JP3557186B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路等に用いて好適なDC−DCコンバータに関し、特に高効率化を図ったDC−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】
近年のビデオカメラ、デジタルスチールカメラ(DSC)、DSCフォーン等の映像機器は、その映像を取り込むためにCCD(Charge Coupled Devices)を使用している。CCDを駆動するためのCCD駆動回路は、プラス、マイナスの高電圧(十数V)で且つ大電流(数mA)の電源回路を必要とする。現在、この高電圧はスイッチングレギュレータを用いて生成している。
【0003】
スイッチングレギュレータは高性能、即ち高い電力効率(出力電力/入力電力)にて、高電圧を生成することができる。しかし、この回路は電流のスイッチング時に高調波ノイズを発生する欠点があり、電源回路をシールドして用いなければならない。更に外部部品としてコイルを必要とするので小型化が難しいという欠点もある。
【0004】
そこで、そのような欠点を克服するためにスイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータが提案されている。この種のDC−DCコンバータは、例えば電子情報通信学会誌(C−2 Vol.J81−C−2 No.7 pp.600−612 1998年7月)に記載されている。
【0005】
図9、図10は、従来例に係るスイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの回路図である。10は電源電圧Vddを提供する電圧源、C1、C2、C3は各段を構成するコンデンサ、11,12,13は電源電圧Vddと各コンデンサC1,C2,C3の一端との間に設けられたスイッチ、21,22,23は接地電圧(0V)と各コンデンサC1,C2,C3の他端との間に設けられたスイッチである。
【0006】
また、30は電源電圧Vddと1段目のコンデンサC1の接地電圧(0V)の一端の間に設けられたスイッチ、31はコンデンサC1のVdd側の一端と2段目のコンデンサC2の接地電圧(0V)の一端の間に設けられたスイッチ、32はコンデンサC2のVdd側の一端と3段目のコンデンサC3の接地電圧(0V)の一端の間に設けられたスイッチ、33はコンデンサC3のVdd側の一端と出力端子40との間に設けられたスイッチである。Coutは出力容量、50は出力端子40に接続された電流負荷である。このように、このスイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータは3段構成であり、その動作は次の通りである。
【0007】
図8に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオンさせ、スイッチ30〜33をオフする。すると、コンデンサC1〜C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に並列に接続され、充電が行われる。これにより、各コンデンサC1〜C3の電圧V1〜V3はVddとなる。出力端子40における出力電流をIoutとすると、各コンデンサC1〜C3の充電電流は2Ioutである。
【0008】
次に、図9に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオフさせ、スイッチ30〜33をオンする。すると、コンデンサC1〜C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)から切り離されると共に、相互に直列に接続され、放電が行われる。そして、コンデンサ結合効果により、電圧V1は2Vddに、電圧V2は3Vddに、電圧V3(=Vout)は4Vddにそれぞれ昇圧される。出力端子40における出力電流をIoutとすると、電源VddからコンデンサC1に流れる電流は2Ioutである。
【0009】
このように、スイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータは、電源電圧Vddを供給することにより、出力端子40から4Vddという高電圧が得られる。
【0010】
ここで、DC−DCコンバータの理論効率ηは出力電力/入力電力で定義される。図8及び図9に対応するスイッチの切り換え期間が同じであり、スイッチ等により全ての電圧ロスを無視すると、
入力電力=4×2Iout/2×Vdd=Iout×4Vdd
出力電力=Iout×4Vdd
故に、理論効率η=100%である。
【0011】
一般には、n段のスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータによれば、(n+1)Vddの出力電圧が得られる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータでは、Vddステップの昇圧電圧が得られるのみである。スイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータを電源回路として利用する場合、所望の出力電圧に設定するために、レギュレータによって降圧による電圧調整が行われる。ところが、DC−DCコンバータの出力電圧(n+1)Vddと所望の出力電圧との開きが大きいと電源回路の効率が悪化してしまうという欠点があった。
