JP2010114802A

JP2010114802A - 無線通信装置および電源装置

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Publication number: JP2010114802A
Application number: JP2008287463A
Authority: JP
Inventors: Hironao Yanai; 寛直谷内; Shigeo Kusunoki; 繁雄楠; Tetsuo Kimura; 哲雄木村; Akihito Kato; 昭仁加藤; Kazuhiko Saito; 和彦齋藤
Original assignee: Sony Ericsson Mobile Communications Japan Inc
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2008-11-10
Filing date: 2008-11-10
Publication date: 2010-05-20
Also published as: CN101741403A; EP2184832A1; EP2184832B1; CN101741403B; US20100120475A1; US8406824B2

Abstract

【課題】バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して、比較的高効率、大電流で電力を供給する比較的小型の電源装置および無線通信装置を提供する。
【解決手段】電源装置１０は、バッテリ２０の電圧で充電される大容量コンデンサ１４を備え、コンデンサ１４に対してバッテリ２０から充電を行う第１の経路と、バッテリ２０をコンデンサ１４と直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段（ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３）をさらに備える。負荷（電力増幅器４０）のアイドル期間に第１の経路を形成し、非アイドル期間に第２の経路を形成するようスイッチング手段を制御することにより、非アイドル期間にバッテリ電圧とコンデンサ１４のチャージ電圧の和の電圧を負荷に供給する。
【選択図】図３

Description

本発明は、バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置およびこれを用いた無線通信装置に関する。

近年、携帯電話端末等の無線通信装置は、高機能化、多用途化のため、電池（バッテリ）の長寿命化が課題となっている。携帯電話端末用の二次電池として、現在、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）電池が広く利用されている。リチウムイオン電池に限らず、電池は放電するとその出力電圧（すなわちバッテリ電圧）が下がる。バッテリ電圧が各部品やＩＣの動作電圧の動作電圧の下限付近になると、誤作動を防ぐため、電池の残容量が無いことが表示され、端末の機能が停止される。

携帯電話端末においてバッテリ電圧が低くて使えない領域でボトルネックとなるのは電力増幅器（ＰＡ）、特にＧＳＭ／ＥＤＧＥ向けのＰＡである。これは、電波を基地局まで飛ばすために、大電力が必要となるためである。電力＝電圧×電流であり、バッテリ電圧が下がることで通信方式に規定された最大出力を得ることができなくなる。

従来、低出力電圧のリチウムイオン電池を電源に用いて、高出力電圧の電池とレギュレータを使用した場合と同程度の効率でＲＦパワーアンプに電力を供給することができる電源回路およびそれを用いた時分割多重化方式の無線通信装置が提案されている（特許文献１参照）。この電源回路では、昇圧型ＤＣＤＣコンバータを用いて、バッテリから供給される電源電圧を電力増幅器（ＰＡ）用の所望の電圧に持ち上げて、一旦、容量に蓄え、送信を行う場合にこの容量に蓄えられた電圧を電力増幅器に供給する。バッテリ電圧Ｖbatと、容量にチャージされる電圧Ｖchargeの関係は、常に、Ｖcharge＞Ｖbatとなる。
特開平６−２５２８２０号公報

上記従来技術のように、バッテリ電圧の低下の対策として、昇圧型ＤＣＤＣコンバータを用いるという手段もあるが、ＧＳＭ向けＰＡは最大電流で３Ａを必要とし、これを満たすＤＣＤＣコンバータは大型であり、携帯機器に載せるのは困難もしくは、商品としての魅力を損ねる結果となる。

そこで、小型、大電流の供給が可能なＰＡへの電源供給手段が要求される。

本発明はこのような背景においてなされたものであり、バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して、比較的大電流で電力を供給することができる比較的小型の電源装置およびそれを用いた無線通信装置を提供しようとするものである。

本発明による無線通信装置は、バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置と、この電源装置を制御する制御手段とを備え、前記電源装置は、コンデンサと、前記コンデンサに対して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備える。前記制御手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう前記スイッチング手段を制御することにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する。

このように、スイッチング手段を制御して、負荷のアイドル期間と非アイドル期間とで第１の経路と第２の経路を切り替えることにより、負荷のアイドル期間にコンデンサをバッテリで充電し、非アイドル期間にコンデンサの充電電圧をバッテリ電圧に足し合わせて負荷に供給する。

バッテリ電圧を監視するバッテリ電圧監視部をさらに備え、前記制御手段は、前記バッテリ電圧が所定の電圧以上である場合、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加するようにしてもよい。これにより、バッテリ電圧が比較的高い間はバッテリ出力を直接利用することにより、電源装置の効率をより向上させることができる。

