JP3820149B2 - 動的切換可能な電力変換器 - Google Patents
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Description
(技術分野)
本発明は、DC−DC電源制御装置に関し、更に特定すれば、統合電力管理システムのための調節された容量式のみ又は容量式/誘導式電力変換器に関する。
【0002】
(背景技術)
エレクトロニクス技術の進歩は、携帯式電子装置の設計とコスト効果の高い製造とを可能にした。すなわち、携帯式電子装置の使用は、製品の数量や種類の増大と同様に増え続けている。広範に亘る携帯式電子装置の例としては、ポケットベル、携帯電話、音楽プレーヤ、計算機、ラップトップコンピュータ、及び、個人用デジタルアシスタントがあるほか、他のものも含まれる。
携帯式電子装置のエレクトロニクスは、一般に直流(DC)電力を必要とする。一般的には、この直流電力を供給するエネルギ供給源として、1つ又はそれ以上の電池が使用される。理想的には、AAA、AA、A、C、D、及び、プリズマチック9Vなどの標準サイズの消費者向け電池などのエネルギ供給源は、携帯式電子装置のエネルギ要求に完全に適合すると思われる。アルカリ及びリチウム電気化学セルなどの電気化学的調合の向上は、増大した保管寿命、増大した貯蔵電荷、及び、ピーク容量を有する電池の必要性をある限られた程度まで満たしてきた。これらの変化にもかかわらず、いくつかの欠点が尚も存在している。
【0003】
例えば、多くの携帯式電子装置は、作動するための最低限の電圧レベルを有する集積回路を含んでいる。電気化学単電池などのボルタ単電池は、その使用年数に亘って一般に減少する出力電圧レベルを有する。一般に、電池の使用年数の有意な部分は、電池の出力電圧が装置の最低電圧レベルよりも落ちてしまった後に発生する。いくつかの例では、浪費される使用年数は、最大80%にもなる。
これに加えて、電池からの電圧及び電流は、多くの場合、携帯式電子装置のエレクトロニクスに直接電力を供給するのに適当ではない。例えば、電池によって決まる電圧レベルは、装置が電気的に要求する電圧レベルと異なることがある。更に、エレクトロニクスのいくつかの部分は、他の部分とは異なる電圧レベルで作動する場合があるので、異なるエネルギ供給源電圧レベルを必要とする。更にまた、電池は、装置の電流要求の急速な変動に対してしばしば迅速に応答することができない。
【0004】
図1は、1つ又はそれ以上の電池などのエネルギ供給源12と、電力を必要とする内部エレクトロニクスなどの負荷装置14とを含む携帯式電子装置のための一般的な構成を示している。エネルギ供給源12と負荷装置14との間に挟まれているのは、いくつかの機能を実行し得る電源16である。例えば、電源16と一体的に示されている電力変換器20は、エネルギ供給源12からの電力に対して必要な変化をもたらし、電力を負荷装置14に適するようにする。
【0005】
必要な電力変換の種類に関して、電力変換器20は、電圧を「昇圧」(すなわち、電圧を上げる)、又は、「降圧」することができる。つまり、変換器20は、1対の入力端子24及び25に亘るエネルギ供給源12からの入力電圧VSを1対の出力端子26及び27に亘る負荷装置14に供給される出力電圧VOへ増加又は減少させることができる。電力変換器20はまた、エネルギ供給源12が供給できない負荷装置14が要求する短時間のスパイク又は増加を満足させるある量のエネルギを貯えてもよい。
【0006】
電力変換器20はまた、出力電圧VOの調節を行ってもよく、出力電圧を目標とする出力電圧レベル近くに保ち、有害なノイズを引き起こすか又は負荷装置14の好ましくない性能低下を生じる恐れのある急速な変動を低減する。そのような変動は、負荷要求の変化、外部電磁気供給源から誘導されたノイズ、エネルギ供給源12の特性、及び/又は、電源16の他の構成要素からのノイズのために発生する場合がある。
【0007】
従来、携帯式装置においては、大きさと価格が適当であるとの理由で、スイッチング電力変換器20が使用されている。しかし、容量専用チャージポンプ又は誘導/容量スイッチング電力変換器20は、電気化学ボルタ単電池12などのエネルギ供給源から負荷装置14へ電力を転送するために、一般的には充電状態と放電状態との間の振動性スイッチングに依存している。状態の各スイッチングは、かなりの電力消費を招き、ボルタ単電池の保管寿命を短くする。
これに加えて、そのような電力変換器20は、概して携帯用として適してはいるが、それでも携帯式装置の大きさ、重量、及び、価格に好ましくない影響を及ぼす。
【0008】
更に、電力変換器は、広範な利用可能な型の電気化学的ボルタ単電池12(例えば、リチウムやアルカリ)に対しては最適化できないのが普通である。その結果、そのような電力変換器20は、一般にかなり効率を犠牲にして電圧調節するか、又は、単電池12から得られる電圧を未調節のままで昇圧する。
結果的に、携帯式電子装置のための、効率的で調節された出力電圧をより効率的に供給する電力変換器の必要性は非常に大である。
【0009】
(発明の開示)
本発明は、負荷装置の要求に応じてエネルギ供給源からの電力を効率的に転送する動的に制御された誘導式DC−DC電力変換器のための装置及び方法を提供することにより、先行技術の有する上記及び他の短所を克服する。
本発明は、内蔵動的切換可能容量式装置を有する電池を提供することにより、これら及び他の必要性を充足する。更に特定すれば、電気的な負荷に応じて電池の正負端子間の出力電圧(VO)を効率的なスイッチング手法を用いて動的に調節する電力変換器が準備され、電力変換器とスイッチング手法とは、共に電池容器内に組み込むために最適化される。更に、この電力変換器は、多くの型の電池に適合できると思われる。
【0010】