【0013】
そこで、本発明は、Vddより小さなステップの出力電圧、例えば、1.5Vdd,2.5Vdd、3.5Vdd・・・を発生することが可能なDC−DCコンバータを提供することにより、電源回路の効率を向上させることを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明のDC−DCコンバータは、第1及び第2のコンデンサを直列もしくは並列に切り換える第1のスイッチを備えた直並列コンデンサと、複数のコンデンサと、 前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとをそれぞれ第1の電圧と第2の電圧の間に並列に接続して充電するための第2のスイッチと、前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとを前記第1の電圧又は前記第2の電圧と出力端子との間に直列に接続して放電するための第3のスイッチとを備え、充電時には前記直並列コンデンサの前記第1及び第2のコンデンサを前記第1及び第2の電圧の間に直列に接続して充電し、放電時には前記第1及び第2のコンデンサを並列に接続することを特徴とするものである。
【0015】
充電時にはコンデンサが直列接続された状態で充電されるので各コンデンサには分圧された電圧(例えば、2個のコンデンサの場合には、0.5Vdd)が充電される。そして、放電時にはコンデンサは並列に接続されるので、分圧された電圧がコンデンサ結合により次段のコンデンサへ伝達される。これにより、Vddより小さなステップの出力電圧、例えば、1.5Vdd,2.5Vdd、3.5Vdd・・・を発生することが可能になる。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施形態について、図面を参照しながら説明する。図1及び図2は、第1の実施形態に係る3段構成のスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータを示す回路図である。
【0017】
10は電源電圧Vddを提供する電圧源である。C11,C12は直並列切り換えスイッチ61,62,63によって直列又は並列に切り換え可能なコンデンサである。スイッチ61がオン、スイッチ62,63がオフすると、コンデンサC11,C12は互いに直列に接続される。反対にスイッチ61がオフ、スイッチ62,63がオンすると、コンデンサC11,C12は互いに並列に接続される。以下、このような構成のコンデンサC11,C12を直並列コンデンサと呼ぶことにする。
【0018】
11は電源電圧VddとコンデンサC11の一端との間に設けられたスイッチ、21は接地電圧(0V)と各コンデンサC12の一端との間に設けられたスイッチである。
【0019】
C2、C3はそれぞれ2段目、3段目を構成するコンデンサである。12,13は電源電圧Vddと各コンデンサC2,C3の一端との間に設けられたスイッチ、22,23は接地電圧(0V)と各コンデンサC2,C3の他端との間に設けられたスイッチである。
【0020】
上述のスイッチ11〜13、21〜23はコンデンサC11,C12,C2,C3を電源電圧Vddに接続するための充電スイッチ群を構成している。
【0021】
また、30は電源電圧Vddと1段目のコンデンサC12の接地電圧(0V)側の一端の間に設けられたスイッチ、31はコンデンサC11のVdd側の一端と2段目のコンデンサC2の接地電圧(0V)の一端の間に設けられたスイッチ、32はコンデンサC2のVdd側の一端と3段目のコンデンサC3の接地電圧(0V)の一端の間に設けられたスイッチ、33はコンデンサC3のVdd側の一端と出力端子40との間に設けられたスイッチである。Coutは出力容量、50は出力端子40に接続された電流負荷である。
【0022】
上述したスイッチ30〜33は、コンデンサC11,C12,C2,C3を直列に接続して放電を行うための、放電スイッチ群を構成している。
【0023】
なお、上記のスイッチ11〜13,21〜23,30〜33,61〜63は、いずれもMOSトランジスタで構成することにより、DC−DCコンバータをICの中に集積化することができる。
【0024】
次に、図1、図2及び図3を参照しながら、上述した構成のスイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの第1の動作例を説明する。図3は、スイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの第1の動作例を説明するタイミング図である。
【0025】
図1に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオンさせ、スイッチ30〜33をオフする。同時に、スイッチ61をオンさせ、スイッチ62,63をオフさせる。
【0026】