前記制御手段は、前記コンデンサのチャージ電圧を調整する機能をさらに備えてもよい。これにより、前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和がほぼ一定となるようにすることができる。

前記制御手段は、前記電力増幅器に対するパワー制御に応じて、前記バッテリ電圧のみで動作可能な出力パワーレベルの範囲では、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加するようにしてもよい。これにより、電力増幅器の必要とされるパワーレベルが比較的小さい間はバッテリ出力を直接利用することにより、電源装置の効率をより向上させることができる。

本発明による他の無線通信装置は、バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置と、この電源装置を制御する制御手段とを備える。前記電源装置は、コンデンサと、バッテリ電圧を降圧して前記コンデンサを充電する降圧ＤＣＤＣコンバータと、前記コンデンサに対して前記降圧ＤＣＤＣコンバータを介して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備える。前記制御手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう前記スイッチング手段を制御することにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する。降圧ＤＣＤＣコンバータを利用することにより、高効率の電圧変換の実現が期待できる。

本発明は、上記各無線通信装置に利用される電源装置としても把握することができる。

本発明によれば、スイッチング手段を制御して、負荷のアイドル期間に非アイドル期間に充電したコンデンサの充電電圧を、非アイドル期間にバッテリ電圧に足し合わせて負荷に供給する。これにより、負荷に対して、比較的大電流で電力を供給することができる。また、昇圧型のＤＣＤＣコンバータは不要なので、電源装置の小型化が図れる。

以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係る電源装置を用いた時分割多重化通信方式の無線通信装置の概略構成を示している。時分割多重化通信方式としてはＧＳＭ用のＴＤＭＡ方式を想定している。すなわち、通話時には割り当てられた伝送フレーム上のタイムスロットで信号の送信および受信を行う。送信と受信には異なる周波数帯が用いられる。

送信信号処理回路７１は、マイク７２から入力された音声信号をアナログ・デジタル変換し、得られたデジタル音声信号を帯域圧縮し、所定のタイムスロット内で送信周波数の搬送波信号を変調して送信信号として電力増幅器（ＰＡ）４０へ入力する。電力増幅器４０は、電源装置１０から動作電圧を受けて、制御部６０の制御下で入力信号の電力増幅を行う。電力増幅器４０の出力はアンテナ共用器９１を介してアンテナ９２に接続され、所定の周波数の電波として送信される。

一方、アンテナ９２で受信された信号はアンテナ共用器９１を介して受信信号処理回路８１に入力される。受信信号処理回路８１は、受信信号を増幅・復調し、さらに伸長して音声信号に復号し、スピーカ８２から音声として出力する。

バッテリ２０の出力電圧は、電源装置１０に入力され、より高い電圧ＰＡＶccとして、制御部６０の制御下で、所定のタイミングで電力増幅器４０に印加される。バッテリは、Ｌｉ−ｉｏｎ、Ｌｉポリマー等の二次電池であり、その出力電圧が電力増幅器４０の少なくとも必要電源電圧の１／２以上であるものである。

制御部６０は、無線通信装置の各部を制御する部位であり、ＣＰＵ等により構成される。

図示しないが、制御部６０、送信信号処理回路７１、受信信号処理回路８１等の動作電力もバッテリ２０から供給される。

図２は、図１内の電源装置１０の内部回路を、制御部６０および電力増幅器４０とともに示した回路図である。電力増幅器４０が、本発明における間欠的に動作する負荷（パルス動作する負荷）を構成している。

電源装置１０は、第１のスイッチ１１（ＳＷ１）、第２のスイッチ１２（ＳＷ２）、第３のスイッチ１３（ＳＷ３）、大容量コンデンサ（キャパシタ）１４、ツェナー（Zener）ダイオード１５、および電圧監視部１６により構成されている。大容量コンデンサ１４としては、電気二重層コンデンサ、リチウムイオンコンデンサ、セラミックコンデンサ等がある。

スイッチ１３（ＳＷ３）は、バッテリ２０の正電圧端子を電力増幅器４０の電源端子に選択的に接続する。ＳＷ３の入力端は、ＳＷ１，ＳＷ２の直列接続回路を介して接地される。ＳＷ３の出力端と、ＳＷ１、ＳＷ２の接続点との間に大容量コンデンサ１４が介挿される。また、この大容量コンデンサ１４と並列に、ツェナーダイオード１５がそのカソードをＳＷ３側として接続される。

