JP4581603B2 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置に関するものである。

近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。

その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。

さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。

空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が考案されている。

回転子の位置を推定する方法としては、電動機の固定子巻線に生ずる誘起電圧を推定することにより行う方法がある（例えば、特許文献１参照）。

図１３に特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成を示す。

電動機駆動装置３は、複数のスイッチング素子５ａ〜５ｆと対をなす還流ダイオード６ａ〜６ｂからなるインバータ５と、速度制御部１１と、電流制御部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３、誘起電圧推定部１４と、回転子位置速度推定部１５とを備える。

交流電源１からの入力電圧は整流回路２で直流に整流され、その直流電圧は交流直流変換部５により３相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスＤＣモータである電動機４が駆動される。

電動機駆動装置３では、外部より与えられる目標速度を実現するべく、速度制御部１１は目標速度ω＊と現在の速度ω１（回転子磁極位置速度推定手段１５により推定された推定速度の現在値）との速度誤差Δωがゼロとなるように比例積分制御（以下、ＰＩ制御という）により電流指令値Ｉ＊を演算する。

電流制御部１２は速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊に基づいて作成される固定子巻線の相電流指令値と、電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９から得られる電流検出値との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御により電圧指令値ｖ＊を演算する。

誘起電圧推定部１４は電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９により検出された電動機４の電流検出値と、電圧指令値ｖ＊と、分圧抵抗８ａ、８ｂおよび直流電圧検出部１０により検出されたインバータ５の直流電圧の情報とに基づいて、電動機４の固定子巻線の各相に生じた誘起電圧を推定する。

回転子位置速度推定手段１５は、誘起電圧推定部１４により推定された誘起電圧を用いて電動機４における回転子の磁極位置および速度を推定する。この推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、電流制御部１２では、インバータ５が電圧指令値ｖ＊を出力するために、スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動するための信号が生成され、その駆動信号はＰＷＭ信号生成部１３により、スイッチング素子５ａ〜５ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。ドライブ信号により各スイッチング素子５ａ〜５ｆが動作する。

以上の構成によって、位置センサレス正弦波駆動を行っている。

ここで、一般的な三角波比較方式のＰＷＭ正弦波駆動の動作について説明する。図１２は１相分のＰＷＭ正弦波駆動の動作説明図で、信号波であるインバータの出力電圧指令値と搬送波である三角波との大小を比較し、その比較結果に基づいて上アームおよび下アームのスイッチング素子を動作させるためのＰＷＭ信号を決定している。

また、ＰＷＭ正弦波駆動を行なうためには、信号波であるインバータの出力電圧指令値
の大きさは搬送波である三角波以下でなければならない（例えば、非特許文献１を参照）。

そこで、インバータ出力の線間電圧ピーク値をＶ、インバータの直流電圧値をＶｄｃとすると、式（１）のような関係が成り立つ。

Ｖ≦√３／２・Ｖｄｃ＝０．８６６Ｖｄｃ …（１）
すなわち、インバータの出力電圧の最大値は、直流電圧の０．８６６倍（電圧利用率８６．６％）であり、十分に電圧利用されていないことになる。

そのため、インバータの電圧利用率を向上するためのインバータの制御方法として、例えば図１１に示すような特許文献２に記載されているインバータの制御方法が提案されている。

図１１において、インバータに与える３相の交流電圧指令を３相２相変換する３相２相変換回路１１１と、互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算するベクトル変換回路１１２と、交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する３倍調波発生回器１１３と、振幅信号にゲイン１１４にて所定値を乗算した信号と３倍調波信号を乗算器１１５にて乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成する加算器１１６ａ〜１１６ｃとを備える。

ここで、３倍調波発生回路１１３では、式（２）で表される３倍角の公式に基づく演算を行なうことで、もとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号が生成される。

Ｖ３ｆ’＝４・Ｖ１ｃ³−３・Ｖ１ｃ …（２）
（Ｖ３ｆ’：３倍調波信号、Ｖ１ｃ：ベクトル変換回路１１２で分離された交流波形信号）
特許第３４１９７２５号公報 特開２００３−１３４８４３号公報 インバータドライブハンドブック（４６３〜４７２頁）インバータドライブハンドブック編集委員会編１９９５年初版、日刊工業新聞社発行

しかしながら、特許文献１に記載の構成では、インバータの電圧利用率を向上するための手段を有していないため、電動機を高速運転することができず電動機駆動装置の性能が低下するという課題を有していた。

ここで、一般的なブラシレスＤＣモータでは内部に永久磁石を有しているため、回転しながら発電することができるがその発電量は回転数に比例して大きくなる。

また、ブラシレスＤＣモータを発電機ではなく電動機として動作させるには、ブラシレスＤＣモータに印加する電圧（インバータの出力電圧）の方が発電量よりも大きくなければならない。そこで、高速領域ではブラシレスＤＣモータに印加する電圧（インバータの出力電圧）をより大きくしなければならないが、インバータの電圧利用率を向上するための手段を有していない場合には、回転数の頭打ちが早くなり高速運転することができなくなる。

また、インバータの電圧利用率を向上するために特許文献２に記載の方法を用いる場合
には、３倍角の公式に基づく演算において交流電圧指令値の３乗の演算を行なう必要があるため、マイコンなどの演算手段の演算量やメモリの増加により演算手段のコストアップが生じるだけでなく、従来の演算手段から３倍角の公式に基づく演算に適した演算手段に変更する際のソフトウェア設計工数が増えるという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現するための電動機駆動装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電動機駆動装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、複数相の電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、電動機の固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、電動機に対する電流指令値と電流検出手段により検出された電流検出値との電流誤差から電動機の電圧指令値を作成する電流制御手段と、電動機の回転出力に関する値に基づいて、電圧指令値の３次調波の位相を補償する３次調波位相補償手段と、３次調波位相補償手段により補償された３次調波の位相と電圧指令値から３次調波を導出する３次調波演算手段と、電圧指令値に３次調波を加算することにより、電圧指令値を補正する電圧指令補正手段と、電圧指令値の補正値に基づいて、インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備え、該３次調波位相補償手段は、電動機の回転出力に関する値に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償値を設定するものである。