すると、コンデンサC11,C12は直列に接続された状態で、電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に接続され、充電がなされる。コンデンサC2,C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に並列に接続され、充電が行われる。
【0027】
これにより、コンデンサC11とC12の接続点の電圧V0は0.5Vddとなり、コンデンサC11の高電圧側の電圧V1はVddとなる。すなわち、各コンデンサC11,C12は0.5Vddに充電される。ただし、各コンデンサC11,C12が有する容量値は等しいとする。もし、各コンデンサC11,C12が有する容量値が異なれば、コンデンサC11とC12の接続点の電圧V0は0.5Vddにはならず、容量比で定まる電圧となる。
【0028】
コンデンサC2,C3の電圧V2,V3はいずれもVddとなる。出力端子40における出力電流をIoutとすると、コンデンサC11,C12の充電電流はIout、コンデンサC2,C3の充電電流は2Ioutである。
【0029】
次に、図2に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオフさせ、スイッチ30〜33をオンする。同時に、スイッチ61をオフさせ、スイッチ62,63をオンさせる。
【0030】
すると、コンデンサC11,C12及びC2,C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)から切り離される。同時に、コンデンサC11,C12は並列接続された状態で、コンデンサC2と相互に直列に接続され、コンデンサC2はさらに3段目のコンデンサC3と相互に直列に接続され、放電が行われる。
【0031】
そして、コンデンサ結合効果により、コンデンサC11の電源電圧Vdd側の一端の電圧V1は1.5Vddとなる。これは、コンデンサC11,C12の接続点の0.5Vddに電圧源10のVddが加算されるからである。そして、同様にコンデンサ結合効果により、電圧V2は2.5Vddに、電圧V3(=Vout)は3.5Vddにそれぞれ昇圧される。
【0032】
出力端子40における出力電流をIoutとすると、電源VddからコンデンサC11,C12に流れる電流はそれぞれIoutである。
【0033】
次に、スイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの効率について考察する。この図1及び図2に対応するスイッチの切り換え期間が同じであり、スイッチ等により全ての電圧ロスを無視する。すなわち、図3において、時間t1,t2,t3・・・は等しいものとする。
入力電力=(3×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×3.5Vdd
出力電力=Iout×3.5Vdd
故に、理論効率η=100%である。
【0034】
n段のスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータに拡張すれば、(n+0.5)Vddの出力電圧が得られる。また、1段目のコンデンサC12,C13を常に直列に接続しておけば、(n+1)Vddの出力電圧が得られる。すなわち、1.5Vdd、2Vdd、2.5Vdd、3Vdd、3.5Vdd、・・・というように、0.5Vddステップの出力電圧を発生することが可能であり、しかも理論効率η=100%である。
【0035】
次に、図1、図2及び図4を参照しながら、上述した構成のスイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの第2の動作例を説明する。図4は、スイッチトキャパシタ型のDC−DCコンバータの第2の動作例を説明するタイミング図である。
【0036】
上述した第1の実施形態では、各スイッチの切り換えを同時に行っているが、スイッチの切り換えのタイミングがずれると電流が逆流して流れてしまう。例えば、コンデンサC11,C12,C2,C3を直列に接続して放電を行うためのスイッチ30〜31をオン状態にしたまま、充電用のスイッチ11〜13,21〜23をオンすると、スイッチ30〜31を通して電流が電源電圧Vddに逆流し、昇圧された電圧が降下してしまう。
【0037】
これは、DC−DCコンバータの効率を悪化させる。同様に、充電用のスイッチ11〜13,21〜23をオフさせるより前に、スイッチ30〜31がオンしてしまうと同様に逆流が生じる。また、スイッチ61とスイッチ62,63との関係でも、同時にこれらのスイッチがオンすると、接地電圧(0V)へ電流の逆流が起こり、同様に、昇圧された電圧が降下してしまい、DC−DCコンバータの効率を悪化させる。
【0038】
そこで、このような電流の逆流を防止するために、スイッチ11〜13,21〜23がスイッチングする時には、他のスイッチ30〜33,スイッチ61〜63は全てオフにしておくことが必要である。
【0039】
以下、図1、図2、図4を参照しながらスイッチの制御ステップについて説明する。まず、全てのスイッチをオフした状態で、充電スイッチ11〜13,21〜23をオンする(図4中の▲1▼)。次に、スイッチ61をオンしてコンデンサC11,C12を直列接続する(図4中の▲2▼)。これにより、コンデンサC11,C12,C2,C3は電源電圧Vddからの電流により充電される。コンデンサC11,C12は直列接続された状態で充電される(図1の状態)。
