JP3591496B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源によって発生される電圧を調整して外部に出力する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えばニッケル・カドミウム電池やニッケル・水素電池等、乾電池を電力供給源とする電子機器が一般に多く使用されている。これらの乾電池は比較的低い領域の出力電圧を有するため、乾電池の供給可能な電圧と電子機器で使用される電圧とは必ずしも一致せず、このため、ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる電圧変換装置を使用して乾電池の出力電圧を変換することにより、電子回路に対して電源電圧を安定的に供給している。
【０００３】
ここで、図８に従来の昇圧型の電圧変換回路の構成例を示す。
図８に示す電圧変換回路１００は、入力電圧を昇圧して出力する昇圧型コンバータの構成例である。この電圧変換回路１００において、トランジスタＱ２１のドレインは、チョークコイルＬ２１を介して電源端子１２ａに接続され、ソースは接地されている。また、ゲートには、図示しない発振回路（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）からのスイッチングパルスの入力を受けるためのパルス入力端子１２ｂが接続されている。トランジスタＱ２１とチョークコイルＬ２１との結合点には、ダイオード（ショットキーダイオード）Ｄ２１のアノードが接続され、このダイオードＤ２１のカソードにはコンデンサＣ２１が接続されて、コンデンサＣ２１の他端は接地されている。ダイオードＤ２１とコンデンサＣ２１との結合点には、負荷への出力端子１２ｃと、エラーアンプへのフィードバック端子１２ｄが接続されている。
【０００４】
トランジスタＱ２１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、パルス入力端子１２ｂからのスイッチングパルスに応じてＯＮ／ＯＦＦの状態をとることにより、スイッチング素子として機能する。このスイッチングパルスによってトランジスタＱ２１がＯＮからＯＦＦされると、チョークコイルＬ２１とダイオードＤ２１との接続点には、チョークコイルＬ２１による励磁エネルギーが放出されることにより、電源端子１２ａの電圧より高い電圧が発生し、コンデンサＣ２１が充電される。また、この接続点の電圧はその後しだいに低下し、次に再びトランジスタＱ２１がオンするときには接地電圧にほぼ等しい電圧になる。従って、ダイオードＤ２１のアノードにはスイッチングパルスに応答した電圧変動が現れ、その変動をダイオードＤ２１により整流すると、入力された電圧より高い電圧が得られる。この電圧はコンデンサＣ２１により平滑されて出力端子１２ｃから取り出され、負荷に供給される。
【０００５】
また、フィードバック端子１２ｄからは出力端子１２ｃと同じ電圧が出力され、図示しないエラーアンプに供給される。エラーアンプでは、フィードバック端子１２ｄから出力された電圧と予め定めた電圧とが比較されて、この比較信号に応じて発振回路のスイッチングパルス出力が制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、乾電池を使用した電源装置では、出力電圧が１Ｖの周辺となる場合が多く考えられる。しかし、上記の電圧変換回路１００のような従来の電圧変換回路を使用した電源装置では、入力電圧が約１Ｖ以下であると、負荷が比較的大きい場合に起動することができないか、あるいは起動してもその後の動作が安定しないことがあった。ここで、図９は従来の電源回路における負荷電力と起動可能電圧との関係の一例を示すグラフである。
【０００７】
図９は、従来の電源回路を起動可能な電圧（Ｖｓｔａｒｔ）、および、起動後に入力電圧が低下した場合に安定的に動作させることが可能な入力電圧の許容最低値（Ｖｈｏｌｄ）の負荷電力に対する関係を示している。この図９によれば、負荷電力が約２５ｍＷ以下の場合は、入力電圧が約０．８Ｖ〜１．０Ｖの範囲で起動することが可能となっているが、負荷電力の上昇とともに起動可能電圧も上昇していき、２５ｍＷ以上では、起動可能な電圧が負荷電力にほぼ比例して増加している。
【０００８】
また、図９によれば、起動可能な電圧に対して、起動後の入力電圧がわずかに下降しても正常に動作させることが可能なことがわかるが、その許容低下幅は、負荷電力が約１５ｍＷ以下の領域では、負荷電力が低くなるにつれて大きくなる傾向が見られるのに対して、１５ｍＷ以上の重負荷領域ではより小さい許容量のまま、ほぼ一定の幅で推移している。
【０００９】
このように、従来の電源装置では、入力電圧が１Ｖをわずかに下回る領域にある場合、負荷電力が２５ｍＷ程度の場合までは起動させて正常に動作させることができるが、負荷電力がそれ以上である場合は、起動することができないか、あるいは、起動後の入力電圧の下降に対して正常動作が可能な許容量が狭いために動作が不安定になることがあった。この原因としては、スイッチングパルスを出力する発振回路が低電圧で正常に発振できないことや、電圧変換回路におけるスイッチング素子（ＦＥＴ）のゲート電圧が低すぎて、チョークコイルに対する正常なスイッチング動作ができないこと等が考えられる。
【００１０】
また、図８に示した構成を有する電圧変換回路１００を使用し、入力電圧を昇圧した一定の電圧を負荷に供給する電源装置の場合、入力電圧が規定より低いときには昇圧比を大きくする必要がある。ここで、電圧変換回路１００におけるトランジスタＱ２１がＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、電源端子１２ａからの入力電圧Ｖｉｎと、出力端子１２ｃからの出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、次の式（１）で表される。
【００１１】
【数１】
【００１２】
このような電圧変換回路１００に対して乾電池を電力供給源として使用した場合は、Ｖｉｎが１Ｖの周辺の値を取ることがあり得るが、この例としてＶｉｎを１Ｖ、Ｖｏｕｔを５Ｖとした場合を想定すると、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝４：１となり、Ｔｏｎの区間のデューティは８０％となる。この場合、入力電圧Ｖｉｎが１Ｖからさらに低下すると、ディーティ比がさらに大きく偏ってしまうことから、負荷が大きい場合の起動が困難になったり、定常動作中における安定性が悪化してしまうという問題があった。
【００１３】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、入力電圧が低い場合にも、高い負荷に対して安定して動作することが可能な電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記課題を解決するために、電池によって発生される電圧を調整して所定の負荷に出力する電源装置において、前記電池による発生電圧を昇圧する第１の電圧変換手段と、前記電池による発生電圧を所定の電圧に変換して前記所定の負荷に出力する第２の電圧変換手段と、前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動され、起動信号の受信に応じて、スイッチングパルスを出力して前記第２の電圧変換手段の動作を制御する動作制御手段と、電源制御信号を出力するスイッチ手段と、前記電源制御信号の受信時に前記第１の電圧変換手段からの出力電圧を前記動作制御手段に対して導通させる開閉手段、および、前記開閉手段が導通してから一定時間後に前記動作制御手段に対して起動信号を出力する起動信号遅延手段を具備し、前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動される起動制御手段とを有することを特徴とする電源装置が提供される。
【００１５】
このような電源装置では、電池による発生電圧が、第１の電圧変換手段によって昇圧され、この昇圧された電圧により動作制御手段および起動制御手段が駆動される。起動制御手段は、スイッチ手段から電源制御信号が出力されると始動し、動作制御手段は、起動制御手段の制御により、第１の電圧変換手段からの出力電圧の供給が開始された後、一定時間後に起動信号を受信することにより、スイッチングパルスを出力して、電池からの出力電圧に駆動される第２の電圧変換手段の動作制御を開始する。また、例えば、第２の電圧変換手段は、出力段にチャージポンプ回路部が配置された構成をなしている。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１に本発明の電源装置の概略構成例を示す。
【００１７】