この３次調波位相補償手段によって、電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償することでインバータの出力電圧を最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現することを目的とする。

また、本発明の電動機駆動装置は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、複数相の電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、電動機の固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、電動機に対する電流指令値と電流検出手段により検出された電流検出値との電流誤差から電動機の電圧指令値を作成する電流制御手段と、インバータの出力電圧の電圧飽和の度合いを検出する電圧飽和度検出手段と、電圧飽和度検出手段から検出された電圧飽和度と電動機の回転出力に関する値とに基づいて、電圧指令値の３次調波の位相を補償する３次調波位相補償手段と、３次調波位相補償手段により補償された３次調波の位相と電圧指令値から３次調波を導出する３次調波演算手段と、電圧指令値に前記３次調波を加算することにより、電圧指令値を補正する電圧指令補正手段と、電圧指令値の補正値に基づいて、インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備え、該３次調波位相補償手段は、電動機の回転出力に関する値に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償値を設定した後、電圧飽和度が最小となるように３次調波位相補償値を逐次増減させるものである。

この３次調波位相補償手段によって、電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償し、かつ電圧飽和度検出手段から検出された電圧飽和度が最小となるように３次調波位相補償量を逐次増減させることで、負荷の状況が大幅に変化してもインバータの出力電圧を常時最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現することを目的とする。

本発明の電動機駆動装置は、３次調波位相補償手段によって、電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償することでインバータの出力電圧を最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現できる。

第１の発明は、高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、複数相の電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、電動機の固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、電動機に対する電流指令値と電流検出手段により検出された電流検出値との電流誤差から電動機の電圧指令値を作成する電流制御手段と、インバータの出力電圧の電圧飽和の度合いを検出する電圧飽和度検出手段と、電圧飽和度検出手段から検出された電圧飽和度と電動機の回転出力に関する値とに基づいて、電圧指令値の３次調波の位相を補償する３次調波位相補償手段と、３次調波位相補償手段により補償された３次調波の位相と電圧指令値から３次調波を導出する３次調波演算手段と、電圧指令値に３次調波を加算することにより、電圧指令値を補正する電圧指令補正手段と、電圧指令値の補正値に基づいて、インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備え、該３次調波位相補償手段は、前記電動機の回転出力に関する値に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償値を設定した後、電圧飽和度が最小となるように３次調波位相補償値を逐次増減させることで、電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償し、負荷の状況が大幅に変化する場合でもインバータの出力電圧を常時最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現できる。

第２の発明は、特に第１の発明の電動機駆動装置で、３次調波位相補償手段は、電圧飽和度が最小となるように電圧飽和度の現在値およびその時の３次調波位相補償値と、電圧飽和度の前歴値およびその時の３次調波位相補償値とをそれぞれ比較し、比較結果に基づいて、３次調波位相補償値を所定の変化量だけ増減させて新たな３次調波位相補償値を設定することで、負荷の状況が大幅に変化する場合でも逐次最適な３次調波位相補償値を探索して設定し、インバータの出力電圧を常時最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現できる。

第３の発明は、特に第２の発明の電動機駆動装置で、３次調波位相補償手段は、電圧飽和度の現在値と前歴値との差分により、変化量を補償することで、３次調波位相補償量を増減させる単位量となる変化量が、電圧飽和度の現在値と前歴値の変化の割合に基づいて線形補償させるため、特に負荷の状況が大幅に変化する場合において最適な３次調波位相補償量に高速に設定することで３次調波位相補償量の設定に伴なう演算時間の短縮を図れ、さらに３次調波位相補償量が最適値に収束した後の変動についても抑制できる。

第４の発明は、特に第１〜３のいずれか１つの発明の電動機駆動装置で、３次調波位相補償値は、少なくとも予め設定された上限値もしくは下限値を有することで、３次調波の位相の過度な補償を防止することができ、ハンチングや乱調などの電動機の不安定動作を回避できる。

第５の発明は、特に第１〜４のいずれかの発明の電動機駆動装置で、電動機の回転出力に関する値が、予め設定された基準値よりも大きい場合にのみ３次調波の位相を補償する
ことで、マイコンなどの演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を実現できる。

第６の発明は、特に第１〜５のいずれかの発明の電動機駆動装置で、インバータの制御周期と同期して３次調波の位相を補償することで、少なくともインバータの制御周期の１周期毎に３次調波の位相を補償することが可能であり、３次調波の位相の補償をリアルタイムにインバータの出力電圧に反映できる。

第７の発明は、特に第６の発明の電動機駆動装置で、電動機の回転出力に関する値が予め設定された基準値以下の場合にのみインバータの制御周期のｎ周期毎（ｎ≧２）に３次調波の位相を補償することで、マイコンなどの演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を実現できる。

第８の発明は、特に第１〜７のいずれかの発明の電動機駆動装置で、電動機の回転速度の現在値と前歴値との差分がある所定値以下の場合にのみ３次調波の位相を補償し、差分がある所定値より大の場合においては予め電動機の回転速度に応じて設定された３次調波位相補償量を設定することで、負荷の状況が大幅に変化する場合でも３次調波位相補償量をその回転速度においてある程度適した値に設定し、ハンチングや乱調などの電動機の不安定動作を回避でき、高速領域において極端な回転数低下を防止して電動機駆動系の信頼性を向上できる。

