JP2022135613A - モータ制御装置、および、それを備えた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３相ブラシレスモータのベクトル制御により弱め界磁制御を行うモータ制御装置において、正弦波電圧に信号が重畳することによる音の発生を抑制するモータ制御装置を提供する。【解決手段】弱め界磁制御器４０は、弱め界磁制御におけるｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ*を直流電源６０の電圧Ｖｄｃおよび電圧指令の電圧振幅Ｖａｍｐに応じて決定する。ｄ軸電流最終値演算器２２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ*とを用いて演算したｄ軸電流指令最終値Ｉｄ**を出力する。弱め界磁制御器４０は、電源電圧Ｖｄｃに基づいて決定された電圧振幅指令Ｖａｍｐ*を制限する電圧振幅指令制限器４２を有する。電圧振幅指令制限器４２は、電圧指令の正弦波中心電圧を負から正にクロスするときの時間変化率と相関するモータ状態量が所定の制限開始値以上のとき、電圧振幅指令Ｖａｍｐ*を電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ*＿ｌｉｍに制限する。【選択図】図４

Description

本発明は、モータ制御装置、および、それを備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来、３相ブラシレスモータをベクトル制御するモータ制御装置において、高回転時に発生する逆起電力によってモータ巻線に電流が流れにくくなることを防ぐため、負のｄ軸電流を流すことで弱め界磁制御を行う技術が知られている。

電動パワーステアリング装置において操舵アシストモータの駆動を制御する制御装置では、急なハンドル操作に伴ってモータの回転数を上げるために弱め界磁制御のｄ軸電流が急峻に流れると、ドライバが不快と感じる音や振動が発生する場合がある。例えば特許文献１には、弱め界磁制御時にｄ軸電流指令値の変化率を制限することで、音や振動の発生を抑えるモータ駆動制御装置が開示されている。

特開２００７－１１６８４９号公報

３相ブラシレスモータに正弦波電圧を印加してトルク制御を行うにあたり、演算装置からインバータへの正弦波電圧は連続した値ではなく、演算周期の更新周期に応じてサンプルホールドされた値が離散的に出力される。このことを原因として演算装置の更新周期に同期した信号が正弦波電圧に重畳され、正弦波電圧の時間変化率に影響する。その結果、電流脈動が発生し、音の発生原因となる。この信号の大きさは、モータ回転数および正弦波電圧の振幅に比例して増大し、ドライバが不快と感じる音が発生する。

特許文献１の技術はｄ軸電流指令値の急変に着目しているのみであり、演算周期の更新周期に同期した信号が正弦波電圧に重畳することによる音への影響には着目していない。そのため、弱め界磁制御時における音に対する対策が不十分である。

本発明は上述の点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、３相ブラシレスモータのベクトル制御により弱め界磁制御を行うモータ制御装置において、正弦波電圧に信号が重畳することによる音の発生を抑制するモータ制御装置を提供することにある。

本発明のモータ制御装置は、直流電源（６０）の電力をインバータ（７０）で３相交流電力に変換しブラシレス式のモータ（８０）に供給するモータ駆動システムに適用され、インバータに出力する正弦波状の電圧指令をベクトル制御により演算する。このモータ制御装置は、トルク指令／電流指令変換器（２１）と、弱め界磁制御器（４０）と、ｄ軸電流最終値演算器（２２）と、電流制御器（２７、２８）と、を備える。

トルク指令／電流指令変換器は、入力されたトルク指令をｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に変換する。弱め界磁制御器は、弱め界磁制御におけるｄ軸電流指令補正値を直流電源の電圧および電圧指令の電圧振幅に応じて決定する。ｄ軸電流最終値演算器は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流指令補正値とを用いて演算したｄ軸電流指令最終値を出力する。電流制御器は、ｄ軸電流指令最終値およびｑ軸電流指令値のフィードバック制御を行う。

弱め界磁制御器は、直流電源の電圧に基づいて決定された電圧振幅指令を制限する電圧振幅指令制限器（４２）を有する。電圧振幅指令制限器は、電圧指令の正弦波中心電圧を負から正にクロスするときの時間変化率と相関するモータ状態量が所定の制限開始値以上のとき、電圧振幅指令を電圧振幅指令制限値に制限する。

これにより本発明では、３相ブラシレスモータのベクトル制御により弱め界磁制御を行うモータ制御装置において、正弦波電圧に信号が重畳することによる音の発生を適切に抑制することができる。