本実施の形態では、ＳＷ１はＰ型ＭＯＳＦＥＴ、ＳＷ２はＮ型ＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成している。ＳＷ１の許容電流は最大電流３Ａを満たすことが望ましい。また、ＳＷ１、ＳＷ２のオン抵抗は、所定の低抵抗値（この例では０．２Ω以下）であることが望ましい。ＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗は電源装置の効率を決める重要なパラメータだからである。例えば、バースト電流２Ａ、ＰＡ電源電圧（ＰＡＶcc）３．５Ｖ、ＳＷ１のオン抵抗０．２Ωの場合、ＳＷ１のオン抵抗で１２％のエネルギー損失が推測される。ＳＷ１、ＳＷ２は、それぞれのゲート端子に制御部６０からの第１の制御信号Ｃｔｒ１が印加され、一方がＯＮのとき他方がＯＦＦとなるような相補的な動作を行う。

ＳＷ３を構成する要素としてはＭＥＭＳ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ等が候補として挙げられる。コストの点ではＰ型ＭＯＳＦＥＴが適正である。ＳＷ１、ＳＷ２と同様に低オン抵抗が望ましい。また、ＳＷ３の許容電流は最大電流４００ｍＡ以上が望ましい。

本実施の形態において、本発明の「スイッチング手段」は、大容量コンデンサ１４に対してバッテリ２０から充電を行う第１の経路と、バッテリ２０を大容量コンデンサ１４と直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能である。具体的には、バッテリ２０の出力端と接地との間に接続され相補的にＯＮ／ＯＦＦするＳＷ１およびＳＷ２と、バッテリ４０の出力端を大容量コンデンサ１４の一端に選択的に接続するＳＷ３とにより構成される。大容量コンデンサ１４の他端はＳＷ１およびＳＷ２の接続点に接続される。

ＳＷ３は単純なＯＮ／ＯＦＦの機能を有するのみであるので、バッテリ電圧Ｖbatと、容量にチャージされる電圧Ｖchargeの関係は、Ｖcharge≦Ｖbatとなる。本実施の形態では、電力増幅器４０が動作していないアイドル状態では、電圧監視部１６で設定された電圧以上の電圧は大容量コンデンサ１４にチャージされない。電圧監視部１６は、大容量コンデンサ１４にチャージされた電圧を検知し、ＳＷ３へＯＮ／ＯＦＦ制御信号を出力する。具体的には、大容量コンデンサ１４のチャージ電圧が所望の電圧以下の場合、ＳＷ３がＯＮとなる制御信号を出力し、所望の電圧またはそれ以上の場合、ＳＷ３がＯＦＦとなる制御信号を出力する。ＳＷ３の一方の端子に印加される最大電圧は非アイドル期間においてＶcc＋Vchargeとなる。図２の構成で、ＳＷ３にＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＳＷ３に入力されるＯＦＦ信号電圧はＶccとなる。非アイドル期間における、大容量コンデンサからバッテリへの逆流を防止するにはＳＷ３のゲート閾値電圧Ｖthは、Ｖth＜−Vchargeである必要がある。ＳＷ３の制御信号をバッファを介して、ＯＦＦ信号の電圧がＶcc＋Vcharge以上となるようにする場合、上記のゲート閾値電圧の制限はない。

大容量コンデンサ１４の容量は比較的大きい値（この例では１７ｍＦ以上）であることが好ましい。ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は同様に効率の観点から、内部抵抗値０．２Ω以下であることが望ましい。

ツェナーダイオード１５は、大容量コンデンサ１４の保護を目的とするものである。ツェナーダイオード１５の選定基準として、オン電圧が、ＰＡの動作電圧上限以上、大容量コンデンサ１４の最大定格以下のものとする。

電圧監視部１６は、大容量コンデンサ１４の出力電圧を監視し、この監視結果に基づいて第２の制御信号Ｃｔｒ２を生成し、これによりＳＷ３を制御するコンデンサ電圧監視部である。電圧監視部１６の電源電圧はバッテリ２０から直接供給するのが望ましい。電圧監視部１６は、制御信号Ｃｔｒ２として、大容量コンデンサ１４のチャージ電圧Ｖchargeが所定のターゲット電圧Ｖｔ未満のときＳＷ３のＯＮ信号を出力し、ターゲット電圧Ｖｔ以上のときＳＷ３のＯＦＦ信号を出力する。ＳＷ３にＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、制御信号Ｃｔｒ２は、チャージ電圧Ｖchargeが所定のターゲット電圧Ｖｔ未満のとき低レベル（０Ｖ）、Ｖcharge以上のとき高レベル（Ｖcc）とする。ＳＷ３を制御する電圧監視部１６のゲート閾値電圧は、大容量コンデンサ１４にチャージする電圧Ｖchargeとの兼ね合いで決まる。すなわち、ゲート閾値電圧を調整することにより、ＳＷ３がＯＦＦするタイミングを変化させ、Ｖchargeを調整することができる。