第９の発明は、特に第５、７または８のいずれかの発明の電動機駆動装置で、３次調波の位相の補償のありなしの切り替え時に値が連続となるように補償の切り替えを行なうことで、３次調波の位相の補償のありなしの切り替えに伴う制御安定性と信頼性の向上が図れ、ハンチングや乱調などの電動機の不安定動作を防止できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１において、電動機駆動装置３は、複数のスイッチング素子５ａ〜５ｆと対をなす還流ダイオード６ａ〜６ｂからなるインバータ５と、電圧検出部１０と、速度制御部１１と、電流制御部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３と、誘起電圧推定部１４と、回転子位置速度推定部１５と、電圧指令補正部１６と、回転出力検出部１７と、３次調波演算部１８と、３次調波位相補償部１９とを備える。

交流電源１からの入力電圧は整流回路２で直流に整流され、その直流電圧は交流直流変換部５により３相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスＤＣモータである電動機４が駆動される。

電動機駆動装置３では、外部より与えられる目標速度を実現するべく、速度制御部１１は目標速度ω＊と現在の速度ω１（回転子磁極位置速度推定手段１５により推定された推定速度の現在値）との速度誤差ΔωがゼロとなるようにＰＩ制御により電流指令値Ｉ＊を演算する。

電流制御部１２は、速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊に基づいて作成される固定子巻線の相電流指令値と、電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９から得られる電流検出値との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御により電圧指令値ｖ＊を演算する。

３次調波位相補償部１９は、回転出力検出部１７により得られた電動機４の回転出力に関する値に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償値を決定する。

３次調波演算部１８は、３次調波位相補償部１９により補償された３次調波の位相と、電流制御部１２により演算された電圧指令値ｖ＊から３次調波を導出する。

電圧指令補正部１６は、電圧指令値ｖ＊に３次調波演算部１８により導出された３次調波を加算することにより電圧指令補正値ｖｈ＊を導出する。

誘起電圧推定部１４は、電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９により検出された電動機４の電流検出値と、電圧指令値Ｖ＊と、分圧抵抗８ａ、８ｂおよび直流電圧検出部１０により検出されたインバータ５の直流電圧の情報とに基づいて、電動機４の固定子巻線の各相に生じた誘起電圧を推定する。

回転子位置速度推定手段１５は、誘起電圧推定部１４により推定された誘起電圧を用いて電動機４における回転子の磁極位置および速度を推定する。この推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、電圧指令補正手段１６では、インバータ５が電圧指令値ｖｈ＊を出力するために、スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動するための信号が生成され、その駆動信号はＰＷＭ信号生成部１３により、スイッチング素子５ａ〜５ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。ドライブ信号により各スイッチング素子５ａ〜５ｆが動作する。

なお、図１では電動機４の相電流を検出する２つの電流検出器７ａ、７ｂを備え、回転子の位置速度の推定に使用しているが、インバータ５の入力側の直流電流（インバータ５の母線電流）から電動機４の相電流を検出するなどの手段を用いても良いことは言うまでもない。

また、図１では外部から与えられた目標速度ω＊に対して、電動機４の速度が追従するように速度制御が行われているが、電動機４のトルクを制御するなどの形態を取っても良いことは言うまでもない。

まず始めに、３次調波の位相を補償する必要性について説明する。

図１３に示すように従来の電動機駆動装置では、後程説明する電流制御部１２において速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊と、電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９から得られる電流検出値との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御により電圧指令値ｖ＊を演算しているため、負荷の状況に応じて電圧指令値ｖ＊の位相が変化する。

そのため、電圧指令値ｖ＊の位相が大きくずれた場合には、図９に示すように電圧指令値と３次調波との位相が大きくずれてしまい、その結果、電圧指令補正値が電圧指令値よりも大きくなり、インバータ５の電圧利用率の向上が図れない場合がある。

そこで、いかなる場合においてもインバータの電圧利用率の向上を図るためには、図１０に示すように３次調波の位相を補償する必要がある。

次に、３次調波の位相を補償する方法について説明する。

図５は、インバータ５の電圧利用率が最大となる場合の３次調波位相補償量α（電圧指令値と３次調波との位相ずれ）の理論特性の一例を示すものである。図５に示すように、
電動機に流れる電流や回転速度といった負荷の状況に応じて、インバータ５の電圧利用率が最大となる最適な３次調波位相補償量αは変化する（回転速度によっても３次調波位相補償量αの特性は変化するが、主としては電動機に流れる電流に起因している）。

また、３次調波位相補償量αの特性は、図５に示すように概ね電動機に流れる電流に対して１次関数で表されるため、負荷の状況に応じて１次関数的に変化させる。

なお、３次調波位相補償量αの特性を１次関数で近似することにしたが、特に１次関数に限定しているわけでなく、例えば実際の３次調波位相補償量αの特性の通りに３次調波の位相を補償しても良いことは言うまでもない。

また、負荷の状況を知るために回転出力検出部１７では、後程説明する速度制御部１１から得られる電流指令値Ｉ＊または電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９から得られる相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のいずれかの電流値、もしくは目標速度ω＊または推定速度ω１（後程説明する回転子磁極位置速度推定手段１５により推定される）のいずれかの速度値、もしくは電流指令値Ｉ＊または相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のいずれかの電流値と、目標速度ω＊または推定速度ω１のいずれかの速度値との積により得られる等価電動機出力を出力する。

なお、電流指令値Ｉ＊、目標速度ω＊、推定速度ω１については、運転状況や負荷の状況に対して一つの値が定まるため、回転出力検出部１８の出力値は一つとなるが、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）は３相分あるため、例えば１相分の実効値Ｉ１を計算することにより一つの値に定めることができる。また、等価電動機出力については、電流値（Ｉ＊または実効値Ｉ１）と速度値（ω＊またはω１）との積により導出することができる。

