JP7385776B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

永久磁石同期電動機は、固定子が作る磁束と回転子が作る磁束が正弦波となるように設計されている。しかし、多くの電動機では固定子のティースの構造や、回転子の磁石の配置方法等により鎖交磁束に回転子位置（固定子から見た回転子の位相）に同期した高調波が重畳する。これにより鎖交磁束がひずむため、電動機のノイズやトルク脈動の原因となる。電動機を電気自動車に搭載する場合、車両の運転性や商品性が悪化する。

鎖交磁束のひずみは、誘起電圧のひずみとして現れる。また、誘起電圧に含まれる高調波電圧は回転子の位相に同期して発生する。従って、回転子の位相をもとに逆位相の高調波電圧をインバータ（制御器）によって重畳することでひずみを抑制でき、電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制することができる。このような従来技術としては、例えば特許文献１に記載されている。

日本国特開２００４－０３２９４４号公報

回転子の位相をもとに電圧指令値を生成する場合、回転子の位相を検出してからインバータの電圧に反映されるまでの遅れ時間を考慮する必要がある。遅れ時間の間に回転子の位相が進むためである。電流ベクトル制御では、電流制御器が生成した回転座標上での電圧指令値を固定座標上の電圧指令値に座標変換する際に、検出した回転子の位相の遅れを補償している。以降はこれをＰＷＭ位相遅れ補償と表現する。ＰＷＭ位相遅れ補償は基本波電圧に対しての補償であり、制御器で重畳する高調波電圧に対しては機能しない。

特許文献１に記載の発明は、逆位相の高調波電圧を回転子の位相をもとに演算し、二相の固定座標上の電圧指令値へ重畳する技術である。しかし、制御器で重畳する高調波電圧に対するＰＷＭ位相遅れ補償が存在しない。従って、電動機の速度が高い場合には高調波電圧を正しく重畳することが難しい。

本発明が解決しようとする課題は、電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することである。

そこで本発明に係る電動機の制御装置は、基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備える。

電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することが可能となる。

電力変換装置の概略回路構成を示す図である。 コントローラ１０４の従来処理を説明する処理ブロック図である。 ＰＷＭ位相遅れ補償の原理を示す図である。 高調波重畳器２１１の処理ブロック図である。 コントローラ１０４の従来処理でのシミュレーション波形である。 コントローラ１０４の本発明での処理を説明する処理ブロック図である。 コントローラ１０４の本発明での処理でのシミュレーション波形である。

以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

図１は、電力変換装置の概略回路構成を示す図である。図１において、電動機１０２の電力変換装置は、主にインバータ１０１、バッテリ１０３、コントローラ１０４などから構成される。インバータ１０１は、三相電圧形２レベルインバータである。

電動機１０２は、電動車両システムの駆動機構と接続されており、電動機１０２が回転することにより車両を推進させる。本実施例の電動機１０２は交流電動機であり、三相埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である。電動機１０２は図示しない回転子に設けられた永久磁石から発生する磁束と、電機子に固定された三相巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗにより発生する磁界との相互作用により動作する。ｉｕ、ｉｖ、ｉｗはそれぞれＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流である。なお本実施例では永久磁石同期電動機を用いて説明するが、巻線界磁同期電動機などの他の同期電動機であっても本発明は成立する。

電動機１０２は磁極位置センサ１０８を備える。磁極位置センサ１０８は電動機１０２の回転子の磁極位置を固定子に対する位相として検出する機能を有する。磁極位置センサ１０８は回転子位相１０９（θ）を出力し、回転子位相１０９はコントローラ１０４に入力される。回転子位相１０９（θ）についてのコントローラ１０４における処理は図２を用いて後述する。磁極位置センサ１０８としては、レゾルバ、ロータリーエンコーダ、アブソリュートエンコーダなどによって構成することができる。

電流センサ１１０は巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流を検出し、それに基づいてＵ相電流センサ信号１１１（電流ｉｕを示す信号）、Ｖ相電流センサ信号１１２（電流ｉｖを示す信号）、Ｗ相電流センサ信号１１３（電流ｉｗを示す信号）を出力し、コントローラ１０４に入力する。電流センサ信号１１１、１１２、１１３のコントローラ１０４における処理も図２を用いて後述する。