各実施形態のモータ制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の構成図。 二重巻線モータの構成を示す模式図。 二系統モータ駆動システムの構成図。 第１実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図。 モータ状態量である正弦波電圧の時間変化率を説明する図。 （ａ）（電圧振幅×モータ回転数）－電圧振幅指令制限値マップの例、（ｂ）同マップの別の例、（ｃ）同マップの別の例。 車速－制限開始値マップの例。 第２実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図。 モータ温度－電圧振幅指令制限値マップの例。 第３実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図。

以下、本発明の実施形態によるモータ制御装置を図面に基づいて説明する。本実施形態のモータ制御装置は、車両の電動パワーステアリング装置において操舵アシストモータを駆動するモータ駆動システムに適用される。このモータ駆動システムでは直流電源の電力がインバータで３相交流電力に変換され、ブラシレス式モータに供給される。モータ制御装置は、インバータに出力する正弦波状の電圧指令をベクトル制御により演算する。複数の実施形態で実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１～第３実施形態を包括して「本実施形態」という。

［電動パワーステアリング装置］
図１に、電動パワーステアリング装置９０を含むステアリングシステム９９の全体構成を示す。なお、図１の電動パワーステアリング装置９０はコラムアシスト式であるが、本実施形態のモータ制御装置１５は、ラックアシスト式の電動パワーステアリング装置にも同様に適用可能である。なお、図１では、第１実施形態のモータ制御装置の符号「１５」を用いる。ＥＣＵ１０はモータ制御装置１５およびインバータ７０を含む。例えばＥＣＵ１０はモータ８０と一体に構成されている。

ステアリングシステム９９は、ハンドル９１、ステアリングシャフト９２、ピニオンギア９６、ラック軸９７、車輪９８および電動パワーステアリング装置９０等を含む。ステアリングシャフト９２の先端に設けられたピニオンギア９６は、ラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には一対の車輪９８が設けられている。ドライバがハンドル９１を回転させると、ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２が回転する。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によりラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の変位量に応じた角度に一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置９０は、操舵トルクセンサ９４、モータ制御装置１５、インバータ７０、モータ８０および減速ギア８９等を含む。操舵トルクセンサ９４はドライバの操舵トルクを検出する。モータ制御装置１５は、操舵トルク等の情報から演算された要求トルクに応じて電圧指令を演算し、インバータ７０に出力する。インバータ７０は、電圧指令に基づいて直流電源６０の電力を３相交流電力に変換しモータ８０に供給する。モータ８０が出力した操舵アシストトルクは、減速ギア８９を介してステアリングシャフト９２に伝達される。

モータ８０は３相ブラシレスモータである。特に第３実施形態では、ＩＰＭモータに代表される、突極性を有するモータが制御対象となる。第１実施形態および第２実施形態では、突極性の有無に関係なく、ＩＰＭモータまたは通常のＳＰＭモータのいずれが用いられてもよい。

［二系統モータ駆動システム］
次に図２、図３を参照し、二系統モータ駆動システムの構成例について説明する。このモータ駆動システムにおけるモータ８０は、図３に示すように、二組の３相巻線組８０１、８０２を有する二重巻線モータである。３相巻線組８０１、８０２は電気的特性が同等であり、共通のステータに互いに例えば電気角３０［ｄｅｇ］ずらして配置されている。これに応じて、振幅が等しく位相が３０［ｄｅｇ］ずれた相電流が巻線組８０１、８０２に通電される。

二組の巻線組８０１、８０２に対応して設けられた二つのインバータ７０１、７０２は、各巻線組８０１、８０２に３相交流電力を供給する。第１インバータ７０１は、第１巻線組８０１のＵ１、Ｖ１、Ｗ１端子に接続されている。第２インバータ７０２は、第２巻線組８０２のＵ２、Ｖ２、Ｗ２端子に接続されている。

図３に二系統モータ駆動システム１００の構成を示す。第１インバータ７０１に対応する一群の構成要素の単位を第１系統といい、第２インバータ７０２に対応する一群の構成要素の単位を第２系統という。第１系統の構成要素の符号または信号の末尾に「１」を付し、第２系統の構成要素の符号または信号の末尾に「２」を付して記す。二系統は冗長的に設けられており、一方の系統が故障した場合、他方の正常な系統でモータ８０の駆動を継続することができる。