図１に示す電源装置１は、電力供給源である直流電源２と、直流電源２からの配線を保護するヒューズ３ａおよび３ｂと、直流電源２からの出力電圧を昇圧する電圧変換回路４と、後述する制御ＩＣ９を起動するためインタフェース・マイコン（以下、Ｉ／Ｆマイコンと略称する）５と、Ｉ／Ｆマイコン５に電源を供給するためのリセットＩＣ６と、電圧変換回路４からの出力ラインを開閉するスイッチ７と、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号を遅延させる遅延回路８と、電圧変換回路４からの出力電圧により駆動する制御ＩＣ９と、外部の所定の負荷に対して所定の電圧を供給する電圧出力部１０によって構成される。
【００１８】
また、電圧出力部１０は、５チャンネルの電圧変換回路１１、１２、１３、１４および１５によって構成される。電圧変換回路１１、１２および１３は、出力電圧がそれぞれ５Ｖ、３Ｖ、１５Ｖの昇圧型コンバータであり、また、電圧変換回路１４は、出力電圧が１．５Ｖの降圧型コンバータであり、さらに、電圧変換回路１５は、出力電圧が−７．５Ｖの反転型コンバータである。これにより電圧出力部１０では、５Ｖ、３Ｖ、１５Ｖ、１．５Ｖおよび−７．５Ｖの各電圧を負荷に対して供給することが可能となっている。
【００１９】
直流電源２は、例えばニッケル・カドミウムやニッケル・水素等の乾電池を使用した電力供給源であり、出力電圧は通常約０．９Ｖ〜１．６Ｖとなっている。ヒューズ３ａおよび３ｂは、遮断容量がそれぞれ０．４Ａ、２Ａとなっている。電圧変換回路４は、ヒューズ３ａを介して直流電源２から電圧の供給を受け、この電圧を入力電圧より比較的高い値（ここでは４Ｖ）に昇圧して、リセットＩＣ６およびスイッチ７に対して出力する。
【００２０】
リセットＩＣ６は、バックアップ電源６ａによる、Ｉ／Ｆマイコン５の内部時計のバックアップ機能を有するとともに、内部にシリーズレギュレータを具備し、電圧変換回路４からの出力電圧を３Ｖに変換して、Ｉ／Ｆマイコン５の電源として供給する。また、直流電源２がこの電源装置１に接続されたときにＩ／Ｆマイコン５に対してリセット信号を出力して、これを起動させる。Ｉ／Ｆマイコン５は、この電源装置１を起動するための電源スイッチ５ａを具備し、この電源スイッチ５ａの操作に応じてスイッチ７および遅延回路８に対して起動信号を出力する。
【００２１】
スイッチ７は、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号の受信によりＯＮされ、これにより電圧変換回路４からの出力電圧が、制御ＩＣ９の具備する電源端子９ａに供給される。遅延回路８は、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号を一定時間だけ遅延させて、制御ＩＣ９の具備する起動制御ピン９ｂに対して供給する。
【００２２】
制御ＩＣ９は、電源端子９ａを介して電圧変換回路４から電源の供給を受け、起動制御ピン９ｂから起動信号を受信して起動し、電圧出力部１０の電圧変換回路１１〜１５に対してスイッチングパルスを出力することにより、それぞれの動作を制御する。制御ＩＣ９には、各電圧変換回路１１〜１５に対応したエラーアンプ（図示せず）およびスイッチングパルスを発振する発振回路（図示せず）が一体に集積されており、エラーアンプに各電圧変換回路１１〜１５からの出力がフィードバックされて、この電圧と予め定められた電圧とが比較され、この比較信号に応じて発振回路によるスイッチングパルス出力が制御される。
【００２３】
電圧出力部１０において、電圧変換回路１１および１２は、直流電源２からヒューズ３ｂを介して電源の供給を受けて動作する。このうち、出力電圧５Ｖの電圧変換回路１１は、昇圧比が約４倍以上と高いことから、後述するように、出力段にチャージポンプ回路を配置した構成とすることによって、安定した電圧出力が行われるようになされている。また、電圧変換回路１３および１５は、電圧変換回路１１からの出力を電源として動作し、電圧変換回路１４は電圧変換回路１２からの出力を電源として動作する。この電圧出力部１０の各電圧変換回路１１〜１５は、制御ＩＣ９からのスイッチングパルスに応じて動作し、また、所定の電圧を負荷に対して出力するとともに、この出力電圧を制御ＩＣ９に対してフィードバックさせるための端子を具備する。
【００２４】
次に、この電源装置１の起動時の動作について説明する。図２に、起動時の電源装置１の各部における信号タイミングを示す。
タイミングＴ２０１において、まず、直流電源２として例えば乾電池が接続されると（図２（Ａ））、ヒューズ３ａを通じて電圧変換回路４に電圧が加えられ、４Ｖに昇圧された電圧が出力される（図２（Ｂ））。この出力電圧は、リセットＩＣ６を介してＩ／Ｆマイコン５に供給され、Ｉ／Ｆマイコン５が起動される。このとき、Ｉ／Ｆマイコン５の消費電流は十分小さいことから、直流電源２の出力電圧が１Ｖ以下に低下した場合でも、Ｉ／Ｆマイコン５は確実に起動する。
【００２５】
タイミングＴ２０２において、Ｉ／Ｆマイコン５の電源スイッチ５ａがＯＮされると（図２（Ｃ））、Ｉ／Ｆマイコン５からは起動信号が出力される（図２（Ｄ））。この起動信号を受信して、スイッチ７はＯＮ状態となり、電圧変換回路４からの出力電圧が制御ＩＣ９の電源端子９ａに対して供給され（図２（Ｅ））、制御ＩＣ９はスタンバイ状態となる。また、遅延回路８に供給された起動信号は遅延されて、タイミングＴ２０３において、スタンバイ状態となった制御ＩＣ９の起動制御ピン９ｂに対して供給される（図２（Ｆ））。これにより制御ＩＣ９が起動し、電圧出力部１０の各電圧変換回路１１〜１５に対するスイッチングパルスの発振を開始して、これらの動作を制御する（図２（Ｇ））。
【００２６】
このように、制御ＩＣ９は、直流電源２の出力を昇圧した電圧変換回路４からの出力電圧により駆動されるので、負荷電力２５ｍＷ以上の重負荷時において、直流電源２からの出力電圧が１Ｖ以下に低下した場合でも、所定の出力レベルおよびデューティ比のスイッチングパルスを安定的に発振することが可能となる。また、Ｉ／Ｆマイコン５、スイッチ７および遅延回路８の作用により、制御ＩＣ９は、電圧変換回路４からの電圧供給を受けてスタンバイ状態となった後に、遅延回路８を通過した起動信号を受信して電圧出力部１０の動作制御を開始するので、重負荷時において、起動する際に電圧変換回路４からの出力電圧の供給を確実に受けて、正常に起動することが可能となる。さらに、Ｉ／Ｆマイコン５によって制御ＩＣ９への電源電圧印加を起動時に行うように制御することによって、制御ＩＣ９による消費電力を抑制することが可能となっている。
【００２７】
次に、電圧出力部１０について説明する。
電圧出力部１０において、電圧変換回路１１および１２は直流電源２からの出力を電源として動作する。このうち、出力電圧が５Ｖの電圧変換回路１１は、昇圧比が約４倍以上と高いことから、安定した昇圧動作を行うために出力段にチャージポンプ回路を具備した構成をなしている。
【００２８】
ここで、図３に電圧変換回路１１の回路構成例を示す。
電圧変換回路１１は、入力端子として、直流電源２からの出力電圧の入力を受ける電源端子１１ａと、制御ＩＣ９からのスイッチングパルスの入力を受けるパルス入力端子１１ｂとを具備し、また出力端子として、負荷に対して５Ｖの電圧を出力する出力端子１１ｃと、これと同じ電圧を制御ＩＣ９の具備するエラーアンプへフィードバックするためのフィードバック端子１１ｄを具備している。
【００２９】
この電圧変換回路１１は、図３に示すように、ゲートがパルス入力端子１１ｂに接続され、ソースが接地されたトランジスタＱ１１と、一端が電源端子１１ａに接続され、他端がトランジスタＱ１１のドレインに接続されたチョークコイルＬ１１と、アノードがトランジスタＱ１１とチョークコイルＬ１１との結合点に接続されたダイオードＤ１１と、このダイオードＤ１１のカソードに一端が接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１１と、アノードがダイオードＤ１１のカソードに接続されたダイオードＤ１２と、一端がトランジスタＱ１１のドレインに接続され、他端がダイオードＤ１２のカソードに接続されたコンデンサＣ１２と、アノードがダイオードＤ１２のカソードに接続されたダイオードＤ１３と、一端がダイオードＤ１３のカソードに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１３によって構成される。また、負荷への出力端子１１ｃおよびエラーアンプへのフィードバック端子１１ｄは、ともにダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３との結合点に接続されている。
【００３０】
ここで、トランジスタＱ１１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであり、パルス入力端子１１ｂからのスイッチングパルスに応じてＯＮ／ＯＦＦの状態をとることにより、スイッチング素子として機能する。また、ダイオードＤ１１、Ｄ１２およびＤ１３はショットキーダイオードである。