本出願人の以前の発明の幾つかにおいて、電池の容器、特に標準サイズの消費者向け電池の容器内への電子回路の導入は、出力電圧を調節するなどによりいくつかの利点をもたらすことが示されている。特に、現在出願中で本出願人所有の特許出願である、ウラジミール・ガルトシュタイン(Vladimir Gartstein)及びドラガン・D・ネブリジック(Dragan D. Nebrigic)による「電池作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する一次電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第09/054、192号、ウラジミール・ガルトシュタイン及びドラガン・D・ネブリジックによる「電池使用作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第09/054、191号、ウラジミール・ガルトシュタイン及びドラガン・D・ネブリジックによる「内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第09/054、087号、及び、ドラガン・D・ネブリジック及びウラジミール・ガルトシュタインによる「電池使用作動時間を延ばすために内蔵制御装置を有する電池」という名称の米国特許仮出願シリアル番号第60/080、427号は、全て1998年4月2日に出願されたものである。上記の米国特許出願の全ては、本明細書においてその全内容が引用により援用されている。
【0011】
本出願人の別の発明において、本出願人は、電池充電状態のより良い表示を提供するなどの付加的利点のために電子回路を組み込むことの利点を示した。特に、1999年4月23日に出願され、現在出願中で本出願人所有の特許出願である、ドラガン・D・ネブリジック及びウラジミール・ガルトシュタインによる「内蔵表示器を有する電池」という名称の米国特許出願シリアル番号第09/298、804号を挙げるが、この特許出願は、本明細書においてその全内容が引用により援用されている。同じく検討されたのは、電池の出力電圧を有利に高める誘導・容量式電力変換器であった。
【0012】
その後、本出願人は、電池出力電圧の増加を要求する用途にとって、特に電池の大きさや電力要件に関して与えられる後述のバージョンに対して、チャージポンプに基づく容量のみの電力変換器がいくつかの目標とする属性を有することを見出した。
更に、例証的バージョンにおいて、電力変換器は、フライコンデンサから電荷の転送を受け取る負荷コンデンサを利用する。より詳しくには、効率的に電荷移送するために、フライコンデンサは、負荷コンデンサ上の変動する負荷に適合すべく動的に切り換えられる。特に、電力変換器は、フライコンデンサ制御用のスイッチングマトリックスを含むチャージポンプを備えており、フライコンデンサは、電池のボルタ単電池と電気的に並列である充電モードへ切り換えられる。その後、スイッチングマトリックスは、放電モードへ切り替わり、フライコンデンサの電位は、ボルタ単電池と直列に追加的に配置され、その組み合わせは、負荷コンデンサに渡って電気的に結合されて、フライコンデンサに貯えられた電荷を負荷コンデンサの中に放電する。
【0013】
更なる態様として、負荷コンデンサの電流出力容量を増大させるために、フライコンデンサのスイッチングは、電気的負荷に関わりなくスイッチングマトリックスの状態を単に振動させるよりはむしろ、スイッチングマトリックス制御装置によって動的に実行される。動的制御は、電池に対して低い電力要求がある期間中の電力節約を準備する。
別の態様は、スイッチングマトリックス制御装置の中に比較器を組み込むことにより、スイッチングマトリックスを動的に制御することである。幾つかのバージョンにおいては、出力電圧を所定閾値と比較する場合に使用する比較器のために、電圧基準装置と電圧基準装置のための温度補償装置も準備される。
付加的な態様においては、電圧変換器にバイアスをかけるため、特に比較的低い公称電圧を有するボルタ単電池のために、内部電源が準備される。
【0014】
低電力消費を達成し、幾つかの電池では一般的な小容積内で作動させるために、電力変換器の多くは、用途特定集積回路(ASIC)として製造される。更に、ピーク電池電流に対する容量を有し、しかも低い電力消費をもたらす電界効果トランジスタ(FET)が記述される。
より詳細には、電池に対する負荷要求に応じて電力変換器を動的に制御することは、他の利点の中でもとりわけ、更なるピーク容量及び/又は高められた電力効率をもたらすことを本出願人は見出した。それに加えて、そのような動的スイッチングは、広範なボルタ単電池(例えば、リチウム、亜鉛酸、及び、アルカリその他などの電気化学単電池と、電気機械電池と、太陽電池その他など)に向いている。
【0015】
本発明の別の更なる態様と一致して、誘導・容量式DC−DC電力変換器の動的制御は、出力端子に亘る負荷コンデンサの妥当な充電状態を感知すること、及び、電力変換器による電力消費を低減させるために、誘導素子、同期整流器、及び、スイッチのスイッチングのパルス幅変調制御を停止することを含む。
本発明のこれら及び他の利点は、以下の検討から明らかになるであろう。
本明細書に組み込まれてその一部を成す添付図面は、本発明の実施形態を示し、上記の本発明に関する概説と共に実施形態の以下の詳説は、本発明の原則を説明するのに役立つものである。
【0016】
(発明を実施するための最良の形態)
電力変換器の動的制御
図2を参照すると、電池28の電気的ブロック図は、ボルタ単電池36の入力端子32及び34間に挟まれた電力変換器30と、電池28の正出力端子38及び負出力端子40とを含む。電力変換器30は、正負出力端子38及び40に亘って、スイッチングマトリックス44によりそのモードが切り換えられる、切換可能容量式装置42を含む。スイッチングマトリックス44は、スイッチングマトリックス44から受信した測定値Mに応答して信号Sを発生するスイッチングマトリックス制御装置46からの信号Sにより制御される。