各系統のインバータ７０１、７０２は、実線で示すように、二つの直流電源６０１、６０２に個別に接続されてもよいし、破線で示すように、一つの直流電源（例えば６０１）に並列に接続されてもよい。二系統のインバータ７０１、７０２が個別の直流電源６０１、６０２に接続されるシステム構成は「完全二系統」と呼ばれている。二系統のインバータ７０１、７０２が共通の直流電源に並列に接続されるシステム構成は「駆動二系統」と呼ばれている。完全二系統システムでは、一方の直流電源が失陥した場合にも駆動を継続可能である。以下、図３について、完全二系統システム構成を前提として説明する。

各系統の構成は同様であるため、代表として第１系統の構成について説明する。第２系統の構成については、第１系統の構成の説明における末尾の「１」を「２」に読み替えて同様に解釈する。インバータ７０１の入力側には、直流電源６０１の電圧Ｖｄｃ１を検出する電圧検出器６５１、および、入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ６６１が設けられている。以下、直流電源の電圧を「電源電圧」と記す。

インバータ７０１からモータ８０への３相電流経路には、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する電流検出器７５１が設けられている。また図３の構成例では、モータ８０の電気角を検出する回転角検出器８５１、８５２が系統毎に設けられており、それぞれ電気角θ１、θ２を検出する。一つの回転角検出器が供用される構成では、例えば電気角θ１に基づき、電気角θ２が「θ２＝θ１＋３０［ｄｅｇ］」として算出されてもよい。

図３においてモータ制御装置の符号は、第１実施形態のモータ制御装置の符号「１５」を用いる。モータ制御装置１５は、マイコンやプリドライバ等で構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。モータ制御装置１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

モータ制御装置１５は、第１系統制御部１５１及び第２系統制御部１５２を含む。各系統の制御部１５１、１５２の構成は、図４に示す一系統のモータ制御装置１５の構成に相当する。第１系統制御部１５１は、要求トルクのうち第１系統が分担するトルク指令ｔｒｑ１^*を取得する。また第１系統制御部１５１は、電圧検出器６５１、電流検出器７５１および回転角検出器８５１から、電源電圧Ｖｄｃ１、相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、回転角θ１を取得する。

第１系統制御部１５１は、これらの情報に基づいて、インバータ７０１に出力する電圧指令をベクトル制御により演算する。インバータ７０１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相上下アームのスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されている。インバータ７０１は、電圧指令に基づいて各スイッチング素子が動作することで、直流電源６０１の電力を３相交流電力に変換して、モータ８０の第１巻線組８０１に供給する。

図４を参照して後述する構成要素に関し、二系統のモータ駆動システムにおいてモータ制御装置１５は、二つのインバータ７０１、７０２に対応する二組の電流制御器および二つの弱め界磁制御器を備える。二つの弱め界磁制御器は、それぞれ電圧振幅指令制限器を有する。ここで、第１系統制御部１５１および第２系統制御部１５２の電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍは、同じ値に設定されている。これにより音の抑制に関する系統間のバランスが確保される。その他、第１系統制御部１５１および第２系統制御部１５２は、基本的に系統毎の情報に基づき、独立して電圧指令を演算する。ただし必要に応じて、系統間で互いに情報を通信して協調制御を行ってもよい。

［モータ制御装置］
３相ブラシレスモータのベクトル制御により弱め界磁制御を行う各実施形態のモータ制御装置の詳細な構成について、順に説明する。最初に弱め界磁制御の技術的意義について説明する。モータ回転数が高回転の条件においては、ロータ磁石磁束と回転数とに比例して発生する逆起電力がインバータ出力電力より大きくなり、モータ巻線に電流を発生させることが困難となる。この現象に対する対策として、磁石磁束を弱めるように負のｄ軸電流を発生させることで、高回転条件においても電流の発生が可能となる。

ところで、３相ブラシレスモータに正弦波電圧を印加してトルク制御を行うにあたり、演算装置からインバータへの正弦波電圧は連続した値ではなく、演算周期の更新周期に応じてサンプルホールドされた値が離散的に出力される。このことを原因として演算装置の更新周期に同期した信号が正弦波電圧に重畳され、正弦波電圧の時間変化率に影響する。その結果、電流脈動が発生し、音の発生原因となる。この信号の大きさは、モータ回転数および正弦波電圧の振幅に比例して増大し、ドライバが不快と感じる音が発生する。