【0040】
次に、スイッチ61オフする(図4中の▲3▼)。これにより、コンデンサC11,C12は非接続状態となる。その後、充電スイッチ11〜13,21〜23をオフする(図4中の▲4▼)。
【0041】
次に、スイッチ62,63をオンする。これにより、コンデンサC11,C12は並列接続される(図4中の▲5▼)。次に、放電スイッチ30〜33をオンする(図4中の▲6▼)。これにより、コンデンサの結合効果により、コンデンサ結合効果により、コンデンサC11の電源電圧Vdd側の一端の電圧V1は1.5Vddとなる。これは、コンデンサC11,C12の接続点の0.5Vddに電圧源10のVddが加算されるからである。そして、同様にコンデンサ結合効果により、電圧V2は2.5Vddに、電圧V3(=Vout)は3.5Vddにそれぞれ昇圧される(図2の状態)。 次に、放電スイッチ30〜33をオフする(図4中の▲7▼)。次に、スイッチ62,63をオフする(図4中の▲8▼)。以上のステップを繰り返すことにより、電流の逆流を招くことなく、昇圧動作を行うことができる。
【0042】
次に、図5及び図6は、第2の実施形態に係る3段構成のスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータを示す回路図である。このスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータは、2段目に直並列コンデンサC21,C22を有している。スイッチ71,72,73はコンデンサC21,C22を直列又は並列に切り換えるスイッチである。他の構成については、第1の実施形態と同様である。
【0043】
このスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータの動作についても第1の実施形態のものと同様に理解することができる。図4に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオンさせ、スイッチ30〜33をオフする。同時に、スイッチ71をオンさせ、スイッチ72,73をオフさせる。
【0044】
すると、コンデンサC21,C22は直列に接続された状態で、電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に接続され、充電がなされる。1段目のコンデンサC1,3段目のコンデンサC3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に並列に接続され、充電がなされる。
【0045】
これにより、コンデンサC21とC22の接続点の電圧V0は0.5Vddとなり、コンデンサC21の高電圧側の電圧V2はVddとなる。すなわち、各コンデンサC21,C22は0.5Vddに充電される。ただし、各コンデンサC21,C22が有する容量値は等しいとする。
【0046】
コンデンサC1,C3の電圧V1,V3はいずれもVddとなる。出力端子40における出力電流をIoutとすると、コンデンサC21,C22の充電電流はIout、コンデンサC2,C3の充電電流は2Ioutである。
【0047】
次に、図6に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオフさせ、スイッチ30〜33をオンする。同時に、スイッチ71をオフさせ、スイッチ72,73をオンさせる。
【0048】
すると、コンデンサC21,C22及びC2,C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)から切り離される。同時に、コンデンサC21,C22は並列接続された状態で、コンデンサC1,C3と相互に直列に接続され、放電が行われる。
【0049】
そして、コンデンサ結合効果により、コンデンサC1の電源電圧Vdd側の一端の電圧V1は2Vddとなる。2段目の電圧V2は2.5Vddとなる。これは、コンデンサC21,C22の接続点の0.5Vddに電圧V1が加算されるからである。そして、同様にコンデンサ結合効果により、電圧V3(=Vout)は3.5Vddにそれぞれ昇圧される。
【0050】
出力端子40における出力電流をIoutとすると、電源VddからコンデンサC1に流れる電流は2Ioutである。これが効率を決める電流である。したがって、本実施形態についても第1の実施形態と同様の条件の下に、
入力電力=(3×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×3.5Vdd
出力電力=Iout×3.5Vdd
が成立する。故に、理論効率η=100%である。
【0051】
また以上の説明から、直並列コンデンサは何段目に挿入しても同じ結果を得ることができることがわかる。なお、電流の逆流を防止するための動作タイミングについては第1の実施形態で説明したもの(図4参照)と同様である。
【0052】
次に、第3の実施形態について図7及び図8を参照しながら説明する。第1及び第2の実施形態はプラスの昇圧電圧を発生するDC−DCコンバータであるが、本実施形態のものは、マイナスの昇圧電圧を発生するDC−DCコンバータである。