【0017】
図3は、図2の電池28の電気的ブロック図であって、本発明の付加的態様を示している。例えば、電力変換器30は、端子38及び40に亘る出力コンデンサCOUTとフライコンデンサCFLYとの形態をとって、切換可能容量式装置42を利用してもよい。出力コンデンサCOUTとフライコンデンサCFLYとはまた、スイッチングマトリックス44のそれぞれの部分に亘って電気的に結合されている。電力変換器30の一部分は、スイッチングマトリックス44とスイッチングマトリックス制御装置46とを組み込んだ、用途特定集積回路(ASIC)48を含んでもよい。比較的低い公称電源電圧VSを有するボルタ単電池14を利用するいくつかの用途に対して、ASIC48は、好ましくは安定性が良くて極めて電力消費が低く、スイッチングマトリックス制御装置46に基準電圧(VREF)信号を供給する電圧基準装置50を更に含んでもよい。いくつかの電圧基準装置50は半導体温度の関数として変動する場合があるので、電圧基準装置50に対する比例温度−絶対温度回路などの温度補償装置52を同じく含んでもよい。リチウム電気化学単電池などのボルタ単電池14は、固有禁止帯幅電圧基準装置を有しており、これを利用し得る。以下において一層詳細に示すように、ASIC48は、電源電圧VSの電圧レベルが比較的低い時にASIC48の他の部分の効率的な作動を可能にする内部電源56を更に含んでもよい。
【0018】
容量式のみ電力変換器(チャージポンプ)
図4は、図3の非反転スイッチングマトリックス44’、フライコンデンサCFLY、及び、出力コンデンサCOUTの電気回路図であって、単純化された倍電圧器を描いている。充電モードの間の第1の半サイクルの間に、切換信号S1は、スイッチQ1とスイッチQ3とを閉じるように指令し、切換信号S2は、スイッチQ2とスイッチQ4とを閉じるように指令し、フライコンデンサCFLYは、VSまで充電される。第2の半サイクルの間に、切換信号S1は、スイッチQ1とスイッチQ3とを開くように指令し、切換信号S2は、スイッチQ2とスイッチQ4を閉じるように指令し、CFLYは、レベルをVSボルトだけ上方に移す。これは、フライコンデンサCFLYを出力コンデンサCOUTに接続し、エネルギが必要に応じて出力へ送られるのを可能にする。スイッチQ1〜Q4はCOUTから電荷を消耗する抵抗を有するので、実際の電圧は2xVSよりも僅かに低い。
【0019】
切換可能容量式装置42の電力効率は、ASIC48の内部損失と、コンデンサCFLY及びCOUTの抵抗損失と、コンデンサCFLYとCOUTとの間での電荷移送中の変換損失とである3つの因子によって影響を受ける。全電力損失は、
P損失=P損失内部損失+Pポンプコンデンサ 損失+P変換損失
ここで、(1)内部損失は、スイッチ駆動その他などの集積回路の内部機能に関連があり(これらの損失は、入力電圧、温度、及び、周波数などの作動条件によって影響を受ける)、(2)スイッチ損失は、集積回路のMOSFET(金属酸化物半導体電界効果トランジスタ)スイッチのオン抵抗により生じ、(3)チャージポンプコンデンサ損失は、フライコンデンサと負荷コンデンサとの等価直列抵抗(ESR)により生じる。
【0020】
これらの損失と出力抵抗との間の関係は次の通りである。
Pポンプコンデンサ 損失+Pスイッチ 損失=iO 2xROUT
ここで、fOSCは振動周波数である。第1項ROUTは、切換可能コンデンサの理想的な電力変換器30からの実効抵抗である。
出力電流iOが増大すると、電池28の出力電圧VOは降下する。電圧垂下VDROOPは、以下のように、電池28から引き出された出力電流iOに電池の出力抵抗ROUTを掛けたものに等しい。
VDROOP=iOxROUT
VO=2xVS−VDROOP
変換損失は、フライコンデンサCFLYと負荷コンデンサCOUTとの間で電荷移送中に両者間に電圧差がある時に生じる。電力損失は、
P変換=((CFLY/2)x(4V2S−V2O)+(COUT/2)x(2VOxVリプル−V2 リプル))xfOSC
ここで、Vリプルは、出力コンデンサCOUTと負荷電流iOとによって決まるピークからピークまでの出力リプル電圧である。
【0021】
最低出力抵抗ROUTを維持するために、低いESRを有するフライコンデンサCFLYと負荷コンデンサCOUTとを使用すべきである。チャージポンプ出力抵抗ROUTは、以下の式に示すように、フライコンデンサCFLY及び負荷コンデンサCOU TのESRと、内部スイッチ抵抗との関数である。負荷コンデンサCOUTのESRを最小にすることは、全抵抗ROUTを最小にすることである。より大きなフライコンデンサCFLYの使用は、出力インピーダンスを低下させ、効率を高める。ある点を超えると、出力抵抗ROUTが内部スイッチの抵抗及び静電容量に左右されるようになるので、フライコンデンサCFLYの静電容量の増加は無視できるほどの影響しか持たない。しかし、大抵の電池の場合にそうであるようにスペースに限りがある時には、小さなコンデンササイズのために、達成できる低出力抵抗ROUTをトレードオフすることが必要な場合がある。
【0022】
指定負荷電流を供給するためには、フライコンデンサCFLYの容量値は約10マイクロファラッド又はそれ以上で十分である。この容量範囲内の表面実装セラミックコンデンサは、それらの小さなサイズ、低価格、及び、低等価直列抵抗(ESR)のためにフライコンデンサCFLYの多くの用途に適している。あらゆる温度範囲に亘る適正作動を保証するために、X7R(又は、これと等価な)低温度係数の誘電体を備えたセラミックコンデンサを有利に使用してもよい。
【0023】
出力コンデンサCOUTの出力容量値の増大は、出力リプル電圧Vリプルを低下させる。そのESRの低減は、出力抵抗ROUTとリプルVリプルとを共に減少させる。出力コンデンサCOUTの容量の増大は、出力リプル電圧を低下させる。そのESRの低減は、出力抵抗とリプルとを共に減少させる。より小さな容量値は、軽い負荷に対して使用することができる。次の式は、ピークからピークまでのリプルを算出するためのものである。
