JP3171068B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JP3171068B2 JP3171068B2 JP24775195A JP24775195A JP3171068B2 JP 3171068 B2 JP3171068 B2 JP 3171068B2 JP 24775195 A JP24775195 A JP 24775195A JP 24775195 A JP24775195 A JP 24775195A JP 3171068 B2 JP3171068 B2 JP 3171068B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、リンギングチョー
クコンバータ（ＲＣＣ）方式によるスイッチング電源に
関する。
クコンバータ（ＲＣＣ）方式によるスイッチング電源に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＲＣＣ方式によるスイッチング電
源回路を図３に示す。同図において、Ｔはトランスで、
一次主巻線ＮＩ、二次出力巻線Ｎ２および中点タップ付
きの帰還巻線Ｎ３を有している。整流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣ１により一次直流電源Ｓ１が構成され
る。この一次直流電源Ｓ１のマイスス（−）端子と帰還
巻線Ｎ３の中点タップは接続されて共通グランドＧＮＤ
となっている。一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端子は
一次主巻線Ｎ１の巻き始め端から巻き終り端およびスイ
ッチングトランジスタＴｒ１のコレクタからエミッタを
介してグランドＧＮＤに接続されている。スイッチング
トランジスタＴｒ１のベースはダイオードなどの回路素
子を介して帰還巻線Ｎ３の巻き始め端に接続されてい
る。 また、一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端子は、
起動抵抗Ｒ１およびスイッチングトランジスタＴｒ１の
ベースを経由し並びに制御トランジスタＴｒ２のコレク
タからエミッタを介してグランドＧＮＤに接続されてい
る。帰還巻線Ｎ３の巻き終り端は、ダイオードＤ３、抵
抗Ｒ４、フォトトランジスタＰＴおよび制御トランジス
タＴｒ２のベースを経由し並びに抵抗Ｒ３およびコンデ
ンサＣ３の並列回路を介してグランドに接続されてい
る。この一連の回路はコンデンサＣ３の充電時定数回路
を構成している。
源回路を図３に示す。同図において、Ｔはトランスで、
一次主巻線ＮＩ、二次出力巻線Ｎ２および中点タップ付
きの帰還巻線Ｎ３を有している。整流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣ１により一次直流電源Ｓ１が構成され
る。この一次直流電源Ｓ１のマイスス（−）端子と帰還
巻線Ｎ３の中点タップは接続されて共通グランドＧＮＤ
となっている。一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端子は
一次主巻線Ｎ１の巻き始め端から巻き終り端およびスイ
ッチングトランジスタＴｒ１のコレクタからエミッタを
介してグランドＧＮＤに接続されている。スイッチング
トランジスタＴｒ１のベースはダイオードなどの回路素
子を介して帰還巻線Ｎ３の巻き始め端に接続されてい
る。 また、一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端子は、
起動抵抗Ｒ１およびスイッチングトランジスタＴｒ１の
ベースを経由し並びに制御トランジスタＴｒ２のコレク
タからエミッタを介してグランドＧＮＤに接続されてい
る。帰還巻線Ｎ３の巻き終り端は、ダイオードＤ３、抵
抗Ｒ４、フォトトランジスタＰＴおよび制御トランジス
タＴｒ２のベースを経由し並びに抵抗Ｒ３およびコンデ
ンサＣ３の並列回路を介してグランドに接続されてい
る。この一連の回路はコンデンサＣ３の充電時定数回路