【0053】
10は電源電圧Vddを提供する電圧源である。C11,C12はスイッチ81,82,83によって直列又は並列に切り換え可能なコンデンサである。スイッチ81がオン、スイッチ82,83がオフすると、コンデンサC11,C12は互いに直列に接続される。反対にスイッチ81がオフ、スイッチ82,83がオンすると、コンデンサC11,C12は互いに並列に接続される。11は電源電圧VddとコンデンサC11の一端との間に設けられたスイッチ、21は接地電圧(0V)と各コンデンサC12の一端との間に設けられたスイッチである。
【0054】
C2、C3はそれぞれ2段目、3段目を構成するコンデンサである。12,13は電源電圧Vddと各コンデンサC2,C3の一端との間に設けられたスイッチ、22,23は接地電圧(0V)と各コンデンサC2,C3の他端との間に設けられたスイッチである。
【0055】
ここまでは第1の実施形態と同様の構成であるが、以下の構成が異なる。30は接地電圧(0V)と1段目のコンデンサC12の電源電圧(Vdd)側の一端の間に設けられたスイッチ、31はコンデンサC11の接地電圧(0V)側の一端と2段目のコンデンサC2の電源電圧(Vdd)の一端の間に設けられたスイッチ、32はコンデンサC2の接地電圧(0V)側の一端と3段目のコンデンサC3の電源電圧(Vdd)側の一端の間に設けられたスイッチ、33はコンデンサC3の接地電圧(0V)側の一端と出力端子40との間に設けられたスイッチである。
【0056】
なお、Coutは出力容量、50は出力端子40に接続された電流負荷であり、第1の実施形態と同様である。
【0057】
このスイッチトキャパシタ型DC−DCコンバータの動作についても第1及び第2の実施形態のものと同様に理解することができる。図6に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオンさせ、スイッチ30〜33をオフする。同時に、スイッチ81をオンさせ、スイッチ82,83をオフさせる。
【0058】
すると、コンデンサC11,C12は直列に接続された状態で、電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に接続され、充電がなされる。1段目のコンデンサC1,3段目のコンデンサC3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)の間に並列に接続され、充電がなされる。
【0059】
これにより、コンデンサC21とC22の接続点の電圧V0は0.5Vddとなり、コンデンサC21の高電圧側の電圧V2はVddとなる。すなわち、各コンデンサC21,C22は0.5Vddに充電される。ただし、各コンデンサC21,C22が有する容量値は等しいとする。ここで、出力端子40における出力電流をIoutとすると、コンデンサC11,C12の充電電流はIout、コンデンサC2,C3の充電電流は2Ioutである。
【0060】
次に、図7に示すように、スイッチ11〜13及びスイッチ21〜23をオフさせ、スイッチ30〜33をオンする。同時に、スイッチ81をオフさせ、スイッチ82,83をオンさせる。
【0061】
すると、コンデンサC11,C12及びC2,C3は電源電圧Vddと接地電圧(0V)から切り離される。同時に、コンデンサC11,C12は並列接続された状態で、コンデンサC2,C3と相互に直列に接続され、放電が行われる。
【0062】
そして、コンデンサ結合効果により、コンデンサC12の接地電圧(0V)側の端子の電圧V1は−0.5Vddとなる。これはコンデンサC11の電源電圧Vdd側の電圧がVddから0Vに変化したことに伴うものである。すると、2段目の電圧V2は−1.5Vddとなる。これは、コンデンサC2の電源電圧Vdd側の電圧がVddから−0.5Vに変化したことに伴うコンデンサ結合効果によるものである。続いて、3段目の電圧V3は−2.5Vddとなる。これは、コンデンサC3の電源電圧Vdd側の電圧がVddから−1.5Vddに変化したことに伴うコンデンサ結合効果によるものである。
【0063】
こうして、出力端子40から出力電圧Vout=−2.5Vddが得られる。
【0064】
本実施形態については、第1の実施形態と同様の条件の下に、
入力電力=(2×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×2.5Vdd
出力電力=Iout×2.5Vdd
が成立する。故に、理論効率η=100%である。なお、電流の逆流を防止するための動作タイミングについては第1の実施形態で説明したもの(図4参照)と同様である。
【0065】
【発明の効果】
本発明によれば、供給される電源電圧Vddより小さなステップの出力電圧、例えば、1.5Vdd,2.5Vdd、3.5Vdd・・・を発生することが可能なDC−DCコンバータを提供することができる。
特に、DC−DCコンバータを電源回路に適用した場合、電源回路の効率を大幅に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図2】本発明の第1の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図3】本発明の第1の実施形態に係るDC−DCコンバータの第1の動作例を説明するタイミング図である。
