JP2000197360A - リンギングチョ―クコンバ―タ - Google Patents
リンギングチョ―クコンバ―タInfo
- Publication number
- JP2000197360A JP2000197360A JP36872798A JP36872798A JP2000197360A JP 2000197360 A JP2000197360 A JP 2000197360A JP 36872798 A JP36872798 A JP 36872798A JP 36872798 A JP36872798 A JP 36872798A JP 2000197360 A JP2000197360 A JP 2000197360A
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- Japan
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- inverter
- minimum load
- transformer
- ringing choke
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 リンギングチョークコンバータの最小負荷時
の効率を改善する。 【解決手段】 ギャップ幅が不均等なコアを有するトラ
ンスと、インバータ６を駆動させる巻線４に接続され、
負荷電流の減少に応じてインバータ６のオンする時間を
遅らせる遅延回路１５とを備えてなることを特徴として
いる。
の効率を改善する。 【解決手段】 ギャップ幅が不均等なコアを有するトラ
ンスと、インバータ６を駆動させる巻線４に接続され、
負荷電流の減少に応じてインバータ６のオンする時間を
遅らせる遅延回路１５とを備えてなることを特徴として
いる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ６のオ
フ時に出力の巻線５に発生する逆起電力を利用したリン
ギングチョークコンバータに関するものであって、最小
負荷時の効率を大幅に高め、機器の待機時の入力電力を
最小にすることにより省エネルギー化を図ろうとするも
のである。
フ時に出力の巻線５に発生する逆起電力を利用したリン
ギングチョークコンバータに関するものであって、最小
負荷時の効率を大幅に高め、機器の待機時の入力電力を
最小にすることにより省エネルギー化を図ろうとするも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来より使用されているコアに
均等なギャップを設けたトランスで、電流に対するイン
ダクタンスの特性は図４のように平坦であるため、最小
負荷時と最大負荷時のインバータ６に流れる電流の傾き
は一定なので、リンギングチョークコンバータは最小負
荷に近づくに従い発振周波数が高くなるため、最小負荷
時の時間当りのスイッチングロスが増大して効率を悪化
させる。また、図５は、従来より使用されている、コア
のギャップを不均等にし、一部を狭く、他の部分を広く
した構造のトランスで、電流に対するインダクタンスの
特性は図６のように、電流の少ない時はインダクタンス
が大きく、電流の多い時はインダクタンスが小さいた
め、最小負荷時のインバータ６に流れる電流の傾きは最
大負荷時の電流の傾きに比べて小さい。よって、最小負
荷時の効率は傾きの小さくなった分改善されるが、図２
の従来のリンギングチョークコンバータに使用しても、
当該回路は出力電流が少ないと、発振周波数が高くな
り、インバータ６のスイッチングロスの時間に占める割
合が大きくなるため、最小負荷時の効率の改善度は低
い。
均等なギャップを設けたトランスで、電流に対するイン
ダクタンスの特性は図４のように平坦であるため、最小
負荷時と最大負荷時のインバータ６に流れる電流の傾き
は一定なので、リンギングチョークコンバータは最小負
荷に近づくに従い発振周波数が高くなるため、最小負荷
時の時間当りのスイッチングロスが増大して効率を悪化
させる。また、図５は、従来より使用されている、コア
のギャップを不均等にし、一部を狭く、他の部分を広く
した構造のトランスで、電流に対するインダクタンスの
特性は図６のように、電流の少ない時はインダクタンス
が大きく、電流の多い時はインダクタンスが小さいた
め、最小負荷時のインバータ６に流れる電流の傾きは最
大負荷時の電流の傾きに比べて小さい。よって、最小負
荷時の効率は傾きの小さくなった分改善されるが、図２
の従来のリンギングチョークコンバータに使用しても、
当該回路は出力電流が少ないと、発振周波数が高くな
り、インバータ６のスイッチングロスの時間に占める割
合が大きくなるため、最小負荷時の効率の改善度は低
い。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記したとおり、リン
ギングチョークコンバータのトランスのコアのギャップ
が図３の従来例のようになっている場合、最小負荷時の
インバータ６の電流の傾きを小さくできないため、図２
の従来のリンギングコンバータに使用すると図９の実験
データの従来例１のように最小負荷時の効率が悪い。ま
た、図５のようにトランスのコアのギャップを部分的に
狭くした場合、リンギングチョークコンバータは、最小
負荷時のインバータ６の電流の傾きが小さいため、図９
の実験データの従来例２のように最小負荷時の効率を改
善できるが、図２の従来のリンギングチョークコンバー
タに使用すると、該コンバータは最小負荷時の発振周波
数が高いため改善には限界がある。
ギングチョークコンバータのトランスのコアのギャップ
が図３の従来例のようになっている場合、最小負荷時の
インバータ６の電流の傾きを小さくできないため、図２