【００３１】
この電圧変換回路１１は、トランジスタＱ１１、チョークコイルＬ１１、ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１によりなる従来の昇圧型コンバータに加えて、ダイオードＤ１２とコンデンサＣ１２、およびダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３よりなる２段のチャージポンプ回路が出力段に配置された構成をなしている。
【００３２】
次に、図４にこの電圧変換回路１１における各部の信号出力タイミングを概念的に示し、この図４を使用して電圧変換回路１１の動作を説明する。なお、図４では、説明を簡単にするために、スイッチングパルスのデューティ比を１：１として示している。また、以下の説明では、ダイオードＤ１１、Ｄ１２およびＤ１３による電圧降下を無視している。
【００３３】
Ｔ４０１のタイミングにおいて、パルス入力端子１１ｂよりスイッチングパルスが入力されると、トランジスタＱ１１がＯＮされ、チョークコイルＬ１１が励磁されて磁気エネルギーを蓄積する。Ｔ４０２のタイミングにおいて、スイッチングパルスの入力が切断され、トランジスタＱ１１がＯＦＦされると、チョークコイルＬ１１からの磁気エネルギーの放出によって電圧Ｖｌが発生し、コンデンサＣ１１およびＣ１３の両端には、この電圧Ｖｌに電源端子１１ａからの入力電圧Ｖｉｎが重畳された電圧Ｖｏがともに印加されて、コンデンサＣ１１およびＣ１２は充電される。なお、この電圧Ｖｏは、トランジスタＱ１１、チョークコイルＬ１１、ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１によってなる従来の昇圧型コンバータの出力電圧となっている。
【００３４】
Ｔ４０３のタイミングにおいて、スイッチングパルスの印加によりトランジスタＱ１１が再びＯＮされた時点では、コンデンサＣ１１の電荷により導通状態のダイオードＤ１２を通じてコンデンサＣ１２が充電され、コンデンサＣ１２の両端には電圧Ｖｏが発生する。このとき、ダイオードＤ１１はカットオフ状態となって、コンデンサＣ１１の電荷がトランジスタＱ１１側に流れることを阻止する。さらに、ダイオードＤ１３もカットオフ状態となり、コンデンサＣ１３の電荷がトランジスタＱ１１側に洩れることを阻止する。また、この後チョークコイルＬ１１が再び励磁される。
【００３５】
Ｔ４０４のタイミングにおいて、スイッチングパルスの切断によりトランジスタＱ１１がＯＦＦされると、トランジスタＱ１１のドレインに発生する電圧Ｖｏに、コンデンサＣ１２の両端の電圧Ｖｏが重畳されて、この電圧２ＶｏによりコンデンサＣ１３が充電され、コンデンサＣ１３の両端には電圧２Ｖｏが発生する。このとき、ダイオードＤ１２のカソード電圧は２Ｖｏ、アノード電圧はＶｏとなるので、ダイオードＤ１２はカットオフ状態となり、コンデンサＣ１１は電圧Ｖｏにより充電される。
【００３６】
以上の動作が繰り返されることにより、コンデンサＣ１３の両端には、従来の昇圧型コンバータの出力電圧の２倍である電圧２Ｖｏが常に発生し、この電圧２ＶｏがコンデンサＣ１３により平滑されて、出力端子１１ｃより負荷に対して出力される。また、これとともにフィードバック端子１１ｄより、同じ電圧２Ｖｏが制御ＩＣ９のエラーアンプに供給されて予め定めた電圧と比較され、この比較信号に応じて発振回路のスイッチングパルス出力が制御される。なお、出力端子１１ｃからの出力電圧は、電圧変換回路１３および１５の電源としても供給される。
【００３７】
また、この電圧変換回路１１では、チャージポンプ回路をさらに多くの段数だけ配置することにより、さらに高い昇圧比を得ることが容易に可能となる。例えば図３の電圧変換回路１１の出力段にさらに１段のチャージポンプ回路を設ける場合は、チャージポンプ回路のコンデンサの一端をダイオードＤ１２のカソードに接続し、ダイオードのアノードをダイオードＤ１３のカソードに接続する。このように、出力段にチャージポンプ回路を複数段設けた構成とした場合、この段数の合計をＭとすると、従来の昇圧型コンバータと比較して約Ｍ倍の出力電圧を得ることが可能となる。
【００３８】
ところで、このように出力段にチャージポンプ回路を具備する電圧変換回路１１において、チャージポンプの倍率をＮ、トランジスタＱ１１がＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、電源端子１１ａの入力電圧Ｖｉｎと出力端子１１ｃの出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、次の式（２）で表される。
【００３９】
【数２】
【００４０】
直流電源２として乾電池を使用する上記の電源装置１の場合、Ｖｉｎが１Ｖの周辺の値を取ることがあり得るが、この例としてＶｉｎを１Ｖ、Ｖｏｕｔを５Ｖとし、さらにＮ＝２とした場合を想定すると、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝３：２となり、Ｔｏｎの区間のデューティは６０％となる。従って、デューティ比に余裕が生まれるため、負荷電力２５ｍＷ以上といった重負荷時において、Ｖｉｎが１Ｖ以下に低下した場合でも、確実に起動して所定の電圧を出力することができる。また、定常動作時でもデューティ比に余裕があるため、Ｖｉｎの変動に対して安定的に動作することができる。このような起動および定常動作の際に、上述したように、制御ＩＣ９が電圧変換回路４からの出力電圧により起動されることにより、乾電池による直流電源２の出力レベルが低下した場合でも、電圧変換回路１１には所定の出力レベルおよびデューティ比のスイッチングパルスが安定的に供給されるため、起動および動作の安定性がさらに高まる。
【００４１】
また、チャージポンプ回路の設置段数を調節して倍率Ｎを任意に設定することにより、昇圧比を任意に設定することが可能であることから、出力電圧に対する設定時のスイッチングパルスのデューティ比を安定的に動作する領域に設定することができるため、昇圧比を高めた場合にも確実な起動および安定的な動作がなされる。
【００４２】
次に、電圧出力部１０における他の電圧変換回路１２〜１５の回路構成について説明する。３Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１２は、直流電源２の発生電圧に対して３倍程度昇圧する能力があればよい。また、最も高い１５Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１３は、５Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１１からの出力電圧を電源として使用することにより、昇圧率を３倍に抑制することができる。従って、これらの電圧変換回路１２および１３は、ともに従来の昇圧型コンバータと同様の構成とした場合でも、スイッチングパルスのデューティ比が大きく偏ることがなく、安定的に動作することが可能である。
【００４３】
ここで、図５に、これらを代表して電圧変換回路１２の回路構成例を示す。なお、電圧変換回路１３においても、トランジスタ、チョークコイル、ダイオードおよびコンデンサの配置は同様となる。
【００４４】
図５に示す電圧変換回路１２は、従来の昇圧型コンバータとして図８に示した電圧変換回路１００と同様の構成を有しており、同じ構成部品には同じ記号を付し、ここでは回路構成の説明は省略する。
【００４５】
この電圧変換回路１２では、このスイッチングパルスによってトランジスタＱ２１がＯＮからＯＦＦされると、チョークコイルＬ２１の磁気エネルギーによる逆起電圧と電源端子１２ａの電圧とが重畳され、この重畳電圧によりコンデンサＣ２１が充電される。また、次にトランジスタＱ２１がオンすると、コンデンサＣ２１からこの重畳電圧が平滑されて出力端子１２ｃおよびフィードバック端子１２ｄに出力され、昇圧された電圧が取り出される。
【００４６】
この電圧変換回路１２では、スイッチングパルスのデューティ比の偏りが小さく、また上述したように制御ＩＣ９からスイッチングパルスの安定的な供給を受けられることから、直流電源２の出力電圧の低下に対しても安定した動作が行われる。また、同様の構成を有する電圧変換回路１３では、上述したように電圧変換回路１１から安定的に出力される５Ｖの電圧を電源として昇圧比を抑制したことにより、スイッチングパルスの安定供給と併せて、１５Ｖの高電圧を安定して出力することが可能となっている。
【００４７】
次に、図６に電圧変換回路１４の回路構成を示す。