そこで本実施形態のモータ制御装置では、弱め界磁制御において、演算周期の更新周期に同期した信号が正弦波電圧に重畳することに起因する音を抑制することを目的とする。モータ制御装置において電圧指令を演算する機能部が上記の「演算装置」に相当する。なお、波の現象である音と振動とは一緒に論じられることが多いため、上記の課題における「音」を「音や振動」と言い換えてもよい。ただし、ドライバが不快と感じる現象は主にモスキート音のような音であり、本明細書では音の抑制を主な目的として記載する。

第１、第２、第３実施形態のモータ制御装置１５、１６、１７について、図４、図８、図１０では、簡単のため一系統のモータ駆動システムに適用される構成として図示する。モータ駆動システムの直流電源、電圧検出器、インバータ、電流検出器、回転角検出器の符号は、図３における符号末尾の「１」、「２」を削除し、６０、６５、７０、７５、８５と記す。トルク指令ｔｒｑ^*、電源電圧Ｖｄｃ、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θの記号についても同様とする。二系統のモータ駆動システムに適用される場合、一系統の構成が二組設けられるものとして解釈すればよい。

また、図４、図８、図１０に示すように、回転角検出器８５が検出した電気角θを時間微分する微分器８６が設けられている。微分器８６は、モータ制御装置１５、１６、１７の内部に設けられてもよい。微分器８６は、電気角速度に変換係数を乗じて、モータ８０の回転数ωを出力する。以下、「モータ８０の回転数ω」を単に「回転数ω」と記す。

一般に、ωは回転角速度［ｒａｄ／ｓ］を表す記号として用いられるが、本明細書では便宜上「回転数ω」と記し、回転数を回転角速度と同じ意味で用いる。また、具体的な回転数の数値には言及しない。例えば［ｒｐｍ］の単位で回転数を表す場合、適当な変換係数を乗じて算出すればよい。

（第１実施形態）
図４を参照し、第１実施形態のモータ制御装置１５の構成について説明する。モータ制御装置１５は、ベクトル制御、電流フィードバック制御および弱め界磁制御の構成を備える。まず周知の構成として、モータ制御装置１５は、トルク指令／電流指令変換器２１、ｄ軸電流最終値演算器２２、３相／２相変換部２４、ｄ軸電流偏差算出器２５、ｑ軸電流偏差算出器２６、ｄ軸電流制御器２７、ｑ軸電流制御器２８、２相／３相変換部２９を備える。

トルク指令／電流指令変換器２１は、上位制御回路から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*をｄ軸電流指令値Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に変換する。記号「／」は、「／」の前の入力が「／」の後の出力に変換されることを意味する。３相／２相変換部２４および２相／３相変換部２９についても同様である。

ｄ軸電流最終値演算器２２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と、弱め界磁制御器４０のｄ軸電流補正値演算器４４が演算したｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ^*とを用いて演算したｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**を出力する。図４に示す構成例では、ｄ軸電流最終値演算器２２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ^*とを加算する。

３相／２相変換部２４は、電気角θを用い、電流検出器７５から取得した３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。ｄ軸電流偏差算出器２５は、ｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**と、フィードバックされたｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸電流偏差算出器２６は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、フィードバックされたｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。

電流制御器２７、２８は、ｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^*のフィードバック制御を行う。詳しくは、ｄ軸電流制御器２７は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを０に近づけるようにＰＩ演算等によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を演算する。ｑ軸電流制御器２８は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを０に近づけるようにＰＩ演算等によりｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を演算する。

２相／３相変換部２９は、電気角θを用い、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相の電圧指令に変換してインバータ７０に出力する。固定座標系の３相電圧指令は正弦波電圧となる。なお、電圧指令に基づくデューティ比の演算やＰＷＭによるパルス信号の生成についてはインバータ７０の中に含めるものとし、詳細な説明を省略する。

さらにモータ制御装置１５は、本実施形態に特有の構成として、弱め界磁制御器４０および電圧振幅出力演算器４６を備える。弱め界磁制御器４０は、弱め界磁制御におけるｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ^*を、電源電圧Ｖｄｃおよび電圧指令の電圧振幅Ｖａｍｐに応じて決定する。電圧振幅出力演算器４６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*に基づき、式（１）により電圧指令の電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。
Ｖａｍｐ＝√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ・・・（１）