インバータ１０１は、スイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９と還流ダイオード１２０、１２１、１２２、１２３、１２４、１２５を含む。本実施例のスイッチング素子１１４～１１９は、Ｓｉ－ＩＧＢＴであり、ゲート端子、コレクタ端子、エミッタ端子を含む。還流ダイオード１２０～１２５は、スイッチング素子１１４～１１９のそれぞれのコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続される。還流ダイオード１２０～１２５は、スイッチング素子１１４～１１９のコレクタ端子がエミッタ端子より高電位となる場合、還流ダイオード１２０～１２５を通じて電流を流し、スイッチング素子１１４～１１９に高い逆電圧がかかることを防止する。ただし、Ｓｉ－ＩＧＢＴと還流ダイオードとの組み合わせに限られず、その他の半導体素子によってインバータ回路を構成してもよい。

スイッチング素子１１４～１１９のオンとオフの切替えは、それぞれのスイッチング素子１１４～１１９のゲート端子に接続されるゲートドライブ信号１２６、１２７、１２８、１２９、１３０、１３１によって行われる。それぞれのゲートドライブ信号１２６～１３１の元になるゲート信号１３２は、コントローラ１０４により生成されゲートドライブ回路１３５に出力される。ゲートドライブ回路１３５は、ゲート信号１３２をスイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９のオンとオフの切り替えに必要な電位に変換して、ゲートドライブ信号１２６、１２７、１２８、１２９、１３０、１３１を出力する。コントローラ１０４におけるゲート信号１３２の生成は図２を用いて後述する。

スイッチング素子１１４のエミッタ端子とスイッチング素子１１５のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０５に接続され電流ｉｕを流す。スイッチング素子１１６のエミッタ端子とスイッチング素子１１７のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０６に接続され電流ｉｖを流す。スイッチング素子１１８のエミッタ端子とスイッチング素子１１９のコレクタ端子は互いに接続され、その接続点は巻線１０７に接続され電流ｉｗを流す。スイッチング素子１１４、１１６、１１８のコレクタ端子は互いに接続されて高電位ＤＣ配線１３３に接続される。また、スイッチング素子１１５、１１７、１１９のエミッタ端子は互いに接続されて低電位ＤＣ配線１３４に接続される。

これによりコントローラ１０４は、生成したゲート信号１３２をもとにスイッチング素子１１４、１１５、１１６、１１７、１１８、１１９のオンとオフを適切なタイミングで行い、巻線１０５、１０６、１０７に流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御し電動機１０２の回転制御を実現する。ゲート信号１３２は電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが互いに１２０度位相の異なる正弦波状の信号になるようＰＷＭ（パルス幅変調）信号の形態を成す。

電圧センサ１３６は、高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４に接続され、これらの電位差を検出する。高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４の電位差は通常例えば１００Ｖ以上の高電圧であるため、電圧センサ１３６はコントローラ１０４が検出可能な低電圧に変換したＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）を生成しコントローラ１０４に入力する。

インバータ１０１に含まれる平滑コンデンサ１３８は、高電位ＤＣ配線１３３と低電位ＤＣ配線１３４の間に接続される。平滑コンデンサ１３８は、スイッチング素子１１４～１１９のスイッチング動作により発生するＤＣ電圧の脈動を抑制する働きがある。

バッテリ１０３は、バッテリ１０３の高電位側の端子と高電位ＤＣ配線１３３とが接続され、バッテリ１０３の低電位側の端子と低電位ＤＣ配線１３４とが接続される。これにより、インバータ１０１や電動機１０２に電力を供給する直流電源として機能する。

コントローラ１０４には、例えばＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）などの車両の上位コントローラから与えられるトルク指令１３９（Ｔ＊）が入力される。このトルク指令１３９（Ｔ＊）をもとにコントローラ１０４は電動機１０２のトルク制御を行う。また、図１には図示されていないが、コントローラ１０４には、電動機１０２の回転子温度が入力される。回転子温度は、温度センサにより検出することが望ましいが、公知の方法によって推定された温度を用いる構成としてもよい。

図２は、コントローラ１０４の従来処理を説明する処理ブロック図である。図２において、コントローラ１０４の処理ブロックは、電流指令演算部２０１、三相二相変換部２０２、電流制御部２０３、二相三相変換部２０４、速度演算部２０５、ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）２０６、偏差算出器２０７、偏差算出器２０８、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９、高調波重畳器２１１を含む。電流指令演算部２０１、三相二相変換部２０２、電流制御部２０３、二相三相変換部２０４、偏差算出器２０７及び偏差算出器２０８により、三相電圧指令値生成部が形成される。

コントローラ１０４は、電動機１０２に三相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流して回転制御を行うが、コントローラ１０４の内部では三相の固定座標から、ｄ軸とｑ軸で表される回転子位相に同期した二相の回転座標に変換した座標系にて処理する、いわゆる電流ベクトル制御方式の手法が用いられる。