電力増幅器４０の信号入力端子ＲＦinputには、図１の送信信号処理回路７１の出力が入力される。電力増幅器４０は、ＧＳＭ向け等、ＴＤＭＡ変調向けのＰＡである。一般的なＧＳＭ向け電力増幅器４０は、電力増幅器４０のＯＮ／ＯＦＦを制御する端子を有するので、ＳＷ１，ＳＷ２の制御信号としては電力増幅器４０のＯＮ／ＯＦＦ制御信号と同期した信号、もしくはＯＮ／ＯＦＦ制御信号を分岐して用いることで、回路の簡素化が図れる。

次に、図２に示した電源装置１０の動作を図３（ａ）（ｂ）の動作説明図を参照しながら説明する。図３（ａ）は電力増幅器４０がアイドル状態のときの動作を示し、図３（ｂ）は電力増幅器４０の動作時（すなわちＲＦ送信時）の動作を示している。
（１）電力増幅器４０がアイドル状態にあるとき、制御部６０からの第１の制御信号Ｃｔｒ１により、ＳＷ１＝ＯＦＦ、ＳＷ２＝ＯＮとなる。またこのとき、大容量コンデンサ１４の電圧Ｖchargeが規定のターゲット電圧Ｖｔに達していないとする。したがって、電圧監視部１６からの制御信号Ｃｔｒ２により、ＳＷ３＝ＯＮの状態になる。その結果、図３（ａ）に太矢印で示すように、バッテリ２０からＳＷ３、大容量コンデンサ１４を経てＳＷ２につながる電流の第１の経路に沿って、バッテリ２０から大容量コンデンサ１４に電荷がチャージ（充電）される。
（２）大容量コンデンサ１４の電圧Ｖchargeが規定のターゲット電圧Ｖｔに達したら、電圧監視部１６の出力Ｃｔｒ２が切り替わり、ＳＷ３＝ＯＦＦとなる。
（３）図３（ｂ）に示すように、ＲＦの送信時に、制御部６０により、電力増幅器４０を選択的に能動化（Ｅｎａｂｌｅ）するＯＮ／ＯＦＦ制御信号が出力される。制御部６０はまた、図の例では、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号を分岐して生成した第１の制御信号Ｃｔｒ１によりＳＷ１、ＳＷ２を制御している。このとき、ＳＷ１＝ＯＮ、ＳＷ２＝ＯＦＦ、ＳＷ３＝ＯＦＦとなる。その結果、図３（ｂ）に太矢印で示すように、バッテリ２０を大容量コンデンサ１４と直列に接続する電流の第２の経路が形成される。これにより、電力増幅器４０の電源電圧ＰＡＶccは、バッテリ電圧Ｖbatと、電気二重層にチャージされた電圧Ｖchargeとの和となる。すなわち、ＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeとなる。この構成により、バッテリ電圧Ｖbatが電力増幅器４０の必要とする電圧未満であっても、電力増幅器４０を動作させることが可能となる。
（４）送信状態が終わると、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号が切り替わり、その結果、ＳＷ１，ＳＷ２も切り替わり、それぞれＯＦＦ、ＯＮの状態に戻る。また、大容量コンデンサ１４は放電により電圧が下がるため、電圧監視部１６の出力Ｃｔｒ２が切り替わり、ＳＷ３もＯＦＦに戻る。すなわち、電源装置１０は、図３（ａ）の状態にもどる。

このような本実施の形態の構成により、バッテリ電圧Ｖbat＝２．５Ｖを基に、ＰＡＶcc＝３．８５Ｖを電力増幅器４０に供給することができた。また、電源装置１０の回路の最適化で９０％の効率を見込んでいる。

図４は、図２に示した電源装置１０の動作を説明するための主要部の信号や電圧の波形を示した波形図である。図では、電力増幅器４０の出力ＲＦoutput、制御部６０からの制御信号Ｃｔｒ１(ＯＮ／ＯＦＦ制御信号）、電圧監視部１６からの制御信号Ｃｔｒ２、電力増幅器４０への印加電圧ＰＡＶccの各波形を示している。制御信号Ｃｔｒ１が低レベルの期間が、電力増幅器４０がアイドル状態となるアイドル期間であり、制御信号Ｃｔｒ１が高レベルの期間が非アイドル期間である。