弱め界磁制御器４０は、電圧振幅指令決定器４１、電圧振幅指令制限器４２、電圧振幅偏差算出器４３およびｄ軸電流補正値演算器４４を有する。電圧振幅指令決定器４１は、電源電圧Ｖｄｃに基づいてＶａｍｐ^*を決定する。電圧振幅指令制限器４２は、電圧振幅指令決定器４１が決定した電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*を「モータ状態量」に応じて制限し、制限後電圧振幅指令Ｖａｍｐ^**を出力する。

本実施形態では、「モータ状態量」として電圧振幅Ｖａｍｐと回転数ωとの積が用いられる。電圧振幅指令制限器４２は、電圧振幅Ｖａｍｐおよび回転数ωを取得し、それらに基づいて算出されたモータ状態量に応じて電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*を制限する。「モータ状態量」は正弦波電圧の形状を相対的に比較するための指標であり、「電圧指令の正弦波中心電圧を負から正にクロスするときの時間変化率と相関する量」と定義される。モータ状態量として電圧振幅Ｖａｍｐと回転数ωとの積が用いられることの意義は後述する。

電圧振幅指令制限器４２は、入力された電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*を電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍと比較し、小さい方の値を制限後電圧振幅指令Ｖａｍｐ^**として出力する。「Ｖａｍｐ^*＜Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍ」のとき、電圧振幅指令制限器４２は、式（２．１）により、入力された電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*をそのまま出力する。
Ｖａｍｐ^**＝Ｖａｍｐ^* ・・・（２．１）

一方、「Ｖａｍｐ^*≧Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍ」のとき、電圧振幅指令制限器４２は、式（２．２）により、電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍを出力する。
Ｖａｍｐ^**＝Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍ ・・・（２．２）

電圧振幅偏差算出器４３は、制限後電圧振幅指令Ｖａｍｐ^**と、電圧振幅出力演算器４６からフィードバックされた電圧指令Ｖａｍｐとの偏差ΔＶａｍｐを算出する。ｄ軸電流補正値演算器４４は、電圧指令偏差ΔＶａｍｐを０に近づけるようにＰＩ演算等によりｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＿ｆｗ^*を演算する。

図５を参照し、モータ状態量について説明する。図５の上から順に、振幅及び周波数の異なる４パターンの正弦波電圧＜１＞～＜４＞を示す。電圧が正弦波中心電圧（すなわち０［Ｖ］）を負から正にクロスするタイミングをｔ＝０とすると、各正弦波電圧は、時間ｔの関数Ｖ（ｔ）として、電圧振幅Ｖａｍｐおよび周波数ｆを含む式（３）で表される。式中の角度単位は［ｒａｄ］とする。
Ｖ（ｔ）＝Ｖａｍｐ×ｓｉｎ（２πｆ）ｔ ・・・（３）

４パターンの基準となる電圧＜１＞の電圧振幅ＶａｍｐをＡとし、周波数ｆの２π倍をＮとする。つまり、Ｖａｍｐ＝Ａ、２πｆ＝Ｎであり、電圧＜１＞は式（４．１）で表される。
Ｖ₁（ｔ）＝ＡｓｉｎＮｔ ・・・（４．１）

電圧＜２＞は、電圧＜１＞に対し電圧振幅Ｖａｍｐを２倍にし、周波数ｆを（１／２）にしたものである。つまり、Ｖａｍｐ＝２Ａ、２πｆ＝（Ｎ／２）、である。電圧＜２＞は式（４．２）で表される。
Ｖ₂（ｔ）＝２Ａｓｉｎ（Ｎ／２）ｔ ・・・（４．２）

電圧＜３＞は、電圧＜１＞に対し電圧振幅Ｖａｍｐを等倍に、周波数ｆを２倍にしたものである。つまり、Ｖａｍｐ＝Ａ、２πｆ＝２Ｎ、である。電圧＜３＞は式（４．３）で表される。
Ｖ₃（ｔ）＝Ａｓｉｎ２Ｎｔ ・・・（４．３）

電圧＜４＞は、電圧＜１＞に対し電圧振幅Ｖａｍｐを２倍に、周波数ｆを等倍にしたものである。つまり、Ｖａｍｐ＝２Ａ、２πｆ＝Ｎ、である。電圧＜４＞は式（４．４）で表される。
Ｖ₄（ｔ）＝２ＡｓｉｎＮｔ ・・・（４．４）