【図4】本発明の第1の実施形態に係るDC−DCコンバータの第2の動作例を説明するタイミング図である。
【図5】本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図6】本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図7】本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図8】本発明の第2の実施形態に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図9】従来例に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【図10】従来例に係るDC−DCコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
10 電圧源
11〜13 スイッチ
21〜23 スイッチ
30〜33 スイッチ
40 出力端子
50 電流負荷
61〜63 スイッチ
71〜73 スイッチ
81〜83 スイッチ
C1〜C3 コンデンサ
C11,C12 コンデンサ
C21,C22 コンデンサ
Cout 出力容量
Claims (9)
- 第1及び第2のコンデンサを直列もしくは並列に切り換える第1のスイッチを備えた直並列コンデンサと、複数のコンデンサと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとをそれぞれ第1の電圧と第2の電圧の間に並列に接続して充電するための第2のスイッチと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとを前記第1の電圧又は前記第2の電圧と出力端子との間に直列に接続して放電するための第3のスイッチとを備え、
充電時には前記直並列コンデンサの前記第1及び第2のコンデンサを前記第1及び第2の電圧の間に直列に接続し、放電時には前記第1及び第2のコンデンサを並列に接続することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記第1及び第2のコンデンサは同じ容量値を有することを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
- 前記第1のスイッチ、第2のスイッチ及び第3のスイッチはMOSトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
- 第1及び第2のコンデンサを直列もしくは並列に切り換える第1のスイッチを備えた直並列コンデンサと、複数のコンデンサと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとをそれぞれ高電圧と低電圧の間に並列に接続して充電するための第2のスイッチと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとを前記高電圧と出力端子との間に直列に接続して放電するための第3のスイッチと、を備え、
充電時には前記直並列コンデンサの前記第1及び第2のコンデンサを前記高電圧と低電圧の間に直列に接続し、放電時には前記第1及び第2のコンデンサを並列に接続し、前記出力端子からプラスの昇圧電圧を発生することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記第1及び第2のコンデンサは同じ容量値を有することを特徴とする請求項4に記載のDC−DCコンバータ。
- 前記第1のスイッチ、第2のスイッチ及び第3のスイッチはMOSトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項4に記載のDC−DCコンバータ。
- 第1及び第2のコンデンサを直列もしくは並列に切り換える第1のスイッチを備えた直並列コンデンサと、複数のコンデンサと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとをそれぞれ高電圧と低電圧の間に並列に接続して充電するための第2のスイッチと、
前記直並列コンデンサと前記複数のコンデンサとを前記低電圧と出力端子との間に直列に接続して放電するための第3のスイッチと、を備え、
充電時には前記直並列コンデンサの前記第1及び第2のコンデンサを前記第1及び第2の電圧の間に直列に接続し、放電時には前記第1及び第2のコンデンサを並列に接続し、前記前記出力端子からマイナスの昇圧電圧を発生することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 前記第1及び第2のコンデンサは同じ容量値を有することを特徴とする請求項7に記載のDC−DCコンバータ。
- 前記第1のスイッチ、第2のスイッチ及び第3のスイッチはMOSトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項7に記載のDC−DCコンバータ。
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