ＲＦ出力（ＲＦoutput）が停止する時点ｔ１で大容量コンデンサ１４の電荷が放電されＰＡＶccは急激に低下する。これを検出した電圧監視部１６は制御信号Ｃｔｒ２を低レベルとする。これによりＳＷ３が導通し、大容量コンデンサ１４への充電が開始される。時点ｔ２で充電電圧Ｖchargeが所定電圧に達したとき、制御信号Ｃｔｒ２が高レベルとなり、ＳＷ３が遮断され、大容量コンデンサ１４が充電が停止される。時点ｔ３で制御信号Ｃｔｒ１が高レベルとなったとき、ＳＷ１がＯＮ、ＳＷ２がＯＦＦとなり、図３（ｂ）に示したような導通経路により、ＰＡＶccがＶchargeとＶbatの和である高い電圧へジャンプする。これにより、ＲＦ出力が発生する。以下、上記のステップの繰り返しとなる。

次に図５に、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置１０ａおよびその周辺回路を示す。図２に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

図２の構成では、バッテリ２０から放電が進むにつれてバッテリ電圧が低下すると説明したが、図６のバッテリ放電カーブの電力増幅器４０の動作電圧の範囲の場合においては、バッテリ出力をそのまま電力増幅器４０に印加した方が電力変換効率が高い。そこで、電圧監視部５０（バッテリ電圧監視部）での監視結果を電源制御部１７へ通知する。電圧監視部５０は、一般に用いられるバッテリの残量モニタと共用してもよい。バッテリ電圧が所定の電圧以上である場合、電源制御部１７および電圧監視部１６を制御して、常時、ＳＷ１＝ＯＦＦ、ＳＷ２＝ＯＮ、ＳＷ３＝ＯＮとすることで、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を電力増幅器４０に印加する。バッテリ電圧が所定の電圧未満となったときには、図２の構成と同様の動作を行う。

図６に、図４の構成の動作の説明図を示す。バッテリ電圧（Ｖbat）が所定の電圧以上である場合の動作をバッテリモードと呼び、バッテリ電圧（Ｖbat）がそのままＰＡＶccとなる。バッテリ電圧（Ｖbat）が所定の電圧未満となったときの動作をスイッチングモードと呼ぶ。このとき、バッテリ電圧（Ｖbat）が上記の作用により昇圧されてＰＡＶccとなる。両モードの切替は、電圧監視部５０の出力に基づいて電源制御部１７が行う。制御部６０から出力されるＯＮ／ＯＦＦ制御信号は、一旦、電源制御部１７に入力されて、Ｃｔｒ１がＳＷ１，ＳＷ２に入力される。バッテリモードの時は、制御信号Ｃｔｒ１としては、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号の高／低に依らず常に高レベルが出力される。

図７は、本発明の第３の実施の形態に係る電源装置１０ｂおよびその周辺回路を示す。図２、図４に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

本実施の形態では、電圧監視部５０の出力に基づいて、電源制御部１７ａが電圧監視部１６ｂで検知するターゲット電圧を制御し、大容量コンデンサ１４にチャージする電圧Ｖchargeを制御する。これによって、Ｖbatの変化をＶchargeで補い、スイッチモードにおけるバースト部のＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeをほぼ一定にする。

これによるメリットは次のとおりである。
（１）スイッチモードにおいて、ＰＡＶccを電力増幅器４０の適正な電源電圧に設定することにより、電力増幅器４０の動作安定性および送信電力効率の良いところで動作させることができる。
（２）Ｖchargeが固定の場合に比べて、より放電容量の大きいところ、バッテリ電圧の低下したところでも使用が可能である。

図８に、本発明の第３の実施の形態についての動作を表したグラフを示す。グラフ（ｃ）はバッテリ電圧（Ｖbat）を示し、グラフ（ａ）は上記実施の形態でのＰＡ電源電圧（ＰＡＶcc）である。これに対して、グラフ（ｂ）は本実施の形態におけるＶchargeの制御がある場合のＰＡ電源電圧（ＰＡＶcc）を示している。グラフ（ｂ）から分かるように、本実施の形態でのスイッチングモードでは、Ｖchargeを可変にしてＶbatの低下を補うため、ＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeは、広い範囲でフラットになる。したがって、実質的にバッテリ２０の長寿命化が図れる。

図９に、本発明の第４の実施の形態に係る電源装置１０ｃおよびその周辺回路を示す。先に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