Vリプル=iO/(fOSCxCOUT)+2xiOxESRCOUT
出力コンデンサCOUTは、フライコンデンサCFLYから移送された電荷を貯えて、充電/放電サイクルの間で負荷の要求に応じる。良い一般的規則は、出力静電容量COUTをフライコンデンサのそれよりも少なくとも10倍大きくすることである。
【0024】
始動・停止モードにおいては、出力電圧を目標とする値に維持するのに必要な場合のみ、電力変換器30は切り換わる。同じく、軽い負荷と下限閾値出力電圧を超える電圧とに対しては、スイッチングマトリックス44は完全に止められる。このモードは、大きな静電容量値が2次電池として作用するために、高効率コンデンサを備えた電力変換器30の場合には支配的である。このモードにおいては、リプルVリプルは、CFLY及びCOUTの容量値の間での電荷移送とCOUTのESRとである、ほとんど2つのパラメータに左右される。
【0025】
高効率コンデンサは、電荷漏れの比較的低い種類のコンデンサであり、例えば、2層電解コンデンサ(例えば、スーパーコンデンサ、ウルトラコンデンサ、及び、電力コンデンサとして知られるコンデンサ)及び擬似コンデンサである。
ESRリプルの寄与は、出力コンデンサCOUTが充電する時に発生する。充電電流は、出力コンデンサCOUTのESRに亘って、出力コンデンサCOUTが充電されるにつれて消失する負の電圧パルスを作り出す。平衡状態において、フライコンデンサCFLY上の電圧が出力コンデンサCOUT上の電圧に近づく時、充電電流は全く流れない。この効果は、高効率コンデンサの場合には一層顕著である。
【0026】
コンデンサCFLY及びCOUT間での電荷移送によるリプルの寄与は、電荷が出力コンデンサCOUTへ流れる時にパルスを作り出すことである。その2つの項を加えても、それらのピークが同時に発生しないのでピークからピークのリプルを決定しない。支配項を使用するのが最良の方法である。COUTのESRによるリプル成分を表す式は次の通りである。
Vリプル(ESR)=8x((VS−2VO 2)/fOSC)x(ESRCOUT/(RO 2xCFLY))
リプル成分が主に電荷移送による場合の式は、Vリプル(ESR)=2x((VS−2VO2)/fOSC)x(1/(ROUTx(CFLY+COUT)))であり、ここで、ROUTは、開ループ出力インピーダンスである。セラミックコンデンサが使用される時によくあることであるが、出力コンデンサCOUTのESRが非常に小さい場合、Vリプル( 移送 )が支配的となる。低価格のタンタルコンデンサを用いる場合のように、ESRが比較的大きい場合、Vリプル(ESR)が支配的となる。
【0027】
連続モードは、チャージポンプ電力変換器30が連続的に作動している時、一定周波数モードである。すなわち、支配的なリプルの式は次のようになる。
Vリプル=iO/(fOSCxCOUT)+2xiOxESRCOUT
高効率コンデンサの場合、出力電圧は準線型であり、従って、リプルは、ほとんど無関係なパラメータである。
初期始動モードにおいては、特に約1.2ボルトから約1.5ボルトの公称電圧を有する電子ボルタ単電池に対しては、スイッチQ1及びQ2は、ASIC48の寄生的ラッチアップを防ぐため、出力コンデンサCOUTに初期電荷を供給するように予め「オン」状態に有利に設定してもよい。内部電源(図示しない)によりスイッチングマトリックス制御装置46が給電された後、また、フライコンデンサCFLYが充電された後に、正常作動が実行される。
【0028】
図4Aは、図4の反転スイッチングマトリックス44’’、フライコンデンサCFLY、及び、出力コンデンサCOUTの電気回路図であって、容量式電力変換器30の動的スイッチングが反転出力を達成するのに有利であることを示している。この反転出力においては、図4Aのように、正出力端子38における正の電圧ポテンシャルを上向きに調節するよりも、スイッチSW0及びSW1を選択的に切り換えることにより、負出力端子40における負の電圧ポテンシャルが下げられる。
【0029】
図5は、電源電圧VSとフライコンデンサの容量CFLYとの関数として表された、フライコンデンサCFLYに貯えられた電荷の3次元プロットである。
図6A及び図6Bは、特にマックスウェルからモデルUltra PC223として販売されている8Fウルトラコンデンサであるウルトラコンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットしたもので、その有益な低インピーダンスを示している
【0030】
図7は、図4のスイッチングマトリックス制御装置46の手法を示す、第1の比較器53の例示的回路に関する電気回路図である。
スイッチングマトリックス44を動的に切り換えるのに使用された時、そのような比較器53がもたらす能力は以下に示される。要するに、フライコンデンサCFLYは、閉ループ手法において必要な時だけ有利に切り換えられるべきであり、開ループ発振器手法には基づかない。基本的な考え方は、出力コンデンサCOUTがある所定の閾値電圧(V1)に達した時に、フライコンデンサCFLYを放電モードに切り換えるということである。この時点において、フライコンデンサCFLYは、出力コンデンサCOUTを充電することになる。出力コンデンサCOUTがある電圧(V2)に達した時、フライコンデンサCFLYは切り離されて、充電されるボルタ単電池36に元通り接続される。これらの電圧に基づいてのみ切り換えるいうことがここでの要点である。
比較器53は、切り換えのための基準点としてM1/M2を利用する。これが理想的モデルのみに基づいた例示的説明であるということに留意することが重要である。包括的な比較器53は、動的スイッチングマトリックス制御装置46の一般的な作動を示すために用いられる。
【0031】