しかしながら、上述の通り３次調波位相補償量αの特性は主として電動機に流れる電流により変化するため電流指令値Ｉ＊または実効値Ｉ１のいずれかの電流値を本来なら用いるべきであるが、例えば電動機の回転速度に応じて負荷が比例的に上昇していく場合には、目標速度ω＊または推定速度ω１のいずれかの速度値を用いても良い。さらに、電流値と速度値との積により得られる等価電動機出力を用いることで、より負荷の状況を伺い知ることができる。

以下では、回転出力検出部１８の出力が電流指令値Ｉ＊である場合について具体的に説明していく。

まず、速度制御部１１では、外部から与えられる目標速度ω＊と推定速度ω１との速度誤差Δω（＝ω＊−ω１／ｎｐ）がゼロとなるように式（３）で表されるＰＩ制御により電流指令値Ｉ＊を演算する。

Ｉ＊＝ＫＰＷ・（ω＊−ω１／ｎｐ）＋ＫＩＷ・Σ（ω＊−ω１／ｎｐ）
＝ＫＰＷ・Δω＋ＫＩＷ・ΣΔω …（３）
（ＫＰＷ：速度制御比例ゲイン、ＫＩＷ：速度制御積分ゲイン）
ただし、目標速度ω＊は機械角速度、推定速度ω１は電気角速度であるため、ω１を機械角速度とするために電動機４の極対数ｎｐ（極数の１／２）で除算している。

次に、電流制御部１２では、速度制御部１１により演算された電流指令値Ｉ＊と電流指令位相βＴとを用いて式（４）、式（５）の演算によりｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）を求める。

ｉｄ＊＝−Ｉ＊・ｓｉｎ（βＴ） …（４）
ｉｑ＊＝Ｉ＊・ｃｏｓ（βＴ） …（５）
また、固定子巻線の相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）は、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）と現在の位置θ１（回転子磁極位置速度推定手段１５により推定された推定位置の現在値）を用いて式（６）〜式（８）の演算により２相−３相変換を行うことで求める。

ただし、推定位置θ１は電気角度である。

なお、２相−３相変換については公知のため、その説明は省略する。

ｉｕ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１）−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１）｝ …（６）
ｉｖ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１−１２０°）−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１−１２０°）｝ …（７）
ｉｗ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｉｄ＊・ｃｏｓ（θ１＋１２０°）−ｉｑ＊・ｓｉｎ（θ１＋１２０°）｝ …（８）
そこで、相電流指令値（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）と電流検出器７ａ、７ｂおよび電流検出部９から得られる相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）との電流誤差がゼロとなるように、電流制御ゲイン（ＫＰＫｎ、ＫＩＫｎ、ｎ＝１、２、３（３相分））を用いて式（９）〜式（１１）で表されるＰＩ制御により電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を演算する。

ｖｕ＊＝ＫＰＫ１・（ｉｕ＊−ｉｕ）＋ＫＩＫ１・Σ（ｉｕ＊−ｉｕ） …（９）
ｖｖ＊＝ＫＰＫ２・（ｉｖ＊−ｉｖ）＋ＫＩＫ２・Σ（ｉｖ＊−ｉｖ） …（１０）
ｖｗ＊＝ＫＰＫ３・（ｉｗ＊−ｉｗ）＋ＫＩＫ３・Σ（ｉｗ＊−ｉｗ） …（１１）
なお、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を３相−２相変換してｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）を求め、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）とｄｑ軸電流検出値（ｉｄ、ｉｑ）との電流誤差がゼロとなるようにＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を求めてから、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を２相−３相変換して相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を求めても良い。

なお、３相−２相変換についても２相−３相変換と同様に公知のため、その説明は省略する。

具体的には、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ、ｉｑ）は式（１２）、式（１３）の演算により求められる。

ｉｄ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｓｉｎ（θ１＋６０°）＋ｉｖ・ｓｉｎ（θ１）｝ …（１２）
ｉｑ＝｛√（２）｝・｛ｉｕ・ｃｏｓ（θ１＋６０°）＋ｉｖ・ｃｏｓ（θ１）｝ …（１３）
また、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）は式（１４）、式（１５）の演算により求められる。

ｖｄ＊＝ＫＰＤ・（ｉｄ＊−ｉｄ）＋ＫＩＤ・Σ（ｉｄ＊−ｉｄ） …（１４）
ｖｑ＊＝ＫＰＱ・（ｉｑ＊−ｉｑ）＋ＫＩＱ・Σ（ｉｑ＊−ｉｑ） …（１５）
（ＫＰＤ：ｄ軸電流比例ゲイン、ＫＩＤ：ｄ軸電流積分ゲイン、ＫＰＱ：ｑ軸電流比例ゲイン、ＫＩＱ：ｑ軸電流積分ゲイン）
そこで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）を２相−３相変換することで相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）は式（１６）〜式（１８）の演算により求められる。

ｖｕ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１）−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１）｝
…（１６）
ｖｖ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１−１２０°）−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１−１２０°）｝ …（１７）
ｖｗ＊＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（θ１＋１２０°）−ｖｑ＊・ｓｉｎ（θ１＋１２０°）｝ …（１８）
次に、３次調波位相補償部１９では、回転出力検出部１７の出力値である電流指令値Ｉ＊に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償量αを設定する。

ここで、図３は本発明にかかる３次調波位相補償部１９の第１の実施形態における動作説明図を示した図で、３次調波位相補償量αは予め設定された上限値αｍａｘおよび下限値αｍｉｎを備え、式（１９）のように表される。