電力増幅器４０は、通例、基地局からの通信状態によって、パワー制御がなされる。最大パワー時においては、ＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeの動作電圧が必要であっても、中低パワー時にはバッテリ電圧Ｖbatのみで十分である場合がある。このような中低パワー時にはバッテリモードとすることで、送信電力効率を上げることができる。第４の実施の形態の回路構成および動作は、第２の実施の形態とほぼ同様である。第２の実施の形態からの変更点として、制御部６０ａから電源制御部１７ｂに対して、電力増幅器４０のパワーレベルとしてのターゲット出力レベルに応じた信号を入力し、この信号に応じて、バッテリモードとスイッチングモードを切り替える。

すなわち、図１０のＰＡ入力対ＰＡ出力のグラフに示すように、Ｖbat＋Ｖchargeの電源電圧が必要なパワーレベルの範囲Ｉではスイッチングモードとし、Ｖbatのみで動作可能な出力パワーレベルの範囲IIではバッテリモードとする。パワーレベルに基づくモードの切替は、不安定な切替を生じないように、２つの閾値Ｐｔｈ１，Ｐｔｈ２でヒステリシスをもって行われる。

図１１に、本発明の第５の実施の形態に係る電源装置１０ｄおよびその周辺回路を示す。先に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

上述した実施の形態では、スイッチ制御のみで、バッテリ２０から大容量コンデンサ１４にチャージを行った。しかしこの場合、バッテリ電圧とチャージ電圧の差分が電流となって、スイッチやコンデンサの内部抵抗で消費され、損失となる。そこで、本実施の形態では、ＤＣＤＣコンバータ１８およびダイオード１９を介して、高効率でＶchargeに近い電圧Ｖdcdcを生成して大容量コンデンサ１４にチャージするようにした。これにより、高効率の電圧変換を実現できる。ダイオード１９は、バースト時の電流の逆流を防止するためのダイオードスイッチとして機能する。ダイオード１９のオン抵抗は電力変換効率に影響があるため、オン抵抗の低いもの（例えばショットキダイオード）が望ましい。ＤＣＤＣコンバータ１８としては、降圧型でバッテリ２０の上下限電圧の範囲で動作可能であることが必要とされる。また、その最大出力電流は本実施の形態では４００ｍＡ以上としている。この回路構成の動作は、図１２（ａ）（ｂ）に示すとおりである。すなわち、
（１）図１２（ａ）の電力増幅器４０がアイドル状態において、ＳＷ１＝ＯＦＦ、ＳＷ２＝ＯＮの状態となって、大容量コンデンサ１４に電荷がチャージされる。このときダイオード１９に印加される電圧は順方向なのでダイオード１９はＯＮとなる。また、このとき、大容量コンデンサ１４にチャージされる電圧はＤＣＤＣコンバータ１８の出力電圧Ｖdcdcとダイオードのオン電圧Ｖonから、
Ｖcharge＝Ｖdcdc−Ｖon
で決まる。逆に、ＤＣＤＣコンバータ１８の適正な出力電圧Ｖdcdcは上式より決定する。
（２）図１２（ｂ）に示すＲＦの送信時に、制御部６０より、電力増幅器４０を能動化するＯＮ／ＯＦＦ制御信号が出力されるとともに、制御信号Ｃｔｒ１によりＳＷ１、ＳＷ２を切り替える。このとき、ＳＷ１＝ＯＮ、ＳＷ２＝ＯＦＦとなる。電力増幅器４０の電源電圧ＰＡＶccは、バッテリ電圧Ｖbatと、電気二重層にチャージされた電圧Ｖchargeの和、ＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeとなる。これにより、バッテリ電圧Ｖbatが電力増幅器４０の必要とする電圧未満であっても電力増幅器４０を動作させることが可能となる。なお、このときダイオード１９には逆方向電圧が印加されるため、ダイオード１９はＯＦＦとなり、ＤＣＤＣコンバータ１８ヘの電流の逆流が防止される。
（３）送信状態が終わると、電力増幅器４０のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が切り替わり、ＳＷ１，ＳＷ２が切り替わる。また、大容量コンデンサ１４は放電によりその電圧が下がるため、ＤＣＤＣコンバータ１８の出力電圧がチャージ電圧Ｖchargeより大きくなり、ダイオード１９はＯＮ状態となる。このようにして上記（１）の状態に戻る。

図１３に、本発明の第６の実施の形態に係る電源装置１０ｅおよびその周辺回路を示す。先に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