図8は、出力コンデンサCOUTが充電に要する時間間隔の間の電圧プロットである。このシミュレーションに対して、構成要素の値は、R2=6キロオーム、R3=1キロオーム、R4=6キロオーム、R5=1キロオーム、R6=100キロオーム、R7=R8=R9=10キロオーム、R10=R11=25キロオーム、C3=10ピコファラッド、及び、C4=C5=1ピコファラッドのように選択された。ここに描かれているのは図4のスイッチングマトリックス44のスイッチQ1及びQ3へ送られる切換信号S1の電圧グラフ図であって、この信号S1は、図7の第1の比較器53によって発生される。出力コンデンサCOUTにおいて感知され測定信号M2として第1の比較器53に戻される出力電圧VOも同じくプロットされている。図8から明らかな比較器53の作動の1つの態様は、電池28に対する負荷に応じて如何にスイッチング速度が変化するかということである。
【0032】
図9は、負荷要求に対する比較器53の動的な作動を強化する電力変換器30の定常状態作動を示す、より長い時間に対する図8の電圧プロットである。
図10は、所定閾値に関して分圧器54によりバイアスをかけられた比較器53を利用するスイッチングマトリックス制御装置46の電気回路図である。
図10Aは、出力電圧が所定閾値に関して変動する時のスイッチングマトリックス44に対する切換指令の目標とするヒステリシスを示す、図10のスイッチングマトリックス制御装置46に対する経時的な代表的電圧プロットある。このシミュレーションに対して、図10の構成要素の値は、R22=1メガオーム、R23=40キロオーム、R24=10メガオーム、R27=1メガオーム、R28=200キロオーム、及び、C21=22ピコファラッドのように選択された。
【0033】
図11は、図10のスイッチングマトリックス制御装置46のための第2の比較器53’の電気的ブロック図である。特に、差動増幅器55、差動増幅器56、ヒステリシス判断増幅器57、ヒステリシス判断増幅器58、自己バイアス増幅器59、インバータ60、及び、インバータ61の直列構成を示している。
図11Aは、図11の第2の比較器48’のためのヒステリシス判断増幅器56が後に続く第1の対の差動増幅器55である。
図11Bは、図11の第2の比較器48’のためのヒステリシス判断増幅器58が後に続く第2の対の差動増幅器57である。
図11Cは、図11の第2の比較器48’のための自己バイアス増幅器59である。
図11Dは、図11の第2の比較器48’のための1対のインバータ60及び61である。
【0034】
図12A〜図12Dは、図11、及び、図11A〜図11Dに示す第2の比較器48’を表す電圧プロットを示し、特に図12Aは、第1の対を成す差動増幅器64とヒステリシス判断増幅器65とを含み、図12Bは、第2の対を成す差動増幅器66とヒステリシス判断増幅器67とを含み、図12Cは、自己バイアス増幅器68を含み、図12Dは、1対のインバータ69及び70を包含する。
図13は、出力コンデンサCOUTの初期充電期間に対する図12B及び図12Dの電圧プロットである。
【0035】
図14は、図10のスイッチングマトリックス制御装置46のための第3の比較器48’’に対する電気的ブロック図である。特に、内蔵ヒステリシスを有する第1及び第2差動増幅器72及び73、高利得レール・ツー・レール74、及び、第1、第2、及び、第3インバータ75、76、及び、77の直列構成が示されている。
図14Aは、図14の比較器48’’のための、内蔵ヒステリシスを有する1対の差動増幅器72及び73である。
図14Bは、図14の比較器48’’のための、高利得レール・ツー・レールに対するシュミットトリガ74aである。
図14Cは、スイッチングポイントに対処する、図14の比較器48’’のための3つのインバータ75、76、及び、77である。
【0036】
図15Aは、図14、及び、図14A〜図14Cの比較器48’’に対する図15Bで示されたスイッチングマトリックス状態に関連して描かれた電流である。
図16は、図2の用途特定集積回路(ASIC)48のための単段昇圧鎖状内部電源56aに対する電気回路図であって、図16Aは、その回路を適切に順序付けるクロック信号を示す。
図17は、図2の用途特定集積回路(ASIC)48のための多段昇圧鎖状内部電源56bに対する電気回路図であって、図17Aは、その回路を適切に順序付けるクロック信号を示す。多段昇圧鎖状内部電源56bは、2つの単段昇圧鎖状内部電源56a’及び56a’’の直列結合から形成される。
図18は、図17の多段昇圧鎖状内部電源56bの各段56a’及び56a’’に対する経時的な電圧プロットである。
【0037】
容量スイッチングマトリックス44は、1つの負荷コンデンサCOUTと1つのフライコンデンサCFLYと共に図示されているが、目標とする容量を達成するために2つより多いコンデンサを使用する場合があることを本開示事項の恩典を受ける当業者にあっては理解されたい。更に、一段の容量チャージポンプ26が図示されているが、電池28の出力端子38及び40における電圧ポテンシャル(VO)を更に調節するために複数段を用いてもよい。これに加えて、内蔵動的切換容量式電力変換器30を有する電池28は、1つ又はそれ以上のボルタ単電池36を含んでもよい。更に、電力変換器30が電池28の中に有利に組込まれるように図示されているが、本発明の態様に矛盾しない様々なバージョンにおいては、別々の構成要素になる、及び/又は、他の種類のエネルギ供給源12を利用するであろう。
更に、比較器53は、有利な動的スイッチング制御を与える閉ループ制御機能をもたらすものとして図示されているが、厳密調節又は未調節のいずれかの電圧閾値を用いるある形の比較を行なう他の閉ループ設計で置き換えてもよいことを当業者は理解するであろう。このことは、例えば、発振器開ループ制御機能の省略を可能にする。
【0038】
誘導・容量式電力変換器の始動・停止PWM制御