α＝αｍｉｎ （Ｉ＊≦Ｐ１）
α＝Ｋα・（Ｉ＊−Ｐ１）＋αｍｉｎ （Ｐ１＜Ｉ＊≦Ｐ２）
α＝αｍａｘ （Ｉ＊≧Ｐ２）
ただし、Ｋα＝（αｍａｘ−αｍｉｎ）／（Ｐ２−Ｐ１）
…（１９）
なお、３次調波位相補償量αは、必ずしも図３のように上限値αｍａｘおよび下限値αｍｉｎの両方を備える必要はなく、電動機駆動装置の使用環境や電動機の運転状況に応じてどちらか一方のみ備えても良い。

このように、本実施形態による３次調波位相補償部１９は少なくとも予め設定された上限値もしくは下限値を備えているため、３次調波の位相の過度な補償を防止することができ、ハンチングや乱調などの電動機の不安定動作を回避できる。

次に、本発明にかかる３次調波の位相の補償のタイミングに関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明の電動機駆動装置は、インバータの制御周期と同期して３次調波の位相を補償するものであり、インバータの制御周期の１周期毎に３次調波の位相を補償し、その結果をリアルタイムにインバータ出力（ＰＷＭ信号）に反映することが可能であるため、時間遅れなく負荷の状況を電動機の駆動性能に反映できる。

また、本発明の電動機駆動装置は、電動機の回転出力に関する値が予め設定された基準値Ｐ１以下の場合にのみインバータの制御周期のｎ周期毎（ｎ≧２）に３次調波の位相を補償する。

ここで、図５に示す３次調波位相補償量αの特性を参照すると、電圧指令値と３次調波の位相ずれが小さいため、この場合３次調波の位相の補償の効果が小さくなる。

そのため、３次調波の位相の補償の効果が小さい場合、具体的には図３に示す３次調波位相補償部において予め設定された基準値Ｐ１以下の場合にはインバータの制御周期のｎ周期毎（ｎ≧２）に３次調波の位相を補償することで、マイコンなどの演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を実現できる。

さらに、本発明にかかる３次調波の位相の補償のありなしの切り替えに関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明の電動機駆動装置は、電動機の回転出力に関する値が、予め設定された基準値よりも大きい場合にのみ３次調波の位相を補償する。

ここで、図５に示す３次調波位相補償量αの特性を参照すると、電圧指令値と３次調波の位相ずれが小さいため、この場合３次調波の位相の補償の効果が小さくなる。

そのため、３次調波の位相の補償の効果が大きい場合、具体的には図３に示す３次調波位相補償部において予め設定された基準値Ｐ１より大きい場合にのみ３次調波の位相を補償することで、マイコンなどの演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を実現できる。

また、本発明の電動機駆動装置は、電動機の回転速度の現在値と前歴値との差分がある所定値δ以下の場合にのみ３次調波の位相を補償し、差分がある所定値より大の場合においては予め電動機の回転速度に応じて設定された３次調波位相補償量αを設定する。

そのため、負荷の状況が大幅に変化する場合でも３次調波位相補償量αをその回転速度においてある程度適した値に設定し、ハンチングや乱調などの電動機の不安定動作を回避でき、高速領域において極端な回転数低下を防止して電動機駆動系の信頼性を向上できる。

さらに、本発明の電動機駆動装置は、３次調波の位相の補償のありなしの切り替え時に値が連続となるように補償の切り替えを行なう。

ここで、本発明にかかる３次調波の位相の補償のありなしの切り替え時における動作説明図を図６に示す。図６のように、補償のありなしの切り替りに際して切替猶予区間を設け、３次調波位相補償量αが急激に変化させないようにすることで、３次調波の位相の補償のありなしの切り替えに伴なう制御安定性と信頼性の向上が図れ、ハンチングや乱調といった電動機の不安定動作を防止できる。

次に、３次調波演算部１８では、電流制御部１２により導出された電圧指令値、具体的には、式（１４）、式（１５）の演算により導出されたｄｑ軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）と３次調波位相補償部１９により設定された３次調波位相補償量αを用いて式（２０）で表される演算を行なうことで３次調波ｖ３ｆを導出する。

ｖ３ｆ＝｛√（２／３）｝・｛ｖｄ＊・ｃｏｓ（３・θ１＋α）−ｖｑ＊・ｓｉｎ（３・θ１＋α）｝ …（２０）
次に、電圧指令補正部１６では、式（２１）〜式（２３）のように電流制御部１２により導出された相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）に、３次調波演算部１８により導出された３次調波ｖ３ｆを加算することにより相電圧指令補正値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）を導出する。

ｖｕｈ＊＝ｖｕ＊＋Ｋ３ｆ・ｖ３ｆ …（２１）
ｖｖｈ＊＝ｖｖ＊＋Ｋ３ｆ・ｖ３ｆ …（２２）
ｖｗｈ＊＝ｖｗ＊＋Ｋ３ｆ・ｖ３ｆ …（２３）
ここで、Ｋ３ｆはゲインであり、インバータ５の電圧利用率を最大とするためには相電圧指令値に対して１２％〜２０％程度の値が望ましい。

さらに、電圧指令補正部１６では、インバータ５が上述のように求められた相電圧指令値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）を出力するために、スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動するための信号が生成される。

次に、本実施形態における電動機の誘起電圧の推定方法について説明する。

各相の巻線に誘起される誘起電圧値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）は、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）と、相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を用いて式（２４）〜式（２６）の演算により求められる。

ｅｕ＝ｖｕ＊−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ …（２４）
ｅｖ＝ｖｖ＊−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ …（２５）
ｅｗ＝ｖｗ＊−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ …（２６）
ここで、Ｒは電動機４の巻線一相あたりの抵抗、Ｌはそのインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。