この実施の形態は、図５に示した第２の実施の形態と図１１に示した第５の実施の形態とを組み合わせたものである。すなわち、図１１の降圧ＤＣＤＣコンバータ１８を利用する形態に、図５に示した第２の実施の形態のバッテリモードとスイッチングモードの概念を導入したものである。この実施の形態では、電圧監視部１６（１６ａ）は存在せず、ＳＷ３は電源制御部１７からの制御信号Ｃｔｒ２により制御される。電源制御部１７は、バッテリ電圧Ｖbatが高い間はＳＷ３をＯＮにして、バッテリ電圧ＶbatをそのままＰＡＶccとして用いる。バッテリ電圧Ｖbatより低下したときはＳＷ３をＯＦＦにして、Ｖbat＋ＶchargeをＰＡＶccとして用いる。

図１４に、本発明の第７の実施の形態に係る電源装置１０ｆおよびその周辺回路を示す。先に示した回路の構成要素と同様の要素には同じ参照番号を付して、重複した説明を省略する。

この実施の形態は、図１３に示した第６の実施の形態の変形例を示すものである。換言すれば、図１３の第６の実施の形態に、図９に示した第４の実施の形態のパワーレベルに応じた制御の概念を導入したものである。

第４の実施の形態と同様に、電力増幅器４０は、基地局からの通信状態によって、パワー制御がなされる。最大パワー時においては、ＰＡＶcc＝Ｖbat＋Ｖchargeの動作電圧が必要であっても、中パワー時にバッテリ電圧Ｖbatで十分な場合がある。さらに、Ｖbatより低い電圧Ｖdcdcのみで十分である場合、ＤＣＤＣコンバータ１８の出力をそのまま電力増幅器４０に印加する第３の動作モード（ＤＣＤＣモードと呼ぶ）とする。このような動作モードの切替により、効率を上げることができる。回路構成および動作は第６の実施の形態とほぼ同様である。変更点として、制御部６０ａから電源制御部１７ｂに対して、電力増幅器４０のターゲット出力レベルに応じた信号を入力し、この信号に応じて、電源制御部１７ｂがバッテリモードとスイッチングモードとＤＣＤＣモードを切り替える。

すなわち、図１５のＰＡ入力対ＰＡ出力のグラフに示すように、ＰＡＶccとして、Ｖbat＋Ｖchargeの電源電圧が必要なパワーレベルの範囲Ｉではスイッチングモードとし、Ｖbatのみで動作可能な出力パワーレベルの範囲IIではバッテリモードとする。また、Ｖbatより低い電圧で動作可能な出力パワーレベルの範囲IIIでは、ＤＣＤＣモードとする。パワーレベルに基づくモードの切替は、不安定な切替を生じないように、それぞれの範囲の間の切替に２つの閾値でヒステリシスをもって行われる。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、バッテリを電源として間欠的に動作する負荷の一例として電力増幅器を挙げたが、これに限るものではない。また、無線通信装置は携帯電話端末の例を挙げたがこれに限るものではない。

本発明の実施の形態に係る電源装置を用いた時分割多重化通信方式の無線通信装置の概略構成を示す図である。図１内の電源装置の内部回路を、制御部および電力増幅器とともに示した回路図である。図２に示した電源装置の動作説明図である。図２に示した電源装置の動作を説明するための主要部の信号や電圧の波形を示した波形図である。本発明の第２の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示す図である。図４の構成の動作の説明図である。本発明の第３の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示す図である。本発明の第３の実施の形態についての動作を表したグラフである。本発明の第４の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示す図である。本発明の第４の実施の形態についての動作を説明するためのグラフである。本発明の第５の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示すグラフである。本発明の第５の実施の形態の回路構成の動作の説明図である。本発明の第６の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示す図である。本発明の第７の実施の形態に係る電源装置およびその周辺回路を示す図である。本発明の第７の実施の形態についての動作を説明するためのグラフである。

符号の説明

１０，１０ａ〜１０ｆ…電源装置、１１…第１のスイッチ（ＳＷ１）、１２…第２のスイッチ（ＳＷ２）、１３…第３のスイッチ（ＳＷ３）、１４…大容量コンデンサ、１５…ツェナーダイオード、１６…電圧監視部（コンデンサ電圧監視部）、１７，１７ａ，１７ｂ…電源制御部、１８…ＤＣＤＣコンバータ、１９…ダイオード、２０…バッテリ、４０…電力増幅器、５０…電圧監視部（バッテリ電圧監視部）、６０…制御部、７１…送信信号処理回路、７２…マイク、８１…受信信号処理回路、８２…スピーカ、９１…アンテナ共用器、９２…アンテナ