図６に示す電圧変換回路１４は、従来から使用されている一般的な降圧型コンバータである。この電圧変換回路１４は、ソースに電圧変換回路１２の出力電圧が入力され、ゲートに制御ＩＣ９からのスイッチングパルスが入力される、ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであるトランジスタＱ４１と、アノードが接地され、カソードがトランジスタＱ４１のドレインに接続されたダイオードＤ４１と、一端がトランジスタＱ４１のドレインに接続され、他端が負荷およびエラーアンプへの出力となっているチョークコイルＬ４１と、一端がチョークコイルＬ４１の出力側に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ４１によって構成される。
【００４８】
この電圧変換回路１４において、スイッチングパルスの供給によりトランジスタＱ４１がＯＮされると、入力電圧と出力電圧との差によりチョークコイルＬ４１が励磁され、ダイオードＤ４１はカットオフされる。その後トランジスタＱ４１がＯＦＦされると、ダイオードＤ４１が導通して、チョークコイルＬ４１による磁気エネルギーがコンデンサＣ４１に充電される。従って、コンデンサＣ４１の両端には入力電圧より低い電圧が発生して、この電圧が負荷およびエラーアンプに対して出力される。
【００４９】
ところで、１．５Ｖの電圧を出力する場合は、直流電源２の出力電圧の領域とクロスすることから、直流電源２から直接電圧の供給を受ける構成の回路にすると、電圧の変動に伴って動作が不安定になる場合がある。このため、上記の電圧変換回路１４では、電圧変換回路１２から３Ｖの電圧の安定的な供給を受けて、この電圧を降圧することによって、安定した起動および定常動作を可能としている。
【００５０】
次に、図７に電圧変換回路１５の回路構成例を示す。
図７に示す電圧変換回路１５は、従来から使用されている一般的な反転型コンバータである。この電圧変換回路１５は、ソースに電圧変換回路１１の出力電圧が入力され、ゲートに制御ＩＣ９からのスイッチングパルスが入力される、ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであるトランジスタＱ５１と、一端がトランジスタＱ５１のドレインに接続され、他端が接地されているチョークコイルＬ５１と、カソードがトランジスタＱ５１のドレインに接続され、アノードが負荷およびエラーアンプへの出力となっているダイオードＤ５１と、一端がダイオードＤ５１のアノードに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ５１によって構成される。
【００５１】
この電圧変換回路１５において、スイッチングパルスの供給によりトランジスタＱ５１がＯＮされると、電圧変換回路１１からの入力電圧によりチョークコイルＬ５１が励磁され、ダイオードＤ５１はカットオフされる。その後トランジスタＱ５１がＯＦＦされると、ダイオードＤ５１が導通して、チョークコイルＬ５１による磁気エネルギーがコンデンサＣ５１に充電されるが、このとき、コンデンサＣ５１の両端には負電圧が発生して、この負電圧が負荷およびエラーアンプに対して出力される。
【００５２】
この電圧変換回路１５では、−７．５Ｖの電圧を出力するために直流電源２の出力電圧を直接昇圧した場合では、昇圧率が高く、スイッチングパルスのデューティ比が極端に偏ってしまい、動作が不安定になることから、電圧変換回路１１から５Ｖの電圧の安定的な供給を受けて、デューティ比に余裕を持たせることにより、安定した起動および定常動作を可能としている。
【００５３】
以上のように、電圧出力部１０では、直流電源２から５Ｖの電圧を得るためにチャージポンプ回路を具備する電圧変換回路１１を使用し、この出力電圧を使用して従来からの昇圧型コンバータによりさらに昇圧することによって、重負荷時においても、直流電源２と比較して比較的高い電圧を安定的に出力することが可能となっている。
【００５４】
なお、上記の電源装置１では、制御ＩＣ９に対する起動信号を遅延させるための遅延回路８を単体の外部回路として設けたが、例えば、Ｉ／Ｆマイコン５に遅延された起動信号を出力するための専用ポートを設け、Ｉ／Ｆマイコン５の内部において所定の遅延タイミングを生成し、このタイミングに従って専用ポートから起動信号を出力して、制御ＩＣ９の起動制御ピン９ｂに供給するような構成としてもよい。
【００５５】
また、電圧出力部１０内の各電圧変換回路１１〜１５と、電圧変換回路４とを、同一のＩＣ内に集積させて実現してもよい。さらに、電圧出力部１０に対する制御ＩＣ９と、電圧変換回路４にスイッチングパルスを供給してこの動作を制御する図示しない制御回路とを、同一のＩＣとして実現してもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電源装置では、電池による発生電圧が、第１の電圧変換手段によって昇圧され、この昇圧された電圧により動作制御手段および起動制御手段が駆動される。起動制御手段は、スイッチ手段から電源制御信号が出力されると始動し、動作制御手段は、起動制御手段の制御により、第１の電圧変換手段からの出力電圧の供給が開始された後、一定時間後に起動信号を受信する。これによって、重負荷時において、電池の出力電圧が、動作制御手段を正常に起動させることが不可能な電圧まで低下した場合にも、スイッチ手段が電源制御信号を出力するのに応じて、第１の電圧変換手段によって昇圧された電圧によって動作制御手段が確実に起動し、第２の電圧変換手段を安定的に制御するようになり、負荷に対して安定的に電圧を供給することが可能となる。また、起動制御手段も、第１の電圧変換手段による昇圧電圧によって駆動されるので、電池の出力電圧低下時に、より確実に動作制御手段を起動させて、負荷に安定的に電圧を供給することができる。
【００５７】
また、例えば、第２の電圧変換手段は、出力段にチャージポンプ回路部が配置されているため、動作制御回路の安定動作と併せて、昇圧比が高い場合でも、電池の出力電圧低下にかかわらず、重負荷に対して安定した電圧出力を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置の概略構成例を示す図である。
【図２】起動時の電源装置の各部における信号タイミングを示す図である。
【図３】５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図４】５Ｖ出力の電圧変換回路における各部の信号出力タイミングを概念的に示す図である。
【図５】３Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図６】１．５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図７】−７．５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図８】従来の昇圧型の電圧変換回路の構成例を示す図である。
【図９】従来の電源回路における負荷電力と起動可能電圧との関係の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
１……電源装置、２……直流電源、３ａ、３ｂ……ヒューズ、４……電圧変換回路、５……Ｉ／Ｆマイコン、６……リセットＩＣ、７……スイッチ、８……遅延回路、９……制御ＩＣ、９ａ……電源端子、９ｂ……起動制御ピン、１０……電圧出力部、１１、１２、１３、１４、１５……電圧変換回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源によって発生される電圧を調整して外部に出力する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えばニッケル・カドミウム電池やニッケル・水素電池等、乾電池を電力供給源とする電子機器が一般に多く使用されている。これらの乾電池は比較的低い領域の出力電圧を有するため、乾電池の供給可能な電圧と電子機器で使用される電圧とは必ずしも一致せず、このため、ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる電圧変換装置を使用して乾電池の出力電圧を変換することにより、電子回路に対して電源電圧を安定的に供給している。
【０００３】
ここで、図８に従来の昇圧型の電圧変換回路の構成例を示す。
図８に示す電圧変換回路１００は、入力電圧を昇圧して出力する昇圧型コンバータの構成例である。この電圧変換回路１００において、トランジスタＱ２１のドレインは、チョークコイルＬ２１を介して電源端子１２ａに接続され、ソースは接地されている。また、ゲートには、図示しない発振回路（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）からのスイッチングパルスの入力を受けるためのパルス入力端子１２ｂが接続されている。トランジスタＱ２１とチョークコイルＬ２１との結合点には、ダイオード（ショットキーダイオード）Ｄ２１のアノードが接続され、このダイオードＤ２１のカソードにはコンデンサＣ２１が接続されて、コンデンサＣ２１の他端は接地されている。ダイオードＤ２１とコンデンサＣ２１との結合点には、負荷への出力端子１２ｃと、エラーアンプへのフィードバック端子１２ｄが接続されている。