モータ状態量は、「電圧指令の正弦波中心電圧を負から正にクロスするときの時間変化率と相関する量」と定義される。負から正にクロスするときの時間変化率であるため、正の値となる。一般に式（１）で表される電圧関数のｔ＝０での時間変化率は、式（３）を微分してｔ＝０を代入することにより、式（５）で表される。図５においてｔ＝０での正弦波の傾きがこの値に相当する。
（ｄ／ｄｔ）Ｖ（０）＝Ｖａｍｐ×２πｆ×ｃｏｓ（２πｆ）ｔ
＝Ｖａｍｐ×２πｆ ・・・（５）

したがって、各電圧＜１＞～＜４＞のｔ＝０での時間変化率は、式（６．１）～（６．４）で表される。正弦波の形状が同じであれば、電圧振幅の大きさに関係なくｔ＝０での時間変化率は同じ値となる。
電圧＜１＞：（ｄ／ｄｔ）Ｖ₁（０）＝ＡＮ ・・・（６．１）
電圧＜２＞：（ｄ／ｄｔ）Ｖ₂（０）＝ＡＮ ・・・（６．２）
電圧＜３＞：（ｄ／ｄｔ）Ｖ₃（０）＝２ＡＮ ・・・（６．３）
電圧＜４＞：（ｄ／ｄｔ）Ｖ₄（０）＝２ＡＮ ・・・（６．４）

モータ状態量Ｇは、ｔ＝０での時間変化率に相関する量として、例えばｔ＝０での時間変化率に変換係数を乗じて算出される。回転数ωと周波数ｆとの関係を「ω＝２πｆ」で表すと、モータ状態量Ｇは、式（５）を変形した式（７）で定義される。なお、モータ状態量の記号「Ｇ」は、gradientに由来する。
Ｇ＝Ｖａｍｐ×２πｆ＝Ｖａｍｐ×ω ・・・（７）

仮に制限開始値Ｇ０が「ＡＮ＜Ｇ０≦２ＡＮ」の範囲に設定された場合、電圧＜１＞、＜２＞では電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*が制限されず、電圧＜３＞、＜４＞では電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*が制限される。例えば電圧＜２＞および電圧＜４＞はいずれも電圧振幅が２Ａであるが、相対的に回転数の低い電圧＜２＞の電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*は制限されず、相対的に回転数の高い電圧＜４＞の電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*は制限される。

このように本実施形態の弱め界磁制御器４０は、モータ状態量Ｇが制限開始値Ｇ０以上のときに電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*を制限することで、電圧指令の周波数が高い領域ほど電圧振幅が制限される。よって、弱め界磁制御を行うモータ制御装置において、正弦波電圧に重畳する信号に起因する音の発生を抑制することができる。特に電動パワーステアリング装置９０ではドライバが不快と感じる音が抑制され、運転中の快適性が向上する。

また、モータ状態量は、図５に示すような正弦波電圧のｔ＝０での時間変化率を直接検出して求めてもよい。しかし、他の用途にも使用される電圧振幅Ｖａｍｐおよび回転数ωの情報を用いることで、専用の微分器等の構成を必要とせず、簡易な構成でモータ状態量を算出することができる。

続いて図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照し、モータ状態量Ｇと電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍとのマップの例を示す。マップの横軸は、電圧振幅Ｖａｍｐと回転数ωとの積であるモータ状態量Ｇである。各マップに共通して電圧振幅指令制限器４２は、モータ状態量Ｇが制限開始値Ｇ０以上のとき、電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍを設定する。

モータ状態量Ｇ＝０、すなわちＶａｍｐ＝０またはω＝０のときモータ８０は停止しており、制限の必要が無い。したがって、制限開始値Ｇ０は、最小の場合、０よりわずかに大きな値に設定され得る。その場合、電圧振幅指令制限器４２は、実質的にモータ８０の全動作状態において電圧振幅指令Ｖａｍｐ^*を制限する。図６（ａ）に示す例では、電圧振幅指令制限器４２は、モータ状態量Ｇが制限開始値Ｇ０以上のとき、電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍを一定値に設定する。これにより制御を簡素化し、演算負荷を低減することができる。