図19Aを参照すると、入力電圧VSより低い出力電圧VOを与える降圧電力変換器の一例として、電力変換器82aのためのバック電力出力段80aのトップレベル図が示されている。バック出力段80aは、入力端子24及び25においてエネルギ供給源12に、また、出力端子26及び27において負荷装置14に結合され、エネルギ供給源12から負荷装置14へとエネルギを配送する。エネルギ供給源12は、入力電圧VSと入力電流iSとを供給する。負荷装置14は、電流iOと出力電圧VOとを受け取る。
【0039】
バック電力出力段80aは、スイッチMS、整流素子MR、インダクタLなどの誘導素子、及び、負荷コンデンサCOUTなどの容量素子を含む。負荷コンデンサCOUTは、正出力端子26に結合されたその正端子84と、負出力端子27に結合されたその負端子86とを有し、その負端子は、同じく負入力端子25にも結合されて接地基準を形成する。すなわち、負荷コンデンサCOUTは、出力電圧VOまで充電される。インダクタLは、フィードバック電圧VFを有するノードに結合されたその正の端部88を有する。フィードバック電圧VFは、インダクタLを渡る電圧VLと関係している。インダクタLは、正出力端子26に結合されたその負の端部90を有する。
【0040】
同期整流器として形成されたMOSFETとして実装された整流素子MRは、フィードバック電圧ノードVFに結合されたその正端子(ソース)92と、負の入力及び出力端子25及び27に結合されたその負端子(ドレーン)94とを有する。整流素子MRは、制御信号S1に応答して閉じる。整流素子MRのMOSFETは、電流を逆方向へ導通させるチャンネルを有しており、そのために、MOSFETスイッチMSと比べて逆のソース及びドレーンを有することによりダイオードのように作用する。スイッチMSは、正入力端子24に結合されたその正の端部(ドレーン)96と、フィードバック電圧ノードVFに結合されたその負の端部(ソース)98とを有する。スイッチMSは、制御信号S2がオンに変わるのに応答して閉じる。
【0041】
放電状態の間は、制御信号S1がオンとなって整流素子MRを閉じるから、整流素子MRは導通し、また、制御信号S2がオフとなってスイッチMSを開き、インダクタLを負荷コンデンサCLの中に放電させる。充電状態の間は、制御信号S1がオフとなって整流素子を開く、つまり、整流素子を非導電MRにし、また、制御信号S2がオンとなってスイッチMSを閉じ、インダクタLがエネルギ供給源12からの入力電流iSによってエネルギ供給されるのを可能にする。
【0042】
図19Bを参照すると、電力変換器82bのための昇圧電力出力段80bは、入力電圧VSに対して出力電圧VOを高める(昇圧する)のに適する構成を示している。負荷コンデンサCOUTは、正出力端子26に結合されたその正端子84と、負出力端子27に結合されたその負端子86とを有し、その負端子は、同じく負入力端子25にも結合されて接地基準を形成する。すなわち、負荷コンデンサCOUTは、出力電圧VOまで充電される。インダクタLは、フィードバック電圧VFを有するノードに結合されたその負の端部90と、正入力端子24に結合されたその正の端部88とを有する。インダクタ電圧VLは、入力端子24とフィードバック電圧ノードVFとの間に形成される。すなわち、このインダクタ電圧VLは、フィードバック電圧VFから入力電圧VSを差し引いたものと同等である。
【0043】
整流素子MRは、ノードVLと、負荷コンデンサCOUTの正端子84と、従って同じく、正出力端子26とに結合されたその負の端部94を有する。また、整流素子MRは、フィードバック電圧ノードVFに結合されたその正の端部92を有する。MOSFETスイッチMSは、フィードバック電圧ノードVFに結合されたその正の端部(ドレーン)96と、負の入力及び出力端子25及び27に結合されたその負の端部(ソース)98とを有する。
【0044】
放電状態の間は、制御信号S2がオフに変わるのに応答してMOSFETスイッチMSが開き、制御信号S1がオンに変わるのに応答して整流素子MRが閉じ、エネルギ供給源12とインダクタLとを負荷コンデンサCLに結合させる。すなわち、負荷コンデンサCLに附与された出力電圧VOを昇圧するために、入力電圧VSとインダクタ電圧VLとが加算される。充電状態の間は、制御信号S2がオンに変わるのに応答してMOSFETスイッチMSが閉じ、インダクタLをエネルギ供給源12に渡って結合する。制御信号S1がオフに変わるのに応答して整流素子MRが開き、負荷コンデンサCLをエネルギ供給源12とインダクタLとから切り離す。
【0045】
本発明の1つの態様によれば、全て2000年3月22日に出願され、現在出願中で本出願人が所有する、本明細書において引用により援用されているYing Xu他による「横方向非対称な軽微にドープされたドレーンMOSFET」という名称の米国特許出願シリアル番号第09/532、761号(P&Gケース第7992号)に記載されているように、図19Aのバック電力出力段80aと図19Bの昇圧電力出力段80bとは共に、低閾値(例えば、1ボルト未満)の制御が可能なMOSFETトランジスタスイッチを利用して0.35ミクロンのダブルサリサイド処理(2つの金属、及び、2つのポリサリサイド)で製造された集積回路として実装することにより、有利に効率が良く、低入力電圧(例えば、1ボルト未満)で作動可能である。低閾値制御を有するのに加えて、開示されたMOSFET装置は、低いオン抵抗を有しており、本発明に従って使用される電力出力段80a及び80bの効率を高めるのに直接貢献する。
【0046】
図20を参照すると、図19Bの電力出力段80bを切換可能に制御するために、始動停止電力変換器82bは、始動停止制御装置100を使用する。誘導式電力変換器を含む一般に知られた電力変換器は、負荷装置14からの要求が低い時でさえも発振し続け、電力変換器による発振の効率を下げる。その結果、始動停止制御装置100は、負荷コンデンサCOUTが妥当に充電された時、パルス幅変調(PWM)出力の発振を都合良く停止する。