を構成している。
【０００３】一方、トランスＴの二次出力巻線Ｎ２側に
おいて、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２により整流平
滑されて二次直流電源Ｓ２が構成されて、出力電圧ＶO
を負荷に供給する。この二次直流電源Ｓ２には、演算増
幅器ＯＰ、フォトダイオードＰＤなどよりなる出力電圧
検出回路ｋが接続されている。なお、このフォトダイオ
ードＰＤは、フォトトランジスタＰＴとフォトカップル
している。
おいて、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２により整流平
滑されて二次直流電源Ｓ２が構成されて、出力電圧ＶO
を負荷に供給する。この二次直流電源Ｓ２には、演算増
幅器ＯＰ、フォトダイオードＰＤなどよりなる出力電圧
検出回路ｋが接続されている。なお、このフォトダイオ
ードＰＤは、フォトトランジスタＰＴとフォトカップル
している。
【０００４】従来のスイッチング電源の概略の回路構成
は以上のようなものであるが、つぎに動作について説明
する。
は以上のようなものであるが、つぎに動作について説明
する。
【０００５】二次出力巻線Ｎ２側の出力電圧検出回路ｋ
は、出力電圧ＶO の変動を常時検出しており、所定電圧
との差が生じると、その差を演算増幅器ＯＰが誤差増幅
して、フォトダイオードＰＤを流れる電流量を変化さ
せ、このフォトダイオードＰＤとフォトカップルしてい
るフォトトランジスタＰＴの電流量を加減して、コンデ
ンサＣ３の充電時定数を変化させて、制御トランジスタ
Ｔｒ２をオン・オフさせ、そしてスイッチングトランジ
スタＴｒ１のデューティを変化させて、出力電圧ＶO を
所定の電圧に保持するものである。
は、出力電圧ＶO の変動を常時検出しており、所定電圧
との差が生じると、その差を演算増幅器ＯＰが誤差増幅
して、フォトダイオードＰＤを流れる電流量を変化さ
せ、このフォトダイオードＰＤとフォトカップルしてい
るフォトトランジスタＰＴの電流量を加減して、コンデ
ンサＣ３の充電時定数を変化させて、制御トランジスタ
Ｔｒ２をオン・オフさせ、そしてスイッチングトランジ
スタＴｒ１のデューティを変化させて、出力電圧ＶO を
所定の電圧に保持するものである。
【０００６】例えば、出力電圧ＶO が上昇すると、フォ
トダイオードＰＤを流れる電流が多くなり、かつ、フォ
トトランジスタＰＴを流れる電流も多くなって、コンデ
ンサＣ３は早く充電されて制御トランジスタＴｒ２を早
くオンさせ、そのため、スイッチングトランジスタＴｒ
１は早くオフして、オン期間が短くなり出力電圧ＶOは
減少方向に制御される。また、この反対に、出力電圧Ｖ
O が低下すると、スイッチングトランジスタＴｒ１のオ
ン期間が長くなり、出力電圧ＶO は上昇方向に制御され
る。いずれの場合においても、出力電圧ＶO は所定の電
圧になるように制御される。
トダイオードＰＤを流れる電流が多くなり、かつ、フォ
トトランジスタＰＴを流れる電流も多くなって、コンデ
ンサＣ３は早く充電されて制御トランジスタＴｒ２を早
くオンさせ、そのため、スイッチングトランジスタＴｒ
１は早くオフして、オン期間が短くなり出力電圧ＶOは
減少方向に制御される。また、この反対に、出力電圧Ｖ
O が低下すると、スイッチングトランジスタＴｒ１のオ
ン期間が長くなり、出力電圧ＶO は上昇方向に制御され
る。いずれの場合においても、出力電圧ＶO は所定の電
圧になるように制御される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＲＣＣ方式のスイッチング電源は、上記フィードバック
制御により定電圧制御は行うものの、入力電圧が高くな
り、かつ、入力電力（負荷）が小さくなると、スイッチ
ングトランジスタＴｒ１のスイッチング周波数が高くな
り、したがって、スイッチングトランジスタＴｒ１のデ
ューティサイクルが短縮して、オン期間が短くなり、コ
ンデンサＣ３を瞬時にしきい値電圧まで充電することが
できずに、制御トランジスタＴｒ２をオンさせて、スイ
ッチングトランジスタＴｒ１をオフさせることができ