【０００４】
トランジスタＱ２１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、パルス入力端子１２ｂからのスイッチングパルスに応じてＯＮ／ＯＦＦの状態をとることにより、スイッチング素子として機能する。このスイッチングパルスによってトランジスタＱ２１がＯＮからＯＦＦされると、チョークコイルＬ２１とダイオードＤ２１との接続点には、チョークコイルＬ２１による励磁エネルギーが放出されることにより、電源端子１２ａの電圧より高い電圧が発生し、コンデンサＣ２１が充電される。また、この接続点の電圧はその後しだいに低下し、次に再びトランジスタＱ２１がオンするときには接地電圧にほぼ等しい電圧になる。従って、ダイオードＤ２１のアノードにはスイッチングパルスに応答した電圧変動が現れ、その変動をダイオードＤ２１により整流すると、入力された電圧より高い電圧が得られる。この電圧はコンデンサＣ２１により平滑されて出力端子１２ｃから取り出され、負荷に供給される。
【０００５】
また、フィードバック端子１２ｄからは出力端子１２ｃと同じ電圧が出力され、図示しないエラーアンプに供給される。エラーアンプでは、フィードバック端子１２ｄから出力された電圧と予め定めた電圧とが比較されて、この比較信号に応じて発振回路のスイッチングパルス出力が制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、乾電池を使用した電源装置では、出力電圧が１Ｖの周辺となる場合が多く考えられる。しかし、上記の電圧変換回路１００のような従来の電圧変換回路を使用した電源装置では、入力電圧が約１Ｖ以下であると、負荷が比較的大きい場合に起動することができないか、あるいは起動してもその後の動作が安定しないことがあった。ここで、図９は従来の電源回路における負荷電力と起動可能電圧との関係の一例を示すグラフである。
【０００７】
図９は、従来の電源回路を起動可能な電圧（Ｖｓｔａｒｔ）、および、起動後に入力電圧が低下した場合に安定的に動作させることが可能な入力電圧の許容最低値（Ｖｈｏｌｄ）の負荷電力に対する関係を示している。この図９によれば、負荷電力が約２５ｍＷ以下の場合は、入力電圧が約０．８Ｖ〜１．０Ｖの範囲で起動することが可能となっているが、負荷電力の上昇とともに起動可能電圧も上昇していき、２５ｍＷ以上では、起動可能な電圧が負荷電力にほぼ比例して増加している。
【０００８】
また、図９によれば、起動可能な電圧に対して、起動後の入力電圧がわずかに下降しても正常に動作させることが可能なことがわかるが、その許容低下幅は、負荷電力が約１５ｍＷ以下の領域では、負荷電力が低くなるにつれて大きくなる傾向が見られるのに対して、１５ｍＷ以上の重負荷領域ではより小さい許容量のまま、ほぼ一定の幅で推移している。
【０００９】
このように、従来の電源装置では、入力電圧が１Ｖをわずかに下回る領域にある場合、負荷電力が２５ｍＷ程度の場合までは起動させて正常に動作させることができるが、負荷電力がそれ以上である場合は、起動することができないか、あるいは、起動後の入力電圧の下降に対して正常動作が可能な許容量が狭いために動作が不安定になることがあった。この原因としては、スイッチングパルスを出力する発振回路が低電圧で正常に発振できないことや、電圧変換回路におけるスイッチング素子（ＦＥＴ）のゲート電圧が低すぎて、チョークコイルに対する正常なスイッチング動作ができないこと等が考えられる。
【００１０】
また、図８に示した構成を有する電圧変換回路１００を使用し、入力電圧を昇圧した一定の電圧を負荷に供給する電源装置の場合、入力電圧が規定より低いときには昇圧比を大きくする必要がある。ここで、電圧変換回路１００におけるトランジスタＱ２１がＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、電源端子１２ａからの入力電圧Ｖｉｎと、出力端子１２ｃからの出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、次の式（１）で表される。
【００１１】
【数１】
このような電圧変換回路１００に対して乾電池を電力供給源として使用した場合は、Ｖｉｎが１Ｖの周辺の値を取ることがあり得るが、この例としてＶｉｎを１Ｖ、Ｖｏｕｔを５Ｖとした場合を想定すると、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝４：１となり、Ｔｏｎの区間のデューティは８０％となる。この場合、入力電圧Ｖｉｎが１Ｖからさらに低下すると、ディーティ比がさらに大きく偏ってしまうことから、負荷が大きい場合の起動が困難になったり、定常動作中における安定性が悪化してしまうという問題があった。
【００１３】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、入力電圧が低い場合にも、高い負荷に対して安定して動作することが可能な電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記課題を解決するために、電池によって発生される電圧を調整して所定の負荷に出力する電源装置において、前記電池による発生電圧を昇圧する第１の電圧変換手段と、前記電池による発生電圧を所定の電圧に変換して前記所定の負荷に出力する第２の電圧変換手段と、前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動され、起動信号の受信に応じて、スイッチングパルスを出力して前記第２の電圧変換手段の動作を制御する動作制御手段と、電源制御信号を出力するスイッチ手段と、前記電源制御信号の受信時に前記第１の電圧変換手段からの出力電圧を前記動作制御手段に対して導通させる開閉手段、および、前記開閉手段が導通してから一定時間後に前記動作制御手段に対して起動信号を出力する起動信号遅延手段を具備し、前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動される起動制御手段とを有することを特徴とする電源装置が提供される。
【００１５】
このような電源装置では、電池による発生電圧が、第１の電圧変換手段によって昇圧され、この昇圧された電圧により動作制御手段および起動制御手段が駆動される。起動制御手段は、スイッチ手段から電源制御信号が出力されると始動し、動作制御手段は、起動制御手段の制御により、第１の電圧変換手段からの出力電圧の供給が開始された後、一定時間後に起動信号を受信することにより、スイッチングパルスを出力して、電池からの出力電圧に駆動される第２の電圧変換手段の動作制御を開始する。また、例えば、第２の電圧変換手段は、出力段にチャージポンプ回路部が配置された構成をなしている。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１に本発明の電源装置の概略構成例を示す。
【００１７】
図１に示す電源装置１は、電力供給源である直流電源２と、直流電源２からの配線を保護するヒューズ３ａおよび３ｂと、直流電源２からの出力電圧を昇圧する電圧変換回路４と、後述する制御ＩＣ９を起動するためインタフェース・マイコン（以下、Ｉ／Ｆマイコンと略称する）５と、Ｉ／Ｆマイコン５に電源を供給するためのリセットＩＣ６と、電圧変換回路４からの出力ラインを開閉するスイッチ７と、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号を遅延させる遅延回路８と、電圧変換回路４からの出力電圧により駆動する制御ＩＣ９と、外部の所定の負荷に対して所定の電圧を供給する電圧出力部１０によって構成される。
【００１８】
また、電圧出力部１０は、５チャンネルの電圧変換回路１１、１２、１３、１４および１５によって構成される。電圧変換回路１１、１２および１３は、出力電圧がそれぞれ５Ｖ、３Ｖ、１５Ｖの昇圧型コンバータであり、また、電圧変換回路１４は、出力電圧が１．５Ｖの降圧型コンバータであり、さらに、電圧変換回路１５は、出力電圧が−７．５Ｖの反転型コンバータである。これにより電圧出力部１０では、５Ｖ、３Ｖ、１５Ｖ、１．５Ｖおよび−７．５Ｖの各電圧を負荷に対して供給することが可能となっている。
【００１９】
直流電源２は、例えばニッケル・カドミウムやニッケル・水素等の乾電池を使用した電力供給源であり、出力電圧は通常約０．９Ｖ〜１．６Ｖとなっている。ヒューズ３ａおよび３ｂは、遮断容量がそれぞれ０．４Ａ、２Ａとなっている。電圧変換回路４は、ヒューズ３ａを介して直流電源２から電圧の供給を受け、この電圧を入力電圧より比較的高い値（ここでは４Ｖ）に昇圧して、リセットＩＣ６およびスイッチ７に対して出力する。
【００２０】