の従来のリンギングコンバータに使用すると図９の実験
データの従来例１のように最小負荷時の効率が悪い。ま
た、図５のようにトランスのコアのギャップを部分的に
狭くした場合、リンギングチョークコンバータは、最小
負荷時のインバータ６の電流の傾きが小さいため、図９
の実験データの従来例２のように最小負荷時の効率を改
善できるが、図２の従来のリンギングチョークコンバー
タに使用すると、該コンバータは最小負荷時の発振周波
数が高いため改善には限界がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本説明は、上記の課題を
解決したものであり、図５のようにトランスのコアのギ
ャップを部分的に狭くして、最小負荷時のインバータ６
の電流の傾きを小さくして最小負荷時の効率を改善する
ようにしたトランスを用い、かつ、図１のリンギングチ
ョークコンバータのように、負荷電流が少なくなるに従
ってインバータ６がオンとなる時間を遅らせる遅延回路
１５を、インバータ６を駆動させる巻線４に接続するこ
とにより、最小負荷時のインバータ６の時間当りのスイ
ッチングロスΔＰを下げて最小負荷時の効率を大幅に改
善しようとするものである。すなわち、ギャップ幅が不
均等なコアを有するトランスと、インバータ６を駆動さ
せる巻線４に接続され、負荷電流の減少に応じてインバ
ータ６のオンする時間を遅らせる遅延回路１５とを備え
てなることを特徴とするリンギングチョークコンバータ
である。
解決したものであり、図５のようにトランスのコアのギ
ャップを部分的に狭くして、最小負荷時のインバータ６
の電流の傾きを小さくして最小負荷時の効率を改善する
ようにしたトランスを用い、かつ、図１のリンギングチ
ョークコンバータのように、負荷電流が少なくなるに従
ってインバータ６がオンとなる時間を遅らせる遅延回路
１５を、インバータ６を駆動させる巻線４に接続するこ
とにより、最小負荷時のインバータ６の時間当りのスイ
ッチングロスΔＰを下げて最小負荷時の効率を大幅に改
善しようとするものである。すなわち、ギャップ幅が不
均等なコアを有するトランスと、インバータ６を駆動さ
せる巻線４に接続され、負荷電流の減少に応じてインバ
ータ６のオンする時間を遅らせる遅延回路１５とを備え
てなることを特徴とするリンギングチョークコンバータ
である。
【０００５】
【発明の実施の形態】インバータ６を駆動させる巻線４
に遅延回路１５を接続する。ギャップの幅が不均等なコ
アを有するトランスにより、インバータ６の電流の傾き
が下げられ、インバータ６のオン時のスイッチングロス
ΔＰ１も下げられているので、遅延回路１５により、イ
ンバータ６のオフ時間が延長されると、時間当りのスイ
ッチングロスΔＰがさらに下げられるため、最小負荷時
の効率を大幅に高めることができる。
に遅延回路１５を接続する。ギャップの幅が不均等なコ
アを有するトランスにより、インバータ６の電流の傾き
が下げられ、インバータ６のオン時のスイッチングロス
ΔＰ１も下げられているので、遅延回路１５により、イ
ンバータ６のオフ時間が延長されると、時間当りのスイ
ッチングロスΔＰがさらに下げられるため、最小負荷時
の効率を大幅に高めることができる。
【０００６】
【実施例】トランスの巻線３のインダクタンスに接続さ
れるインバータ６のオン時の電流と電圧の時間的変化は
図７のようになり、インダクタンスが大きいほど電流の
傾きθは小さくなる。また、インバータ６のオン時のス
イッチングロスΔＰ１は数１で表され、インダクタンス
が大きいほどθが小さくなり、インバータ６のオン時の
スイッチングロスΔＰ１は小さくなることが理解でき
る。
れるインバータ６のオン時の電流と電圧の時間的変化は
図７のようになり、インダクタンスが大きいほど電流の
傾きθは小さくなる。また、インバータ６のオン時のス
イッチングロスΔＰ１は数１で表され、インダクタンス
が大きいほどθが小さくなり、インバータ６のオン時の
スイッチングロスΔＰ１は小さくなることが理解でき
る。
【０００７】
【数１】ΔＰ１＝θ×ｉ（ｔ）×Ｖ（ｔ） ここで θ ： 電流の傾き ｉ(t) ： 電流を表わす式 Ｖ(t) ： 電圧を表わす式
【０００８】また、最小負荷時のインバータ６のオン／
オフ時間（Ｔ）を長くして発振周波数（ｆ）を下げる
と、インバータ６の時間当りのスイッチングロスΔＰも
小さくなり、その関係は数２で表される。このΔＰとＴ
（＝１／ｆ）との関係は図８のようで３あり、Ｔを大き
くすると、数１の効果と数２の効果が併合されるので、
本発明の最小負荷時の効率は大幅に改善されることが理
解できる。
オフ時間（Ｔ）を長くして発振周波数（ｆ）を下げる
と、インバータ６の時間当りのスイッチングロスΔＰも
小さくなり、その関係は数２で表される。このΔＰとＴ
（＝１／ｆ）との関係は図８のようで３あり、Ｔを大き
くすると、数１の効果と数２の効果が併合されるので、
本発明の最小負荷時の効率は大幅に改善されることが理
解できる。
【０００９】
【数２】
【００１０】本発明の図１のリンギングチョークコンバ
ータに図５のトランスを用いて実験した結果を、図２の
リンギングコンバータに図５または図３のトランスを用
いたものと比較して、図９の実験データに示す。図９に
おいて、出力電力２．１ｋＷにおける効率を比較すると
表１のようになる。
ータに図５のトランスを用いて実験した結果を、図２の
リンギングコンバータに図５または図３のトランスを用
いたものと比較して、図９の実験データに示す。図９に
おいて、出力電力２．１ｋＷにおける効率を比較すると
表１のようになる。
【００１１】
【表１】
【００１２】これより、図５のトランスのコアを図１の
リンギングチョークコンバータに用いた実施例の効率は
従来例に比べて高くなっており、ギャップ幅が不均等な