電流指令演算部２０１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を算出する。電流指令演算部２０１にはトルク指令１３９（Ｔ＊）と、回転角速度ωと、ＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）とが入力され、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が演算される。回転角速度ωは、回転子位相１０９（θ）をもとに速度演算部２０５で演算される。

三相二相変換部２０２は、電流センサ信号１１１（ｉｕ）、１１２（ｉｖ）、１１３（ｉｗ）について、回転子位相１０９（θ）の情報をもとにｄ軸及びｑ軸への座標変換を行い、ｄ軸検出電流ｉｄとｑ軸検出電流ｉｑを出力する。

偏差算出器２０７は、電流指令演算部２０１から出力されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊と三相二相変換部２０２から出力されるｄ軸検出電流ｉｄとの偏差を演算し、ｄ軸電流偏差Δｉｄを電流制御部２０３に出力する。偏差算出器２０８は、電流指令演算部２０１から出力されるｑ軸電流指令値ｉｑ＊と三相二相変換部２０２から出力されるｑ軸検出電流ｉｑの偏差を演算し、ｑ軸電流偏差Δｉｑを電流制御部２０３に出力する。

電流制御部２０３は、目標値である指令値と出力値である測定値との偏差を示すｄ軸電流偏差Δｉｄとｑ軸電流偏差Δｉｑとがゼロになるようにフィードバック制御を行い、出力値を更新するために電圧指令であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算し出力する。電流制御部２０３におけるフィードバック制御は例えばＰＩ制御で行われる。

加算器２１２は、Ｖｄ＊と、後述する高調波重畳器２１１から出力されるＶｄｈｒｍ＊を加算し、新しいｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を出力する。加算器２１３は、Ｖｑ＊と後述する高調波重畳器２１１から出力されるＶｑｈｒｍ＊を加算し、新しいｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を出力する。

Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊は、二相三相変換部２０４に入力され、補正後回転子位相２１０（θｄｅｌａｙ）をもとに三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算し出力する。

二相三相変換部２０４に入力される補正後回転子位相２１０（θｄｅｌａｙ）は、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９により式（１）、式（２）のように演算される。
θｄｅｌａｙ＝θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ ・・・（１）
Ｔｄｅｌａｙ＝Ｔｓ［ｎ］＋０．５Ｔｓ［ｎ＋１］ ・・・（２）
ただし、式（１）、式（２）において、Ｔｄｅｌａｙは制御遅れ時間、Ｔｓ［ｎ］は現在の制御周期（キャリア周期）、Ｔｓ［ｎ＋１］は次回割り込み時の制御周期である。

ここで本発明に関わる技術である、ＰＷＭ位相遅れ補償について説明する。ＰＷＭ位相遅れ補償は、回転子位相に同期した回転座標上の電圧指令値をＵＶＷ固定座標上の値に変換する際に、制御遅れ時間の間に進んだ回転子位相を推定して座標変換を行う機能である。以下、制御遅れ時間が生じる理由と補償の方法について解説する。

図３は横軸を時間としたときの、コントローラ４の動作タイミング（相電流および回転子位相の検出と電流制御、ＰＷＭ ｄｕｔｙ更新）と回転子位相の関係および制御遅れ時間の一例を表している。ただし、ＰＷＭ ｄｕｔｙ算出に用いるＤＣ電圧センサ信号１３７（Ｖｄｃ）の検出タイミングは省略している。図３で示す通り、相電流と回転子位相の検出に対し、ＰＷＭ ｄｕｔｙの更新タイミングは現在の制御周期Ｔｓ［ｎ］だけ遅れる。また、次回割り込み時の制御周期Ｔｓ［ｎ＋１］の期間中ＰＷＭｄｕｔｙは一定であり、この期間中の平均のＰＷＭ ｄｕｔｙを設定する必要がある。従って、相電流および回転子位相の検出からＰＷＭ ｄｕｔｙ更新までの制御遅れ時間Ｔｄｅｌａｙは前述した式（２）で表される。

回転角速度ωの変化が遅く、制御遅れ時間Ｔｄｅｌａｙの間に変化しないとすれば、Ｔｄｅｌａｙ間に進む回転子位相差θｄｉｆｆは式（３）のように計算できる。

θｄｉｆｆ＝ω×Ｔｄｅｌａｙ ・・・（３）
検出した回転子位相θにθｄｉｆｆを加算することで、ＰＷＭ ｄｕｔｙ更新時の回転子位相θｄｅｌａｙを式（１）のように推定できる。以上がＰＷＭ位相遅れ補償の原理である。

ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）２０６は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とＶｄｃによりＰＷＭ ｄｕｔｙを演算する。そして、ＰＷＭ ｄｕｔｙと図示しないキャリア搬送波との比較により、ＰＷＭ信号である６本のゲート信号１３２を生成しゲートドライブ回路１３５に出力する。

図４は高調波重畳器２１１の処理ブロック図である。式（４）、式（５）の演算によりｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｈｒｍ＊とｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｈｒｍ＊を出力する。
Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋Φｉ）） ・・・（４）
Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋Φｉ）） ・・・（５）
ただし、式（４）、式（５）において、Ａｄｉはｄ軸高調波電圧振幅、Ａｑｉはｑ軸高調波電圧振幅、ｎｉは高調波次数、Φｉは高調波電圧位相である。また、ｉは１～ｍの整数である。Ｖｄｈｒｍ＊とＶｑｈｒｍ＊は複数次数の高調波電圧を合成した信号となっており、電動機の誘起電圧に含まれる高調波電圧に応じて、重畳する高調波電圧を選択する。また、誘起電圧に含まれる高調波電圧は、主に固定座標上で６ｎ±１次（ｎは０を除く自然数、三相平衡の場合）であり、回転子位相に同期した回転座標上では６ｎ次となる。従って、重畳する高調波は６ｎ次を選択すればよい。

Ａｄｉ、ＡｑｉおよびΦｉは誘起電圧に重畳する高調波電圧を打ち消すように設定する。これらの値は一定値ではなく、トルクや電流、回転数などに依存して、ルックアップテーブル等で変更する構成としてもよい。

以上がコントローラ４の従来処理である。ここで、従来処理の課題について説明する。

図５は、図２で示したコントローラ１０４の従来処理において、ｑ軸のみに高調波電圧を重畳した際のＵ相電流ｉｕとｑ軸高調波電圧Ｖｑｈｒｍの波形（シミュレーション波形）を示している。理想状態での波形を点線で、従来制御での波形を点線で表している。また、低回転と高回転を比較するため、３００ｒｐｍと３０００ｒｐｍの二つの結果を比較している。理想状態は連続系での解析結果を示している。従来制御は比較を容易にするため、インバータのＰＷＭ制御を模擬せず、離散制御による遅れを考慮したモデルによりシミュレーションを行った。制御周期は１０ｋＨｚである。

低回転である３００ｒｐｍの場合、従来制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して遅れがあるものの、大きな遅れは生じていない。そのため、Ｕ相電流には理想状態と従来制御で大きな差が生じていないことがわかる。一方、高回転である３０００ｒｐｍでは、従来制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して大きく遅れているため、Ｕ相電流にも大きな差が生じていることがわかる。

このように、制御器で重畳する高調波電圧に対するＰＷＭ位相遅れ補償が存在しない場合、電動機が高速になるにつれて重畳すべき高調波電圧を正しく重畳できなくなる。これにより電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制することができなくなるばかりか、遅れ位相の大きさによってはノイズやトルク脈動を増幅させる可能性もある。

図６は、コントローラ１０４の本発明での処理を説明する処理ブロック図である。図６は、図２に対し、高調波位相遅れ補償部６０１を追加した構成となっている。

図３で説明した通り、回転子位相を検出してから、電圧指令に反映されるまでにはＴｄｅｌａｙだけ遅れる。ｎ次高調波の位相は基本波に対してｎ倍進むので、ｎ次高調波がＴｄｅｌａｙの間に進む位相θｄｉｆｆｎは式（６）となる。
θｄｉｆｆｎ＝ｎ×ω×Ｔｄｅｌａｙ ・・・（６）
高調波位相遅れ補償部６０１は、重畳する高調波の位相をθｄｉｆｆｎだけ進めることで、高調波に対する位相遅れを補償している。また、式（４）、（５）を高調波に対する位相遅れ補償を考慮して表すと下記となる。
Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ＋Φｉ）） ・・・（７）
Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θ＋ω×Ｔｄｅｌａｙ＋Φｉ）） ・・・（８）
上記式は（１）式を用いて下記のように変形できる。
Ｖｄｈｒｍ＊＝Σ（Ａｄｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θｄｅｌａｙ＋Φｉ）） ・・・（９）
Ｖｑｈｒｍ＊＝Σ（Ａｑｉ×ＳＩＮ（ｎｉ（θｄｅｌａｙ＋Φｉ）） ・・・（１０）
（９）、（１０）式より、実際の実装では図４における入力θを、ＰＷＭ位相遅れ補償器２０９の出力θｄｅｌａｙに置き換えることで、高調波に対する位相遅れ補償を実現できる。