リセットＩＣ６は、バックアップ電源６ａによる、Ｉ／Ｆマイコン５の内部時計のバックアップ機能を有するとともに、内部にシリーズレギュレータを具備し、電圧変換回路４からの出力電圧を３Ｖに変換して、Ｉ／Ｆマイコン５の電源として供給する。また、直流電源２がこの電源装置１に接続されたときにＩ／Ｆマイコン５に対してリセット信号を出力して、これを起動させる。Ｉ／Ｆマイコン５は、この電源装置１を起動するための電源スイッチ５ａを具備し、この電源スイッチ５ａの操作に応じてスイッチ７および遅延回路８に対して起動信号を出力する。
【００２１】
スイッチ７は、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号の受信によりＯＮされ、これにより電圧変換回路４からの出力電圧が、制御ＩＣ９の具備する電源端子９ａに供給される。遅延回路８は、Ｉ／Ｆマイコン５からの起動信号を一定時間だけ遅延させて、制御ＩＣ９の具備する起動制御ピン９ｂに対して供給する。
【００２２】
制御ＩＣ９は、電源端子９ａを介して電圧変換回路４から電源の供給を受け、起動制御ピン９ｂから起動信号を受信して起動し、電圧出力部１０の電圧変換回路１１〜１５に対してスイッチングパルスを出力することにより、それぞれの動作を制御する。制御ＩＣ９には、各電圧変換回路１１〜１５に対応したエラーアンプ（図示せず）およびスイッチングパルスを発振する発振回路（図示せず）が一体に集積されており、エラーアンプに各電圧変換回路１１〜１５からの出力がフィードバックされて、この電圧と予め定められた電圧とが比較され、この比較信号に応じて発振回路によるスイッチングパルス出力が制御される。
【００２３】
電圧出力部１０において、電圧変換回路１１および１２は、直流電源２からヒューズ３ｂを介して電源の供給を受けて動作する。このうち、出力電圧５Ｖの電圧変換回路１１は、昇圧比が約４倍以上と高いことから、後述するように、出力段にチャージポンプ回路を配置した構成とすることによって、安定した電圧出力が行われるようになされている。また、電圧変換回路１３および１５は、電圧変換回路１１からの出力を電源として動作し、電圧変換回路１４は電圧変換回路１２からの出力を電源として動作する。この電圧出力部１０の各電圧変換回路１１〜１５は、制御ＩＣ９からのスイッチングパルスに応じて動作し、また、所定の電圧を負荷に対して出力するとともに、この出力電圧を制御ＩＣ９に対してフィードバックさせるための端子を具備する。
【００２４】
次に、この電源装置１の起動時の動作について説明する。図２に、起動時の電源装置１の各部における信号タイミングを示す。
タイミングＴ２０１において、まず、直流電源２として例えば乾電池が接続されると（図２（Ａ））、ヒューズ３ａを通じて電圧変換回路４に電圧が加えられ、４Ｖに昇圧された電圧が出力される（図２（Ｂ））。この出力電圧は、リセットＩＣ６を介してＩ／Ｆマイコン５に供給され、Ｉ／Ｆマイコン５が起動される。このとき、Ｉ／Ｆマイコン５の消費電流は十分小さいことから、直流電源２の出力電圧が１Ｖ以下に低下した場合でも、Ｉ／Ｆマイコン５は確実に起動する。
【００２５】
タイミングＴ２０２において、Ｉ／Ｆマイコン５の電源スイッチ５ａがＯＮされると（図２（Ｃ））、Ｉ／Ｆマイコン５からは起動信号が出力される（図２（Ｄ））。この起動信号を受信して、スイッチ７はＯＮ状態となり、電圧変換回路４からの出力電圧が制御ＩＣ９の電源端子９ａに対して供給され（図２（Ｅ））、制御ＩＣ９はスタンバイ状態となる。また、遅延回路８に供給された起動信号は遅延されて、タイミングＴ２０３において、スタンバイ状態となった制御ＩＣ９の起動制御ピン９ｂに対して供給される（図２（Ｆ））。これにより制御ＩＣ９が起動し、電圧出力部１０の各電圧変換回路１１〜１５に対するスイッチングパルスの発振を開始して、これらの動作を制御する（図２（Ｇ））。
【００２６】
このように、制御ＩＣ９は、直流電源２の出力を昇圧した電圧変換回路４からの出力電圧により駆動されるので、負荷電力２５ｍＷ以上の重負荷時において、直流電源２からの出力電圧が１Ｖ以下に低下した場合でも、所定の出力レベルおよびデューティ比のスイッチングパルスを安定的に発振することが可能となる。また、Ｉ／Ｆマイコン５、スイッチ７および遅延回路８の作用により、制御ＩＣ９は、電圧変換回路４からの電圧供給を受けてスタンバイ状態となった後に、遅延回路８を通過した起動信号を受信して電圧出力部１０の動作制御を開始するので、重負荷時において、起動する際に電圧変換回路４からの出力電圧の供給を確実に受けて、正常に起動することが可能となる。さらに、Ｉ／Ｆマイコン５によって制御ＩＣ９への電源電圧印加を起動時に行うように制御することによって、制御ＩＣ９による消費電力を抑制することが可能となっている。
【００２７】
次に、電圧出力部１０について説明する。
電圧出力部１０において、電圧変換回路１１および１２は直流電源２からの出力を電源として動作する。このうち、出力電圧が５Ｖの電圧変換回路１１は、昇圧比が約４倍以上と高いことから、安定した昇圧動作を行うために出力段にチャージポンプ回路を具備した構成をなしている。
【００２８】
ここで、図３に電圧変換回路１１の回路構成例を示す。
電圧変換回路１１は、入力端子として、直流電源２からの出力電圧の入力を受ける電源端子１１ａと、制御ＩＣ９からのスイッチングパルスの入力を受けるパルス入力端子１１ｂとを具備し、また出力端子として、負荷に対して５Ｖの電圧を出力する出力端子１１ｃと、これと同じ電圧を制御ＩＣ９の具備するエラーアンプへフィードバックするためのフィードバック端子１１ｄを具備している。
【００２９】
この電圧変換回路１１は、図３に示すように、ゲートがパルス入力端子１１ｂに接続され、ソースが接地されたトランジスタＱ１１と、一端が電源端子１１ａに接続され、他端がトランジスタＱ１１のドレインに接続されたチョークコイルＬ１１と、アノードがトランジスタＱ１１とチョークコイルＬ１１との結合点に接続されたダイオードＤ１１と、このダイオードＤ１１のカソードに一端が接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１１と、アノードがダイオードＤ１１のカソードに接続されたダイオードＤ１２と、一端がトランジスタＱ１１のドレインに接続され、他端がダイオードＤ１２のカソードに接続されたコンデンサＣ１２と、アノードがダイオードＤ１２のカソードに接続されたダイオードＤ１３と、一端がダイオードＤ１３のカソードに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１３によって構成される。また、負荷への出力端子１１ｃおよびエラーアンプへのフィードバック端子１１ｄは、ともにダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３との結合点に接続されている。
【００３０】
ここで、トランジスタＱ１１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであり、パルス入力端子１１ｂからのスイッチングパルスに応じてＯＮ／ＯＦＦの状態をとることにより、スイッチング素子として機能する。また、ダイオードＤ１１、Ｄ１２およびＤ１３はショットキーダイオードである。
【００３１】
この電圧変換回路１１は、トランジスタＱ１１、チョークコイルＬ１１、ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１によりなる従来の昇圧型コンバータに加えて、ダイオードＤ１２とコンデンサＣ１２、およびダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３よりなる２段のチャージポンプ回路が出力段に配置された構成をなしている。
【００３２】
次に、図４にこの電圧変換回路１１における各部の信号出力タイミングを概念的に示し、この図４を使用して電圧変換回路１１の動作を説明する。なお、図４では、説明を簡単にするために、スイッチングパルスのデューティ比を１：１として示している。また、以下の説明では、ダイオードＤ１１、Ｄ１２およびＤ１３による電圧降下を無視している。
【００３３】
Ｔ４０１のタイミングにおいて、パルス入力端子１１ｂよりスイッチングパルスが入力されると、トランジスタＱ１１がＯＮされ、チョークコイルＬ１１が励磁されて磁気エネルギーを蓄積する。Ｔ４０２のタイミングにおいて、スイッチングパルスの入力が切断され、トランジスタＱ１１がＯＦＦされると、チョークコイルＬ１１からの磁気エネルギーの放出によって電圧Ｖｌが発生し、コンデンサＣ１１およびＣ１３の両端には、この電圧Ｖｌに電源端子１１ａからの入力電圧Ｖｉｎが重畳された電圧Ｖｏがともに印加されて、コンデンサＣ１１およびＣ１２は充電される。なお、この電圧Ｖｏは、トランジスタＱ１１、チョークコイルＬ１１、ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１によってなる従来の昇圧型コンバータの出力電圧となっている。