コアを有するトランスと遅延回路とを直列接続すると、
最小負荷時の効率が本発明によって大幅に改善されるこ
とが確認された。
リンギングチョークコンバータに用いた実施例の効率は
従来例に比べて高くなっており、ギャップ幅が不均等な
コアを有するトランスと遅延回路とを直列接続すると、
最小負荷時の効率が本発明によって大幅に改善されるこ
とが確認された。
【００１３】
【発明の効果】本発明は、コアのギャップが不均等なト
ランスを、インバータ６のオフ時間が最小負荷に近づく
につれて長くなるように遅延回路１５を接続したリンギ
ングチョークコンバータに使用することによって、最小
負荷時の効率を大幅に改善することができる。
ランスを、インバータ６のオフ時間が最小負荷に近づく
につれて長くなるように遅延回路１５を接続したリンギ
ングチョークコンバータに使用することによって、最小
負荷時の効率を大幅に改善することができる。
【図１】本発明のリンギングチョークコンバータの基本
回路図である。
回路図である。
【図２】従来のリンギングチョークコンバータの基本回
路図である。
路図である。
【図３】均等なギャップ構造のトランスのコアの断面図
である。
である。
【図４】図３のトランスの電流対インダクタンス特性で
ある。
ある。
【図５】本発明の図１のリンギングチョークコンバータ
に用いられる、ギャップを不均等にした構造のトランス
のコアの断面図である。
に用いられる、ギャップを不均等にした構造のトランス
のコアの断面図である。
【図６】図５のトランスの電流対インダクタンス特性で
ある。
ある。
【図７】インバータのオン時の電流と電圧のインダクタ
ンスの違いによる関係図である。
ンスの違いによる関係図である。
【図８】インバータ６のスイッチングロスとＴ（＝１／
ｆ）との関係図である。
ｆ）との関係図である。
【図９】出力電力対効率の実験結果である。
１、１２ 電解コンデンサ ２ トランス ３、４、５ 巻線 ６ インバータ ７ トランジスタ ８ 制御回路 ９ 抵抗器 １０ コンデンサ １１ ダイオード １３ 出力電圧の誤差検出回路 １４ フォトカプラ １５ 遅延回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB43 BB52 DD04 DD26 EE02 EE07 FD01 FF19 FG04 FG07 FG22 ZZ16
Claims (1)
- 【請求項１】 ギャップ幅が不均等なコアを有するトラ
ンスと、インバータ（６）を駆動させる巻線（４）に接
続され、負荷電流の減少に応じてインバータ（６）のオ
ンする時間を遅らせる遅延回路（１５）とを備えてなる
ことを特徴とするリンギングチョークコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36872798A JP2000197360A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | リンギングチョ―クコンバ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36872798A JP2000197360A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | リンギングチョ―クコンバ―タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000197360A true JP2000197360A (ja) | 2000-07-14 |
Family
ID=18492591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36872798A Pending JP2000197360A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | リンギングチョ―クコンバ―タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000197360A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2370887A (en) * | 2000-09-06 | 2002-07-10 | Murata Manufacturing Co | Ringing choke converter switching power supply unit |
-
1998
- 1998-12-25 JP JP36872798A patent/JP2000197360A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2370887A (en) * | 2000-09-06 | 2002-07-10 | Murata Manufacturing Co | Ringing choke converter switching power supply unit |
| GB2370887B (en) * | 2000-09-06 | 2003-04-16 | Murata Manufacturing Co | Switching power supply unit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Effective date: 20050614 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20080519 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080929 |