上記のように演算されたＶｄｈｒｍ＊およびＶｑｈｒｍ＊は、それぞれ回転座標上でｄｑ軸電圧指令に加算され、二相三相変換部２０４により三相電圧指令値に変換される。

この構成では、重畳する高調波電圧指令に対して、高調波位相遅れ補償部６０１による位相遅れ補償と、二相三相変換部２０４およびＰＷＭ位相遅れ補償器２０９での位相遅れ補償が二重に行われることになる。この原理について以下で説明する。

重畳する高調波電圧Ｖｄｈｒｍ、Ｖｑｈｒｍを次の式（１１）、（１２）で表す。
Ｖｄｈｒｍ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ）） ・・・（１１）
Ｖｑｈｒｍ＝Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ）） ・・・（１２）
高調波重畳後の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗは以下のように表せる。
Ｖｕ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳθ － Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮθ ・・・（１３）
Ｖｖ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳ（θ－２π／３） － Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮ（θ－２π／３） ・・・（１４）
Ｖｗ＝Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＣＯＳ（θ＋２π／３）－Ａｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））×ＳＩＮ（θ＋２π／３） ・・・（１５）
式（１３）において、Ａｄ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））やＡｑ×ＳＩＮ（ｎ（θ＋Φ））は重畳する高調波を表し、それらの後ろの項は座標変換の項を表している。式（１４）、（１５）においても同様である。高調波計算と座標変換に用いるθは、インバータの電圧が反映されるときのθを使用して計算する必要がある。すなわちそれぞれの計算に対し位相遅れ補償が必要となる。

従って、高調波位相遅れ補償部６０１による位相遅れ補償と、二相三相変換部２０４およびＰＷＭ位相遅れ補償器２０９での位相遅れ補償が必要となる。

図７は、図６で示したコントローラ１０４の本発明での処理において、ｑ軸のみに高調波電圧を重畳した際のＵ相電流ｉｕとｑ軸高調波電圧Ｖｑｈｒｍの波形（シミュレーション波形）を示している。シミュレーション条件は図５で示したものと同様である。

３００ｒｐｍおよび３０００ｒｐｍいずれの場合も、本発明の制御のｑ軸高調波電圧は理想状態に対して遅れは発生していない。そのため、Ｕ相電流には離散化誤差による差はあるものの、理想状態と本発明の制御で大きな差が生じていないことがわかる。

以上のように本発明に係る電動機の制御装置は、基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備える。これによって電動機から生じるノイズやトルク脈動を抑制するために制御器で重畳する逆位相の高調波電圧を、位相遅れなく重畳することが可能となる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

１０１：インバータ、１０２：電動機、１０３：バッテリ、１０４：コントローラ、１０５～１０７：三相巻線、１０８：磁極位置センサ、１０９：回転子位相、１１０：電流センサ、１１１：Ｕ相電流センサ信号、１１２：Ｖ相電流センサ信号、１１３：Ｗ相電流センサ信号、１１４～１１９：スイッチング素子、１２０～１２５：ＩＧＢＴ、１２６～１３１：ゲートドライブ信号、１３２：ゲート信号、１３３：高電位ＤＣ配線、１３４：低電位ＤＣ配線、１３５：ゲートドライブ回路、１３６：電圧センサ、１３７：ＤＣ電圧センサ信号、１３８：平滑コンデンサ、１３９：トルク指令、２０１：電流指令演算部、２０２：三相二相変換部、２０３：電流制御部、２０４：二相三相変換部、２０５：速度演算部、２０６：ＰＷＭゲート制御信号生成部（制御信号生成部）、２０７：偏差算出器、２０８：偏差算出器、２０９：ＰＷＭ位相遅れ補償器、２１１：高調波重畳器、６０１：高調波位相遅れ補償部

Claims (2)

1. 基本波電圧指令値に加算する高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で演算する高調波電圧演算部と、
   前記高調波電圧演算部における演算時の位相遅れを前記高調波電圧の高調波次数と基本波電圧の電気角周波数とに基づいて補償する高調波位相遅れ補償部と、を備えた電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載された電動機の制御装置であって、
   前記高調波電圧演算部によって演算された高調波電圧を回転子位相に同期した二相回転座標系上で前記基本波電圧指令値に加算する電動機の制御装置。
   

Images