【００３４】
Ｔ４０３のタイミングにおいて、スイッチングパルスの印加によりトランジスタＱ１１が再びＯＮされた時点では、コンデンサＣ１１の電荷により導通状態のダイオードＤ１２を通じてコンデンサＣ１２が充電され、コンデンサＣ１２の両端には電圧Ｖｏが発生する。このとき、ダイオードＤ１１はカットオフ状態となって、コンデンサＣ１１の電荷がトランジスタＱ１１側に流れることを阻止する。さらに、ダイオードＤ１３もカットオフ状態となり、コンデンサＣ１３の電荷がトランジスタＱ１１側に洩れることを阻止する。また、この後チョークコイルＬ１１が再び励磁される。
【００３５】
Ｔ４０４のタイミングにおいて、スイッチングパルスの切断によりトランジスタＱ１１がＯＦＦされると、トランジスタＱ１１のドレインに発生する電圧Ｖｏに、コンデンサＣ１２の両端の電圧Ｖｏが重畳されて、この電圧２ＶｏによりコンデンサＣ１３が充電され、コンデンサＣ１３の両端には電圧２Ｖｏが発生する。このとき、ダイオードＤ１２のカソード電圧は２Ｖｏ、アノード電圧はＶｏとなるので、ダイオードＤ１２はカットオフ状態となり、コンデンサＣ１１は電圧Ｖｏにより充電される。
【００３６】
以上の動作が繰り返されることにより、コンデンサＣ１３の両端には、従来の昇圧型コンバータの出力電圧の２倍である電圧２Ｖｏが常に発生し、この電圧２ＶｏがコンデンサＣ１３により平滑されて、出力端子１１ｃより負荷に対して出力される。また、これとともにフィードバック端子１１ｄより、同じ電圧２Ｖｏが制御ＩＣ９のエラーアンプに供給されて予め定めた電圧と比較され、この比較信号に応じて発振回路のスイッチングパルス出力が制御される。なお、出力端子１１ｃからの出力電圧は、電圧変換回路１３および１５の電源としても供給される。
【００３７】
また、この電圧変換回路１１では、チャージポンプ回路をさらに多くの段数だけ配置することにより、さらに高い昇圧比を得ることが容易に可能となる。例えば図３の電圧変換回路１１の出力段にさらに１段のチャージポンプ回路を設ける場合は、チャージポンプ回路のコンデンサの一端をダイオードＤ１２のカソードに接続し、ダイオードのアノードをダイオードＤ１３のカソードに接続する。このように、出力段にチャージポンプ回路を複数段設けた構成とした場合、この段数の合計をＭとすると、従来の昇圧型コンバータと比較して約Ｍ倍の出力電圧を得ることが可能となる。
【００３８】
ところで、このように出力段にチャージポンプ回路を具備する電圧変換回路１１において、チャージポンプの倍率をＮ、トランジスタＱ１１がＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、電源端子１１ａの入力電圧Ｖｉｎと出力端子１１ｃの出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、次の式（２）で表される。
【００３９】
【数２】
直流電源２として乾電池を使用する上記の電源装置１の場合、Ｖｉｎが１Ｖの周辺の値を取ることがあり得るが、この例としてＶｉｎを１Ｖ、Ｖｏｕｔを５Ｖとし、さらにＮ＝２とした場合を想定すると、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝３：２となり、Ｔｏｎの区間のデューティは６０％となる。従って、デューティ比に余裕が生まれるため、負荷電力２５ｍＷ以上といった重負荷時において、Ｖｉｎが１Ｖ以下に低下した場合でも、確実に起動して所定の電圧を出力することができる。また、定常動作時でもデューティ比に余裕があるため、Ｖｉｎの変動に対して安定的に動作することができる。このような起動および定常動作の際に、上述したように、制御ＩＣ９が電圧変換回路４からの出力電圧により起動されることにより、乾電池による直流電源２の出力レベルが低下した場合でも、電圧変換回路１１には所定の出力レベルおよびデューティ比のスイッチングパルスが安定的に供給されるため、起動および動作の安定性がさらに高まる。
【００４１】
また、チャージポンプ回路の設置段数を調節して倍率Ｎを任意に設定することにより、昇圧比を任意に設定することが可能であることから、出力電圧に対する設定時のスイッチングパルスのデューティ比を安定的に動作する領域に設定することができるため、昇圧比を高めた場合にも確実な起動および安定的な動作がなされる。
【００４２】
次に、電圧出力部１０における他の電圧変換回路１２〜１５の回路構成について説明する。３Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１２は、直流電源２の発生電圧に対して３倍程度昇圧する能力があればよい。また、最も高い１５Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１３は、５Ｖの電圧を出力する電圧変換回路１１からの出力電圧を電源として使用することにより、昇圧率を３倍に抑制することができる。従って、これらの電圧変換回路１２および１３は、ともに従来の昇圧型コンバータと同様の構成とした場合でも、スイッチングパルスのデューティ比が大きく偏ることがなく、安定的に動作することが可能である。
【００４３】
ここで、図５に、これらを代表して電圧変換回路１２の回路構成例を示す。なお、電圧変換回路１３においても、トランジスタ、チョークコイル、ダイオードおよびコンデンサの配置は同様となる。
【００４４】
図５に示す電圧変換回路１２は、従来の昇圧型コンバータとして図８に示した電圧変換回路１００と同様の構成を有しており、同じ構成部品には同じ記号を付し、ここでは回路構成の説明は省略する。
【００４５】
この電圧変換回路１２では、このスイッチングパルスによってトランジスタＱ２１がＯＮからＯＦＦされると、チョークコイルＬ２１の磁気エネルギーによる逆起電圧と電源端子１２ａの電圧とが重畳され、この重畳電圧によりコンデンサＣ２１が充電される。また、次にトランジスタＱ２１がオンすると、コンデンサＣ２１からこの重畳電圧が平滑されて出力端子１２ｃおよびフィードバック端子１２ｄに出力され、昇圧された電圧が取り出される。
【００４６】
この電圧変換回路１２では、スイッチングパルスのデューティ比の偏りが小さく、また上述したように制御ＩＣ９からスイッチングパルスの安定的な供給を受けられることから、直流電源２の出力電圧の低下に対しても安定した動作が行われる。また、同様の構成を有する電圧変換回路１３では、上述したように電圧変換回路１１から安定的に出力される５Ｖの電圧を電源として昇圧比を抑制したことにより、スイッチングパルスの安定供給と併せて、１５Ｖの高電圧を安定して出力することが可能となっている。
【００４７】
次に、図６に電圧変換回路１４の回路構成を示す。
図６に示す電圧変換回路１４は、従来から使用されている一般的な降圧型コンバータである。この電圧変換回路１４は、ソースに電圧変換回路１２の出力電圧が入力され、ゲートに制御ＩＣ９からのスイッチングパルスが入力される、ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであるトランジスタＱ４１と、アノードが接地され、カソードがトランジスタＱ４１のドレインに接続されたダイオードＤ４１と、一端がトランジスタＱ４１のドレインに接続され、他端が負荷およびエラーアンプへの出力となっているチョークコイルＬ４１と、一端がチョークコイルＬ４１の出力側に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ４１によって構成される。
【００４８】
この電圧変換回路１４において、スイッチングパルスの供給によりトランジスタＱ４１がＯＮされると、入力電圧と出力電圧との差によりチョークコイルＬ４１が励磁され、ダイオードＤ４１はカットオフされる。その後トランジスタＱ４１がＯＦＦされると、ダイオードＤ４１が導通して、チョークコイルＬ４１による磁気エネルギーがコンデンサＣ４１に充電される。従って、コンデンサＣ４１の両端には入力電圧より低い電圧が発生して、この電圧が負荷およびエラーアンプに対して出力される。
【００４９】
ところで、１．５Ｖの電圧を出力する場合は、直流電源２の出力電圧の領域とクロスすることから、直流電源２から直接電圧の供給を受ける構成の回路にすると、電圧の変動に伴って動作が不安定になる場合がある。このため、上記の電圧変換回路１４では、電圧変換回路１２から３Ｖの電圧の安定的な供給を受けて、この電圧を降圧することによって、安定した起動および定常動作を可能としている。
【００５０】
次に、図７に電圧変換回路１５の回路構成例を示す。