また、式（２４）〜式（２６）を展開すると次式を得る。

ｅｕ＝ｖｕ＊−Ｒ・ｉｕ−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
…（２７）
ｅｖ＝ｖｖ＊
−Ｒ・ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１−１２０°）｝／ｄｔ
…（２８）
ｅｗ＝ｖｗ＊
−Ｒ・ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ１）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ１）｝／ｄｔ
…（２９）
ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌ
ａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｕ相電流ｉｕは、ｖ相電流ｉｖとｗ相電流ｉｗとの和の符号を変えたものとする。

さらに、式（２７）〜式（２９）を簡略化すると、以下に示す式（３０）〜式（３２）を得る。ここでは、相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅Ｉ＊と電流指令位相βＴとから相電流検出値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を作成して簡略化した。

ｅｕ＝ｖｕ＊
＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ１＋βＴ）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ１−βＴ） …（３０）
ｅｖ＝ｖｖ＊
＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ−１２０°）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ１＋βＴ−１２０°）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ１−βＴ−１２０°） …（３１）
ｅｗ＝ｖｗ＊
＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ１＋βＴ＋１２０°）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ１＋βＴ＋１２０°）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ１−βＴ＋１２０°） …（３２）
本実施形態において、誘起電圧推定部１４では、式（３０）〜式（３２）により誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）を求める。

次に、回転子位置速度推定部１５では、誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）を用いて電動機４における回転子の磁極位置および速度を推定する。回転子位置速度推定部１５は、電動機駆動装置３が認識している推定位置θ１を誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、推定位置θ１を真値に収束させて求める。また、そこから、推定速度ω１を生成する。

まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を次式により求める。

ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ） …（３３）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ−１２０°） …（３４）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ１＋βＴ＋１２０°） …（３５）
ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。

このようにして求めた誘起電圧基準値ｅｓｍ（ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ（ｓは相を表す））と、誘起電圧推定値ｅｓとの偏差εを求める。

ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ） …（３６）
この偏差εが０になれば推定位置θ１が真値になるので、偏差εを０に収斂させるように、推定位置θ１を、偏差εを用いたＰＩ演算などを行って求める。また、推定位置θ１の変動値を演算することにより、推定速度ω１を求める。

最後に、ＰＷＭ信号生成部１３では、電圧指令補正部１６から得られる駆動信号に基づいて、スイッチング素子５ａ〜５ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。ドライブ信号により各スイッチング素子５ａ〜５ｆが動作する。

このように、本実施形態による電動機駆動装置３は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定位置θ１を生成し、正弦波状の相電流を流すとともに、３次調波位相補償部１９により電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）と３次調波ｖ３ｆとの位相ずれを補償することでインバータ５の出力電圧を最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータ５の電圧利用率を向上させ、電動機４の高速運転を実現できる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１に示す電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、以下異なる部分について説明する。

図２において、電動機駆動装置３は、複数のスイッチング素子５ａ〜５ｆと対をなす還流ダイオード６ａ〜６ｂからなるインバータ５と、電圧検出部１０と、速度制御部１１と、電流制御部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３と、誘起電圧推定部１４と、回転子位置速度推定部１５と、電圧指令補正部１６と、回転出力検出部１７と、３次調波演算部１８と、３次調波位相補償部１９と、電圧飽和度検出部２０とを備える。

図１に示す電動機駆動装置３と異なる部分については次の通りである。

３次調波位相補償部１９では、回転出力検出部１７により得られた電動機４の回転出力に関する値に比例して３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償量αを設定した後、電圧飽和度検出部２０から得られたインバータ５の電圧飽和の度合いを表す電圧飽和度σが最小となるように３次調波位相補償量αを逐次増減することで、電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償する。

なお、図２では電動機４の相電流を検出する２つの電流検出器７ａ、７ｂを備え、回転子の位置速度の推定に使用しているが、インバータ５の入力側の直流電流（インバータ５の母線電流）から電動機４の相電流を検出するなどの手段を用いても良いことは言うまでもない。

また、図２では外部から与えられた目標速度ω＊に対して、電動機４の速度が追従するように速度制御が行われているが、電動機４のトルクを制御するなどの形態を取っても良いことは言うまでもない。

以下では、具体的な方法について説明する。

まず、３次調波位相補償部１９では、式（１９）の演算により３次調波位相補償量αを導出した後、電圧飽和度検出部２０から検出されたインバータ５の電圧飽和の度合いを表す電圧飽和度σが最小となるように３次調波位相補償量αを逐次増減する。

図４は本発明にかかる３次調波位相補償部１９の第２の実施形態における動作説明図であり、ある運転条件における３次調波位相補償量αに対する電圧飽和度σの特性を示している。図４において、最小の電圧飽和度σｍｉｎとなる３次調波位相補償量αｓが最適値であり、３次調波位相補償量としてαｓを設定することでインバータ５の出力電圧が最大、すなわちインバータ５の電圧利用率が最大となる。

次に、３次調波位相補償量αを逐次増減する具体的な方法について以下に説明する。

図７は本発明にかかる３次調波位相補償部の第２の実施形態におけるフローチャートの第１実施例である。

まず始めに、ステップＳ１により所定時間が経過しているかが判断される。所定時間が経過していなければ（Ｓ１においてＮＯ）、所定時間が経過するまで後述の処理が停止される。ステップＳ２により式（３７）で表される電動機の回転速度ωの現在値ωｎｏｗと前歴値ωｌａｓｔとの差分演算を行う。

Δωｎ＝ωｎｏｗ−ωｌａｓｔ …（３７）
ステップＳ３により速度変動の大きさを判断、すなわち速度差の絶対値｜Δωｎ｜が所定値δ以内であるか否かの判断を行う。速度変動が所定値δより大きい場合には（Ｓ３においてＮＯ）、後述するステップＳ９以降の処理を行う。速度変動が所定値δ以内である場合には（Ｓ３においてＹＥＳ）、ステップＳ４により電圧飽和度σの現在値を読み込み、さらにステップＳ５により式（３８）で表される電圧飽和度σの現在値σｎｏｗと前歴値σｌａｓｔとの差分演算、および式（３９）で表される３次調波位相補償量αの現在値αｎｏｗと前歴値αｌａｓｔとの差分演算を行う。