具体的には、昇圧電力出力段80bは、入力電圧VSの安定性を高めるために使用される入力端子24及び25に渡って結合された容量素子C1の追加以外は、上記の図19Bで説明したものである。
【0047】
始動停止制御装置100は、パルス幅変調(PWM)と電力出力段80bの発振制御とのために、放電状態中に整流素子MRを閉ざし、充電状態中に整流素子MRを開くように制御信号S1を選択的に発生することにより、また、放電状態中にスイッチMSを開き、充電状態中にスイッチMSを閉ざすように選択的に制御信号S2を発生することによって入力信号に応答する。始動停止制御装置100は、電圧基準装置104からの基準電圧VREFと出力電圧VOとの比較により示される低い要求を感知して、出力段80bが放電状態のままであるように発振制御信号をヒステリシス的に停止させる。始動停止制御装置100は、基準電圧VREF、出力電圧VO、及び、フィードバック電圧VFとに応答してデューティサイクル信号を発生し、出力電圧VOと基準電圧VREFとにヒステリシス的に応答して停止信号を発生する、ヒステリシス的比較器106を含む。変調器108は、一定周波数発振器110から所定の周波数を有する発振信号を発生する。SRフリップフロップ112は、設定デューティサイクル信号によって設定され、発振信号によってリセットされて、充電状態と放電状態とを決める切換信号を生み出す。マルチプレクサ114は、切換信号に応答して制御信号S1及びS2を発生する。マルチプレクサ114は、電力出力段80bの交差導通を軽減するために、所定の状態切換遅延を有する。マルチプレクサ114は停止信号にも応答し、制御信号S2をオフにしてスイッチMSを開くことにより、また、制御信号S1をオンにして整流素子MRを閉じることにより、より多くのエネルギが必要になるまで発振を停止する。
更に、電力出力段80bが放電される時のほか、負荷コンデンサCLに初期電荷を供給する時、始動回路116は、始動停止制御装置100にバイアスをかける。
【0048】
図21を参照すると、始動停止電力変換器82aの作動がタイミング図で示されている。電気化学的ボルタ単電池から成るエネルギ供給源14などの多くの用途において、電源電圧VSは、時が経つにつれて減少する傾向があり、最終的にはエネルギ供給源12の部類に対する公称電圧定格VNOMよりも下に降下する。
出力電圧VOは、始めは2つの電圧閾値VOFF及びVONよりも低い。充電及び放電状態間のスイッチングのデューティサイクルは、構成要素の容量値及び誘導値と目標とする出力電圧VOとを考慮に入れた所定の値であって、出力電圧VOを維持するために、デューティサイクルは電源電圧VSの低下に応答する。スイッチング・デューティサイクルの作動は、出力電圧VOが電圧閾値VOFFよりも高くなる時間Aまで続き、その時点において、ヒステリシス的比較器70は、マルチプレクサ114に信号を送って切換信号S1及びS2を出力するのを停止させ、整流素子MR及びスイッチMSを開かせる。負荷装置14は、出力コンデンサCOUTから貯えられたエネルギを引き出し、出力電圧VOが電圧閾値VOFFよりも下に下降するまで出力電圧を消耗する。しかし、比較器70は、マルチプレクサ114に対して切換信号S1及びS2を再開するように信号を送る前に、出力電圧VOが電圧閾値VONよりも下に落ちる時間Bまで待つことによりヒステリシス的に応答する。
本発明は、従って、そのより広い態様において、特定な詳細、代表的な装置及び方法、及び、提示され説明された例証的な実施例に限定されるものではない。従って、本出願人の一般的な革新的概念の精神又は範囲から逸脱することなく、そのような詳細からの離脱が為されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】 電力変換器を有する電源を組み込んだ携帯式電子装置のトップレベルのブロック図である。
【図2】 ボルタ単電池と電池の端子との間に電力変換器を挟み込んだ電池の電気的ブロック図である。
【図3】 用途特定集積回路(ASIC)と、出力コンデンサ及びフライコンデンサとから成る電力変換器を含む電池の電気的ブロック図である。
【図4】 図3の非反転スイッチングマトリックス、フライコンデンサ、及び、出力コンデンサの電気回路図である。
【図4A】 図3の反転スイッチングマトリックス、フライコンデンサ、及び、出力コンデンサの電気回路図である。
【図5】 電源電圧(VS)とフライコンデンサの容量(CF)との関数として表された、フライコンデンサに貯えられた電荷の3次元プロットを示す図である。
【図6A】 特にマックスウェルからモデルUltra PC223として販売されている8Fウルトラコンデンサである高効率コンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットした一方の図である。
【図6B】 特にマックスウェルからモデルUltra PC223として販売されている8Fウルトラコンデンサである高効率コンデンサに関する代表的な複合インピーダンスを周波数の関数としてプロットしたもう一方の図である。
【図7】 図4のスイッチングマトリックス制御装置の手法を示す、第1の比較器の例示的回路に関する電気回路図である。
【図8】 出力コンデンサで感知されたプロットの出力電圧に応答して図7の第1の比較器によって作成された図4のスイッチングマトリックスへの切換信号を表す、出力コンデンサが充電するのに要する時間間隔の間の電圧プロットの図である。
【図9】 電力変換器の定常状態作動を示す、より長い時間に対する図8の電圧プロットの図である。
【図10】 所定閾値に関して分圧器によりバイアスをかけられた比較器を利用するスイッチングマトリックス制御装置の電気回路図である。
【図10A】 出力電圧が所定閾値に関して変動する時のスイッチングマトリックスに対する切換指令の目標とするヒステリシスを示す、図10のスイッチングマトリックス制御装置に対する経時的な代表的電圧プロットの図である。