Claims

バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置と、
この電源装置を制御する制御手段とを備え、
前記電源装置は、
コンデンサと、
前記コンデンサに対して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備え、
前記制御手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう前記スイッチング手段を制御することにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する
無線通信装置。
前記スイッチング手段は、
前記バッテリの出力端と接地との間に接続され相補的にＯＮ／ＯＦＦする第１および第２のスイッチと、
前記バッテリの出力端を前記コンデンサの一端に選択的に接続する第３のスイッチとを備え、
前記コンデンサの他端は前記第１および第２のスイッチの接続点に接続される
請求項１に記載の無線通信装置。
前記間欠的に動作する負荷は時分割多重化方式の通信装置に用いられる電力増幅器である請求項１に記載の無線通信装置。
前記制御手段は、
前記電力増幅器を選択的に能動化するとともに、前記第１および第２のスイッチを制御する第１の制御信号を発生する制御部と、
前記コンデンサの出力電圧を監視し、この監視結果に基づいて前記第３のスイッチを制御する第２の制御信号を発生するコンデンサ電圧監視部と
を備える請求項３に記載の無線通信装置。
バッテリ電圧を監視するバッテリ電圧監視部をさらに備え、前記制御手段は、前記バッテリ電圧が所定の電圧以上である場合、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加する請求項４に記載の無線通信装置。
前記制御手段は、前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和がほぼ一定となるように前記バッテリー電圧監視部と前記コンデンサ電圧監視部を制御することにより、バッテリ電圧の変動に応じて前記コンデンサのチャージ電圧を調整する機能をさらに備える請求項５に記載の無線通信装置。
前記制御手段は、前記電力増幅器に対するパワー制御に応じて、前記バッテリ電圧のみで動作可能な出力パワーレベルの範囲では、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加する請求項４に記載の無線通信装置。
バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置と、
この電源装置を制御する制御手段とを備え、
前記電源装置は、
コンデンサと、
バッテリ電圧を降圧して前記コンデンサを充電する降圧ＤＣＤＣコンバータと、
前記コンデンサに対して前記降圧ＤＣＤＣコンバータを介して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備え、
前記制御手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう前記スイッチング手段を制御することにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する
無線通信装置。
前記間欠的に動作する負荷は時分割多重化方式の通信装置に用いられる電力増幅器である請求項８に記載の無線通信装置。
前記スイッチング手段は、
前記バッテリの出力端と接地との間に接続され相補的にＯＮ／ＯＦＦする第１および第２のスイッチを備え、
前記コンデンサは前記降圧ＤＣＤＣコンバータと前記第１および第２のスイッチの接続点との間に接続される
請求項９に記載の無線通信装置。
前記降圧ＤＣＤＣコンバータに並列に接続される第３のスイッチと、
バッテリ電圧を監視するバッテリ電圧監視部とをさらに備え、
前記制御手段は、前記バッテリ電圧が所定の電圧以上である場合、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加する
請求項１０に記載の無線通信装置。
前記制御手段は、前記電力増幅器に対するパワー制御に応じて、前記バッテリ電圧のみで動作可能な出力パワーレベルの範囲では、常時前記第１のスイッチをＯＦＦ、第２のスイッチをＯＮ、第３のスイッチをＯＮとすることにより、アイドル期間か否かによらず、バッテリ出力を前記電力増幅器に印加し、バッテリ電圧より低い電圧で動作可能な出力パワーレベルの範囲では、前記降圧ＤＣＤＣコンバータの出力を前記電力増幅器に印加する請求項１１に記載の無線通信装置。
バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置であって、
コンデンサと、
前記コンデンサに対して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備え、
前記スイッチング手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう制御されることにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する
電源装置。
バッテリを電源として間欠的に動作する負荷に対して電力を供給する電源装置であって、
コンデンサと、
バッテリ電圧を降圧して前記コンデンサを充電する降圧ＤＣＤＣコンバータと、
前記コンデンサに対して前記降圧ＤＣＤＣコンバータを介して前記バッテリから充電を行う第１の経路と、前記バッテリを前記コンデンサと直列に接続する第２の経路とを選択的に形成可能なスイッチング手段とを備え、
前記スイッチング手段は、前記負荷のアイドル期間に前記第１の経路を形成し、非アイドル期間に前記第２の経路を形成するよう制御されることにより、非アイドル期間に前記バッテリ電圧と前記コンデンサのチャージ電圧の和の電圧を前記負荷に供給する
電源装置。
前記間欠的に動作する負荷は時分割多重化方式の通信装置に用いられる電力増幅器である請求項１３または１４に記載の電源装置。