）に三次高調波を重畳して、三相電圧指令値（Ｖ_UCMD、Ｖ_VCMD、Ｖ_WCMD）を演算する。

このため、三相同期モータ２の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源１４の電圧の１／２とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。
その結果、ＰＭＷ制御中の三相同期モータ２に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ２を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。
また、Ｄ軸電圧Ｖ_DとＱ軸電圧Ｖ_Qの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。

（変形例）
（１）本実施形態のモータ制御装置１では、三相同期モータ２を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いたが、三相同期モータ２を用いる対象は、車両に限定するものではない。すなわち、三相同期モータ２を、例えば、工作機械を駆動させるためのアクチュエータとして用いてもよい。

１ モータ制御装置
２ 三相同期モータ
４ モータ回転角センサ
６ インバータ
８ 電圧センサ
１０ コントローラ
１２ コイル
１４ 電源
１６ スイッチ
１８ アーム
２０ ダイオード
２２ ＤＱ‐ＵＶＷ変換部
２４ 三次高調波重畳部
２６ ＰＷＭデューティ変換部
２８ ＰＷＭ波形生成部

Claims (2)

1. 三相電圧指令値をパルス幅変調で制御して三相同期モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて、三相電圧を算出する三相電圧算出部と、
   前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧を三乗した値を前記Ｑ軸電圧と前記Ｄ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算部と、
   前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧に前記三次高調波演算部が演算した三次高調波を重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算部と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 三相電圧指令値をパルス幅変調で制御して三相同期モータを制御するモータ制御方法であって、
   前記三相同期モータに供給されるＱ軸電圧及びＤ軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を前記Ｑ軸電圧と前記Ｄ軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップと、
   前記三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を前記三相電圧に重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。

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