【図11】 図10のスイッチングマトリックス制御装置のための第2の比較器の電気的ブロック図である。
【図11A】 図11の第2の比較器のためのヒステリシス判断増幅器が後に続く第1の対の差動増幅器を示す図である。
【図11B】 図11の第2の比較器のためのヒステリシス判断増幅器が後に続く第2の対の差動増幅器を示す図である。
【図11C】 図11の第2の比較器のための自己バイアス増幅器を示す図である。
【図11D】 図11の第2の比較器のための1対のインバータを示す図である。
【図12A】 図11、及び、図11A〜図11Dに示す第2の比較器を表す電圧プロットであって、特に、第1の対を成す差動増幅器とヒステリシス判断増幅器とを含む図である。
【図12B】 図11、及び、図11A〜図11Dに示す第2の比較器を表す電圧プロットであって、特に、第2の対を成す差動増幅器とヒステリシス判断増幅器とを含む図である。
【図12C】 図11、及び、図11A〜図11Dに示す第2の比較器を表す電圧プロットであって、特に、自己バイアス増幅器を含む図である。
【図12D】 図11、及び、図11A〜図11Dに示す第2の比較器を表す電圧プロットであって、特に、1対のインバータを包含する図である。
【図13】 出力コンデンサの初期充電期間に対する図12B及び図12Dの電圧プロットの図である。
【図14】 図10のスイッチングマトリックス制御装置のための第3の比較器に対する電気的ブロック図である。
【図14A】 図14の比較器のための内蔵ヒステリシスを有する1対の差動増幅器を示す図である。
【図14B】 図12の比較器のための高利得レール・ツー・レールに対するシュミットトリガを示す図である。
【図14C】 スイッチングポイントに対処する、図14の比較器のための3つのインバータを示す図である。
【図15A】 図15Bで示すスイッチングマトリックス状態に関連して描かれた電流を示す図である。
【図15B】 図14、及び、図14A〜図14Cの回路に対するスイッチングマトリックス状態を示す図である。
【図16】 図3の用途特定集積回路(ASIC)のための単段昇圧鎖状内部電源に対する電気回路図である。
【図16A】 図16の回路を適切に順序付けるクロック信号を示す図である。
【図17】 図3の用途特定集積回路(ASIC)のための多段昇圧鎖状内部電源に対する電気回路図である。
【図17A】 図17の回路を適切に順序付けるクロック信号を示す図である。
【図18】 図17の多段昇圧鎖状内部電源の各段に対する経時的な電圧プロットの図である。
【図19A】 バック電力変換器に対する出力段のトップレベルの図である。
【図19B】 昇圧電力変換器に対する出力段のトップレベルの図である。
【図20】 図19Bの昇圧電力変換器のための始動停止制御装置の回路の1つのバージョンを示す図である。
【図21】 図20の始動停止制御装置に対するタイミング図である。
Claims (3)
- 正電極と負電極とを含み、前記正電極及び負電極にわたる電極電圧をもたらす電荷を貯えたボルタ単電池と、
前記ボルタ単電池を実質的に包含し、正端子と負端子とを含む容器と、
前記容器に実質的に包含され、前記電極及び前記端子との間に電気的に挟まれるとともに、集積回路と、前記正端子及び負端子に渡って電気的に結合された出力コンデンサと、充電モードにおいては前記電極に渡って交互に電気的に結合されて充電し、放電モードにおいては前記ボルタ単電池と付加的直列結合して前記出力コンデンサの中に放電するフライコンデンサと、前記充電モードと前記放電モードとの間で、前記フライコンデンサ、前記出力コンデンサ、前記ボルタ単電池を電気的に切換可能に結合するスイッチングマトリックスと、充電モードと放電モードとの間の前記切換を指令するために前記スイッチングマトリックスと機能的に結合され、出力電圧が所定の閾値よりも下降するのに応答して前記スイッチングマトリックスに前記放電モードになるように指令し前記出力電圧が所定の閾値よりも上昇するのに応答して前記スイッチングマトリックスに前記充電モードになるように指令する比較器であって、前記出力電圧が前記所定閾値に近づく時の急速な振動を防止するヒステリシス回路と、増幅器とヒステリシス装置とを有する出力段を有するスイッチングマトリックス制御装置とを含む比較器とを有する、動的切換可能な容量チャージポンプと、
電圧供給源としての前記ボルタ単電池と電気的に結合され、前記スイッチングマトリックス制御装置に電気的にバイアスをかける内部電源と、
前記スイッチングマトリックス制御装置に基準電圧を供給するとともに、前記スイッチングマトリックス制御装置のための温度補償回路とを有する電圧基準回路とを備えたことを特徴とする電池。 - 前記スイッチングマトリックスは、前記正電極を前記フライコンデンサの第1の端部と電気的に切換可能に結合する第1のスイッチと、前記フライコンデンサの前記第1端部を前記電池の前記正電極と電気的に切換可能に結合する第2のスイッチと、前記負電極を前記フライコンデンサの第2の端部と電気的に切換可能に結合する第3のスイッチと、前記フライコンデンサの前記第2端部を前記正電極と電気的に切換可能に結合する第4のスイッチとを含み、前記第1スイッチ、第2スイッチ、第3スイッチ、及び、第4スイッチは、各々電界効果集積回路から成り、前記第1及び第3スイッチは閉じ前記第2及び第4スイッチは開いて前記充電モードに作用し、前記放電モードに対してはその逆になり、前記スイッチングマトリックスは、前記電力変換器の一部分が不活性である初期条件を更に含むことを特徴とする請求項1に記載の電池。
- 前記ボルタ単電池は、リチウム電気化学単電池及びアルカリ電気化学単電池のうちから選ばれた1つを含むことを特徴とする請求項1に記載の電池。
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