Δσｎ＝σｎｏｗ−σｌａｓｔ …（３８）
Δαｎ＝αｎｏｗ−αｌａｓｔ …（３９）
ステップＳ６によりΔσｎ×Δαｎの正負判別を行い、Δσｎ×Δαｎが負の場合には（Ｓ６においてＮＯ）、後述するステップＳ８以降の処理を行い、逆にΔσｎ×Δαｎが正の場合には（Ｓ６においてＹＥＳ）、ステップ７により３次調波位相補償量αの現在値から変化量Δαだけ値を減少させる。

一方、Δσｎ×Δαｎが負の場合には（ステップＳ６においてＮＯ）、３次調波位相補償量αの現在値から変化量Δαだけ値を増加させる。また、速度変動が所定値δより大きい場合には（Ｓ３においてＮＯ）、３次調波位相補償量αを初期値αｉｎｉに設定する。

最後に、ステップＳ１０では式（４０）〜式（４３）のように値をそれぞれ記憶させて１回目の処理を終了し、このような処理が所定時間毎に繰り返される。

ωｌａｓｔ＝ωｎｏｗ …（４０）
σｌａｓｔ＝σｎｏｗ …（４１）
αｌａｓｔ＝αｎｏｗ …（４２）
αｎｏｗ ＝α …（４３）
次に、以上のような処理の流れを図４に基づいて具体的に説明する。

まず、３次調波位相補償量αがα１であった場合、あるいは速度変動が所定値δより大きい場合に初期値αｉｎｉとなった場合について考える。また、この３次調波位相補償量αの値（α１あるいはαｉｎｉ）から変化量Δαだけ増加させてα２に設定したとする。

ここで、３次調波位相補償量αの大小関係はα１＜α２であり、電圧飽和度σの大小関係はσ１＞σ２であるため、Δσｎ×Δαｎは負となり、ステップ６およびステップ８の処理により、３次調波位相補償量αをさらに変化量Δαだけ増加させてα３とする。

その後、図７で説明した通り同様の処理を繰り返すことにより、３次調波位相補償量αは最適値αｓに収束させることができる。

なお、図４において最適値αｓに収束した後は、３次調波位相補償量αは最適値αｓを中心としたα３〜α４の間で変動することになるが、変化量Δαを適切な値に選ぶことで
変動に伴なう電動機の高速運転における性能低下を最小限に抑制することが可能である。

以上により、負荷の状況が大幅に変化する場合でも逐次最適な３次調波位相補償値を探索して設定し、インバータの出力電圧を常時最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現できる。

次に、図８は本発明にかかる３次調波位相補償部１９の第２の実施形態におけるフローチャートの第２実施例である。図７に示すフローチャートのステップと同じステップは同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、以下異なる部分について説明する。

ステップＳ２１では変化量Δαの前歴値Δα０と、電圧飽和度σの現在値σｎｏｗおよび前歴値σｌａｓｔを用いて、式（４４）で表される新たな変化量Δαを導出する。

Δα＝Δα０×σｎｏｗ／（σｌａｓｔ＋σｓ） …（４４）
ここで、σｓはゼロ割を防止するための微小量である。

また、ステップＳ２２ではステップＳ９において初期値αｉｎｉの設定後に、３次調波位相補償量αの最大値αｍａｘと最小値αｉｎｉを読み込み、後述のステップＳ２５以降の処理を行う。

さらに、ステップＳ２３ではステップＳ７、ステップＳ８にて逐次増減された３次調波位相補償量αが最大値αｍａｘおよび最小値αｍｉｎの範囲内にあるか否かの判断を行う。３次調波位相補償量αが最大値αｍａｘおよび最小値αｍｉｎの範囲内にある場合には（Ｓ２３においてＹＥＳ）、後述するステップＳ２５以降の処理を行い、逆に範囲内にない場合には（Ｓ２３においてＮＯ）、ステップＳ２４において３次調波位相補償量αを最大値αｍａｘもしくは最小値αｍｉｎに設定する。

最後に、ステップＳ２５では式（４０）〜式（４３）、式（４５）のように値をそれぞれ記憶させて１回目の処理を終了し、このような処理が所定時間毎に繰り返される。

Δα０＝Δα …（４５）
以上により、３次調波位相補償量αを増減させる変化量Δαが、電圧飽和度σの現在値σｎｏｗと前歴値σｌａｓｔとの比率に基づいて線形補償されるため、図７のフローチャートを用いた場合に比べて、高速に３次調波位相補償量αを増減させて電圧飽和度σを最適値σｓに収束させることが可能である。

このように、本実施形態による電動機駆動装置３は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定位置θ１を生成し、正弦波状の相電流を流すとともに、３次調波位相補償部１９により電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）と３次調波ｖ３ｆとの位相ずれを補償し、かつ電圧飽和度検出部２０から検出された電圧飽和度σが最小となるように３次調波位相補償量αを逐次増減させることで、負荷の状況が大幅に変化してもインバータ５の出力電圧を常時最大とすることができ、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータ５の電圧利用率を向上させ、電動機４の高速運転を実現できる。

以上のように、本発明にかかる電動機駆動装置は、３次調波位相補償部により電圧指令値と３次調波との位相ずれを補償することでインバータの出力電圧を最大とすることがで
き、簡単な演算によりマイコンなどの演算手段のコストアップをせずにインバータの電圧利用率を向上させ、電動機の高速運転を実現できるため、空気調和機における圧縮機駆動用電動機などのようにエンコーダなどの位置センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように位置センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。