図６（ｂ）、（ｃ）に示す例では、電圧振幅指令制限器４２は、モータ状態量Ｇが制限開始値Ｇ０以上のとき、モータ状態量Ｇが大きいほど電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍを小さく設定する。特に図６（ｂ）に示す例では、モータ状態量Ｇが大きくなるにつれて電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍが直線的に小さくなる。図６（ｃ）に示す例では、モータ状態量Ｇが大きくなるにつれて電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍが段階的に小さくなる。これにより、モータ状態量Ｇに応じて、音の抑制程度を細かく調整することができる。

また、電圧振幅指令制限器４２は、車速やモータ８０の角加速度等の情報に応じて制限開始値Ｇ０を可変に設定してもよい。例えば低速走行時には急操舵や大トルクの操舵によってモータ状態量Ｇが大きくなる傾向があるのに対し、高速走行時のモータ状態量Ｇは比較的小さい。そのため図７に示すように、電圧振幅指令制限器４２は、車速が大きいときほど制限開始値Ｇ０を小さく設定してもよい。

（第２実施形態）
次に図８、図９を参照し、第２実施形態について説明する。図８に示すように、第２実施形態では、モータ駆動システムにモータ８０の温度Ｔｍを検出する温度検出器８７が設けられている。温度検出器８７は直接温度を検出するものに限らず、通電により発生するジュール熱を相電流検出値から算出し、ジュール熱による温度上昇を初期温度に加算してモータ温度Ｔｍを推定するものを含む。このように電流等の検出値に基づいて推定されたモータ温度Ｔｍも「温度検出器が検出したモータの温度」と解釈する。

第２実施形態のモータ制御装置１６において、電圧振幅指令制限器４２はモータ温度Ｔｍをさらに取得する。電圧振幅指令制限器４２は、電圧振幅Ｖａｍｐと回転数ωとの積であるモータ状態量Ｇに加え、モータ温度Ｔｍに応じて電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍを決定する。

図９に、モータ状態量Ｇを固定したときのモータ温度Ｔｍと電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍとのマップの例を示す。モータ温度Ｔｍが臨界温度Ｔｍｃ以下の領域では、電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍは一定である。モータ温度Ｔｍが臨界温度Ｔｍｃを超える領域では、モータ温度Ｔｍが高くなるほど電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍが小さく設定される。これによりモータ８０の耐熱保護が図られる。さらに、磁気飽和等の温度特性が考慮されてもよい。

（第３実施形態）
次に１０を参照し、第３実施形態について説明する。第３実施形態の制御対象のモータ８０は突極性を有するモータである。突極性を有するモータは主にＩＰＭモータであるため、図１０には「ＩＰＭモータ８０」と記す。ただし例外的に、径外側の面が凸曲面状の永久磁石がロータ表面に設けられたインセット型ＳＰＭモータは、突極性を有するモータに含まれる。突極性を有するモータは、式（８）の第２項においてｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが異なるため、モータトルクにリラクタンストルクが含まれる。式（８）中のｐは極対数、φは逆起電力定数である。
ｔｒｑ＝ｐ×φ×Ｉｑ＋ｐ×（Ｌｄ－Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ ・・・（８）

第３実施形態のモータ制御装置１７は、第１実施形態のモータ制御装置１５の構成に加え、トルク指令／電流指令変換器２１とｑ軸電流偏差算出器２６との間に、ｑ軸電流指令補正器２３をさらに有する。ｑ軸電流指令補正器２３は、ｄ軸電流指令最終値演算器２２が出力したｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**に応じてｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を補正し、補正後ｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を出力する。

ｑ軸電流指令補正器２３は、トルク指令／電流指令変換器２１が算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ^*が制限されたことによる式（８）のトルク変化を補償するようにｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を補正する。例えばｑ軸電流指令補正器２３は、ｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**と補正係数とのマップを有しており、ｄ軸電流指令最終値Ｉｄ^**に応じた補正係数をｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に乗除することで、補正後ｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を算出する。これにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*の制限にかかわらず、要求トルクを適切に実現することができる。なお第３実施形態は、上述の第２実施形態と組み合わされてもよい。

（その他の実施形態）
（ａ）本発明におけるモータ制御量として、電圧指令の電圧振幅とモータの回転数との積に限らず、それと比例する量や正の相関を有する量が用いられてもよい。正弦波電圧の形状が反映される値であれば、モータ制御量として用いることができる。