図７に示す電圧変換回路１５は、従来から使用されている一般的な反転型コンバータである。この電圧変換回路１５は、ソースに電圧変換回路１１の出力電圧が入力され、ゲートに制御ＩＣ９からのスイッチングパルスが入力される、ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであるトランジスタＱ５１と、一端がトランジスタＱ５１のドレインに接続され、他端が接地されているチョークコイルＬ５１と、カソードがトランジスタＱ５１のドレインに接続され、アノードが負荷およびエラーアンプへの出力となっているダイオードＤ５１と、一端がダイオードＤ５１のアノードに接続され、他端が接地されたコンデンサＣ５１によって構成される。
【００５１】
この電圧変換回路１５において、スイッチングパルスの供給によりトランジスタＱ５１がＯＮされると、電圧変換回路１１からの入力電圧によりチョークコイルＬ５１が励磁され、ダイオードＤ５１はカットオフされる。その後トランジスタＱ５１がＯＦＦされると、ダイオードＤ５１が導通して、チョークコイルＬ５１による磁気エネルギーがコンデンサＣ５１に充電されるが、このとき、コンデンサＣ５１の両端には負電圧が発生して、この負電圧が負荷およびエラーアンプに対して出力される。
【００５２】
この電圧変換回路１５では、−７．５Ｖの電圧を出力するために直流電源２の出力電圧を直接昇圧した場合では、昇圧率が高く、スイッチングパルスのデューティ比が極端に偏ってしまい、動作が不安定になることから、電圧変換回路１１から５Ｖの電圧の安定的な供給を受けて、デューティ比に余裕を持たせることにより、安定した起動および定常動作を可能としている。
【００５３】
以上のように、電圧出力部１０では、直流電源２から５Ｖの電圧を得るためにチャージポンプ回路を具備する電圧変換回路１１を使用し、この出力電圧を使用して従来からの昇圧型コンバータによりさらに昇圧することによって、重負荷時においても、直流電源２と比較して比較的高い電圧を安定的に出力することが可能となっている。
【００５４】
なお、上記の電源装置１では、制御ＩＣ９に対する起動信号を遅延させるための遅延回路８を単体の外部回路として設けたが、例えば、Ｉ／Ｆマイコン５に遅延された起動信号を出力するための専用ポートを設け、Ｉ／Ｆマイコン５の内部において所定の遅延タイミングを生成し、このタイミングに従って専用ポートから起動信号を出力して、制御ＩＣ９の起動制御ピン９ｂに供給するような構成としてもよい。
【００５５】
また、電圧出力部１０内の各電圧変換回路１１〜１５と、電圧変換回路４とを、同一のＩＣ内に集積させて実現してもよい。さらに、電圧出力部１０に対する制御ＩＣ９と、電圧変換回路４にスイッチングパルスを供給してこの動作を制御する図示しない制御回路とを、同一のＩＣとして実現してもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電源装置では、電池による発生電圧が、第１の電圧変換手段によって昇圧され、この昇圧された電圧により動作制御手段および起動制御手段が駆動される。起動制御手段は、スイッチ手段から電源制御信号が出力されると始動し、動作制御手段は、起動制御手段の制御により、第１の電圧変換手段からの出力電圧の供給が開始された後、一定時間後に起動信号を受信する。これによって、重負荷時において、電池の出力電圧が、動作制御手段を正常に起動させることが不可能な電圧まで低下した場合にも、スイッチ手段が電源制御信号を出力するのに応じて、第１の電圧変換手段によって昇圧された電圧によって動作制御手段が確実に起動し、第２の電圧変換手段を安定的に制御するようになり、負荷に対して安定的に電圧を供給することが可能となる。また、起動制御手段も、第１の電圧変換手段による昇圧電圧によって駆動されるので、電池の出力電圧低下時に、より確実に動作制御手段を起動させて、負荷に安定的に電圧を供給することができる。
【００５７】
また、例えば、第２の電圧変換手段は、出力段にチャージポンプ回路部が配置されているため、動作制御回路の安定動作と併せて、昇圧比が高い場合でも、電池の出力電圧低下にかかわらず、重負荷に対して安定した電圧出力を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置の概略構成例を示す図である。
【図２】起動時の電源装置の各部における信号タイミングを示す図である。
【図３】５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図４】５Ｖ出力の電圧変換回路における各部の信号出力タイミングを概念的に示す図である。
【図５】３Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図６】１．５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図７】−７．５Ｖ出力の電圧変換回路の回路構成例を示す図である。
【図８】従来の昇圧型の電圧変換回路の構成例を示す図である。
【図９】従来の電源回路における負荷電力と起動可能電圧との関係の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
１……電源装置、２……直流電源、３ａ、３ｂ……ヒューズ、４……電圧変換回路、５……Ｉ／Ｆマイコン、６……リセットＩＣ、７……スイッチ、８……遅延回路、９……制御ＩＣ、９ａ……電源端子、９ｂ……起動制御ピン、１０……電圧出力部、１１、１２、１３、１４、１５……電圧変換回路
Claims (7)
- 電池によって発生される電圧を調整して所定の負荷に出力する電源装置において、
前記電池による発生電圧を昇圧する第１の電圧変換手段と、
前記電池による発生電圧を所定の電圧に変換して前記所定の負荷に出力する第２の電圧変換手段と、
前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動され、起動信号の受信に応じて、スイッチングパルスを出力して前記第２の電圧変換手段の動作を制御する動作制御手段と、
電源制御信号を出力するスイッチ手段と、
前記電源制御信号の受信時に前記第１の電圧変換手段からの出力電圧を前記動作制御手段に対して導通させる開閉手段、および、前記開閉手段が導通してから一定時間後に前記動作制御手段に対して起動信号を出力する起動信号遅延手段を具備し、前記第１の電圧変換手段からの出力電圧によって駆動される起動制御手段と、
を有することを特徴とする電源装置。 - 前記電池による発生電圧を昇圧する、または反転させる場合、前記第２の電圧変換手段は、出力段にチャージポンプ回路部が配置された構成をなすことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 前記第２の電圧変換手段は、
ゲートに前記スイッチングパルスの入力を受け、ソースが接地されたスイッチング素子、一端より前記電池からの出力電圧が入力され、他端が前記スイッチング素子のドレインに接続された第１のチョークコイル、アノードが前記スイッチング素子に接続された第１のダイオード、および、一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が接地された第１のコンデンサによってなる昇圧型電圧変換回路部と、
アノードが前記第１のダイオードのカソードに接続された第２のダイオード、および、一端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、他端が前記第２のダイオードのカソードに接続された第２のコンデンサによってなる第１段目の前記チャージポンプ回路部と、
アノードが前記第２のダイオードのカソードに接続され、カソードが前記所定の負荷への出力および前記動作制御手段への帰還出力とされた第３のダイオード、および、一端が前記第３のダイオードのカソードに接続され、他端が接地された第３のコンデンサによってなる第２段目の前記チャージポンプ回路部と、
によって構成されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。 - 前記第２の電圧変換手段の出力段には３段以上の前記チャージポンプ回路部が配置されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
- 前記動作制御手段によって動作が制御され、前記第２の電圧変換手段からの出力電圧を所定の電圧に変換して出力する第３の電圧変換手段をさらに有することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
- 前記第１および第２の電圧変換手段は同一の半導体集積回路として構成されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 前記動作制御手段は半導体集積回路として構成され、前記第２の電圧変換手段とともに前記第１の電圧変換手段の動作の制御も行うことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
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