本発明の第１の実施形態における電動機駆動装置のシステム構成図 本発明の第２の実施形態における電動機駆動装置のシステム構成図 本発明にかかる３次調波位相補償部の第１の実施形態における動作説明図 本発明にかかる３次調波位相補償部の第２の実施形態における動作説明図 インバータの電圧利用率が最大となる場合の３次調波位相補償値の理論特性の一例を示す図 本発明にかかる３次調波位相補償部の補償の切り替え時における動作説明図 本発明にかかる３次調波位相補償部の第２の実施形態におけるフローチャート 本発明にかかる３次調波位相補償部の第２の実施形態におけるフローチャート ３次調波の位相を補償しない場合の電圧波形図 ３次調波の位相を補償する場合の電圧波形図 インバータの出力電圧を向上させるための従来のインバータ制御装置の制御ブロック図 一般的な三角波比較方式のＰＷＭ正弦波駆動の動作説明図 従来の電動機駆動装置のシステム構成図

１ 交流電源
２ 整流回路
３ 電動機駆動装置
４ 電動機
５ インバータ
５ａ〜５ｆ スイッチング素子
６ａ〜６ｆ 還流ダイオード
７ａ、７ｂ 電流検出器
８ａ、８ｂ 分圧抵抗
９ 電流検出部
１０ 直流電圧検出部
１１ 速度制御部
１２ 電流制御部
１３ ＰＷＭ信号生成部
１４ 誘起電圧推定部
１５ 回転子位置速度推定部
１６ 電圧指令補正部
１７ 回転出力検出部
１８ ３次調波演算部
１９ ３次調波位相補償部
２０ 電圧飽和度検出部
３１ ２相電流指令値演算部
３２ ２相電圧指令値演算部
３３ ２相３相変換部
３４ ３相電流検出部
３５ ３相２相変換部
１１１ ３相２相変換回路
１１２ ベクトル変換回路
１１３ ３倍調波発生器
１１４ ゲイン
１１５ 乗算器
１１６ａ〜１１６ｃ 加算器

Claims (13)

1. 高圧側に配置された上アームスイッチング素子と低圧側に配置された下アームスイッチング素子からなるスイッチング素子対を複数有し、各スイッチング素子の動作により直流電圧を所望の周波数、電圧の交流電圧に変換し、複数相の電動機にその駆動電圧として供給するインバータと、前記電動機の固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電動機に対する電流指令値と前記電流検出手段により検出された電流検出値との電流誤差から前記電動機の電圧指令値を作成する電流制御手段と、前記インバータの出力電圧の電圧飽和の度合いを検出する電圧飽和度検出手段と、前記電圧飽和度検出手段から検出された電圧飽和度と前記電動機の回転出力に関する値とに基づいて、前記電圧指令値の３次調波の位相を補償する３次調波位相補償手段と、前記３次調波位相補償手段により補償された前記３次調波の位相と前記電圧指令値から前記３次調波を導出する３次調波演算手段と、前記電圧指令値に前記３次調波を加算することにより、前記電圧指令値を補正する電圧指令補正手段と、前記電圧指令値の補正値に基づいて、前記インバータの各スイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備え、該３次調波位相補償手段は、前記電動機の回転出力に関する値に比例して前記３次調波の位相が大きくなるように３次調波位相補償値を設定した後、前記電圧飽和度が最小となるように前記３次調波位相補償値を逐次増減させることを特徴とする電動機駆動装置。
2. ３次調波位相補償手段は、電圧飽和度が最小となるように前記電圧飽和度の現在値およびその時の３次調波位相補償値と、前記電圧飽和度の前歴値およびその時の３次調波位相補償値とをそれぞれ比較し、比較結果に基づいて、３次調波位相補償値を所定の変化量だけ増減させて新たな３次調波位相補償値を設定することを特徴とする、請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. ３次調波位相補償手段は、電圧飽和度の現在値と前歴値との差分により、前記変化量を補償することを特徴とする、請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. ３次調波位相補償値は、少なくとも予め設定された上限値もしくは下限値を有することを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の電動機駆動装置。
5. 電動機の回転出力に関する値が、予め設定された基準値よりも大きい場合にのみ３次調波の位相を補償することを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の電動機駆動装置。
6. インバータの制御周期と同期して３次調波の位相を補償することを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載の電動機駆動装置。
7. 電動機の回転出力に関する値が予め設定された基準値以下の場合にのみインバータの制御周期のｎ周期毎（ｎ≧２）に前記３次調波の位相を補償することを特徴とする、請求項６に記載の電動機駆動装置。
8. 電動機の回転速度の現在値と前歴値との差分がある所定値以下の場合にのみ３次調波の位相を補償し、前記差分がある所定値より大の場合においては予め電動機の回転速度に応じて設定された３次調波位相補償量を設定することを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の電動機駆動装置。
9. ３次調波の位相の補償のありなしの切り替え時に値が連続となるように補償の切り替えを行なうことを特徴とする、請求項５、７または８のいずれかに記載の電動機駆動装置。
10. 外部から与えられる電動機の目標速度と前記電動機の回転速度との速度誤差から電流指令値を作成する速度制御手段をさらに備えることを特徴とする、請求項１〜９のいずれかに記載の電動機駆動装置。
11. 電動機の回転出力に関する値は、電流指令値または電流検出値のいずれかの電流値であることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれかに記載の電動機駆動装置。
12. 電動機の回転出力に関する値は、目標速度または回転速度のいずれかの速度値であることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれかに記載の電動機駆動装置。
13. 電動機の回転出力に関する値は、電流指令値または前記電流検出値のいずれかの電流値と、目標速度または回転速度のいずれかの速度値との積により得られる等価電動機出力であることを特徴とする、請求項１〜１２のいずれかに記載の電動機駆動装置。

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