（ｂ）本発明による弱め界磁制御は、動作の干渉や矛盾が生じない限り、特許文献１等に開示された他の弱め界磁制御と組み合わせて用いられてもよい。

（ｃ）制御対象となるモータは、図２に示す二重巻線モータの他、三組以上の複数の巻線組を有する多重巻線モータであってもよい。モータ制御装置は、三組以上の巻線組に対応する三系統以上のインバータが設けられたモータ駆動システムに適用されてもよい。複数系統のモータ駆動システムにおいてモータ制御装置は、複数のインバータ７０に対応する複数の電流制御器２７、２８および複数の弱め界磁制御器４０を備える。複数の弱め界磁制御器４０は、それぞれ電圧振幅指令制限器４２を有する。また、電圧振幅指令制限値Ｖａｍｐ^*＿ｌｉｍは、同じ値に設定されることが好ましい。

（ｄ）本発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータに限らず、車両に搭載される他の用途のモータや、車両以外のシステムのモータに適用されてもよい。

以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

本開示に記載のモータ制御装置及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載のモータ制御装置及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載のモータ制御装置及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１５、１６、１７・・・モータ制御装置、
２１・・・トルク指令／電流指令変換器、
２２・・・ｄ軸電流最終値演算器、
２７・・・ｄ軸電流制御器、
２８・・・ｑ軸電流制御器、
４０・・・弱め界磁制御器、
４２・・・電圧振幅指令制限器、
６０（６０１、６０２）・・・直流電源、
７０（７０１、７０２）・・・インバータ、
８０・・・モータ、
９０・・・電動パワーステアリング装置。

Claims (10)

1. 直流電源（６０）の電力をインバータ（７０）で３相交流電力に変換しブラシレス式のモータ（８０）に供給するモータ駆動システムに適用され、前記インバータに出力する正弦波状の電圧指令をベクトル制御により演算するモータ制御装置であって、
   入力されたトルク指令をｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に変換するトルク指令／電流指令変換器（２１）と、
   弱め界磁制御におけるｄ軸電流指令補正値を前記直流電源の電圧および前記電圧指令の電圧振幅に応じて決定する弱め界磁制御器（４０）と、
   前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令補正値とを用いて演算したｄ軸電流指令最終値を出力するｄ軸電流最終値演算器（２２）と、
   前記ｄ軸電流指令最終値およびｑ軸電流指令値のフィードバック制御を行う電流制御器（２７、２８）と、
   を備え、
   前記弱め界磁制御器は、前記直流電源の電圧に基づいて決定された電圧振幅指令を制限する電圧振幅指令制限器（４２）を有し、
   前記電圧振幅指令制限器は、前記電圧指令の正弦波中心電圧を負から正にクロスするときの時間変化率と相関するモータ状態量が所定の制限開始値以上のとき、前記電圧振幅指令を電圧振幅指令制限値に制限するモータ制御装置。
2. 前記電圧振幅指令制限器は、前記モータ状態量が前記制限開始値以上のとき、前記電圧振幅指令制限値を一定値に設定する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧振幅指令制限器は、前記モータ状態量が前記制限開始値以上のとき、前記モータ状態量が大きいほど前記電圧振幅指令制限値を小さく設定する請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記電圧振幅指令制限器は、前記制限開始値を可変に設定する請求項１～３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記電圧振幅指令制限器は、前記電圧指令の電圧振幅と前記モータの回転数との積を前記モータ状態量として算出する請求項１～４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
6. 前記電圧振幅指令制限器は、前記モータ状態量に加え、温度検出器（８７）が検出した前記モータの温度に応じて前記電圧振幅指令制限値を決定する請求項１～５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記モータは突極性を有するモータであり、
   前記ｄ軸電流指令最終値に応じてｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流指令補正器（２３）をさらに有する請求項１～６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記モータは複数の巻線組（８０１、８０２）を有する多重巻線モータであり、複数の前記巻線組に対応して複数の前記インバータ（７０１、７０２）が設けられたモータ駆動システムに適用され、
   複数の前記インバータに対応する複数の前記電流制御器および複数の前記弱め界磁制御器を備え、複数の前記弱め界磁制御器は、それぞれ前記電圧振幅指令制限器を有する請求項１～７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
9. 複数の前記電圧振幅指令制限器における前記電圧振幅指令制限値は、同じ値に設定されている請求項８に記載のモータ制御装置。
10. 操舵アシストトルクを出力する前記モータと、
    前記モータの駆動を制御する請求項１～９のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を備える電動パワーステアリング装置。

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