ず、出力電圧ＶO が益々上昇していくという問題があっ
た。
ＲＣＣ方式のスイッチング電源は、上記フィードバック
制御により定電圧制御は行うものの、入力電圧が高くな
り、かつ、入力電力（負荷）が小さくなると、スイッチ
ングトランジスタＴｒ１のスイッチング周波数が高くな
り、したがって、スイッチングトランジスタＴｒ１のデ
ューティサイクルが短縮して、オン期間が短くなり、コ
ンデンサＣ３を瞬時にしきい値電圧まで充電することが
できずに、制御トランジスタＴｒ２をオンさせて、スイ
ッチングトランジスタＴｒ１をオフさせることができ
ず、出力電圧ＶO が益々上昇していくという問題があっ
た。
【０００８】そこで、本発明は、充電時定数回路を構成
するフォトトランジスタのコレクタ抵抗にバイパスコン
デンサを並列接続して、時定数コンデンサの充電を急速
に行って、制御素子をしきい値電圧に速く到達させて、
スイッチング素子を瞬時にオン・オフさせることのでき
るスイッチング電源を提供することを目的とする。
するフォトトランジスタのコレクタ抵抗にバイパスコン
デンサを並列接続して、時定数コンデンサの充電を急速
に行って、制御素子をしきい値電圧に速く到達させて、
スイッチング素子を瞬時にオン・オフさせることのでき
るスイッチング電源を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、一次主巻線（Ｎ１）、二次出力巻線（Ｎ
２）および帰還巻線（Ｎ３）を有するトランス（Ｔ）
と、一次直流電源（Ｓ１）に前記一次主巻線（Ｎ１）と
直列接続され、制御端子が前記帰還巻線（Ｎ３）の一端
に接続されたスイッチング素子（Ｑ）と、前記スイッチ
ング素子（Ｑ）の制御端子に接続された制御素子（ＴＲ
１）と、前記制御素子（ＴＲ１）の制御端子と前記帰還
巻線（Ｎ３）との間に接続された出力安定化回路（２）
および過電流保護回路（３）と、前記制御素子（ＴＲ
１）の制御端子に接続された時定数回路（１）と、前記
二次出力巻線（Ｎ２）の出力を整流平滑して得られた二
次直流電源（Ｓ２）と、前記二次直流電源（Ｓ２）に接
続されてフォトダイオードを有する出力電圧検出回路
（５）と、を備えているＲＣＣ方式のスイッチング電源
において、前記出力安定化回路（２）が、ダイオード
（Ｄ３）と、抵抗（Ｒ４）およびコンデンサ（Ｃ４）の
並列回路と、フォトトランジスタ（ＰＴ）との直列回路
からなることを特徴とする。
成するために、一次主巻線（Ｎ１）、二次出力巻線（Ｎ
２）および帰還巻線（Ｎ３）を有するトランス（Ｔ）
と、一次直流電源（Ｓ１）に前記一次主巻線（Ｎ１）と
直列接続され、制御端子が前記帰還巻線（Ｎ３）の一端
に接続されたスイッチング素子（Ｑ）と、前記スイッチ
ング素子（Ｑ）の制御端子に接続された制御素子（ＴＲ
１）と、前記制御素子（ＴＲ１）の制御端子と前記帰還
巻線（Ｎ３）との間に接続された出力安定化回路（２）
および過電流保護回路（３）と、前記制御素子（ＴＲ
１）の制御端子に接続された時定数回路（１）と、前記
二次出力巻線（Ｎ２）の出力を整流平滑して得られた二
次直流電源（Ｓ２）と、前記二次直流電源（Ｓ２）に接
続されてフォトダイオードを有する出力電圧検出回路
（５）と、を備えているＲＣＣ方式のスイッチング電源
において、前記出力安定化回路（２）が、ダイオード
（Ｄ３）と、抵抗（Ｒ４）およびコンデンサ（Ｃ４）の
並列回路と、フォトトランジスタ（ＰＴ）との直列回路
からなることを特徴とする。
【００１０】本発明は、充電時定数回路として機能する
出力安定化回路（２）のフォトトランジスタ（ＰＴ）の
コレクタ抵抗（Ｒ４）にバイパスコンデンサ（Ｃ４）を
並列接続しているので、入力電圧の上昇または入力電力
の低減（軽負荷) によりスイッチング周波数が高くなっ
ても、このバイパスコンデンサ（Ｃ４）を介して、時定
数コンデンサ（Ｃ３）を充電する充電電流が瞬時に流れ
て、制御素子（ＴＲ１）を速くオンさせて、スイッチン
グ素子（Ｑ）を急速にオフさせるので、高くなったスイ
ッチング周波数に追随して出力電圧ＶO を一定電圧に保
つことができる。
出力安定化回路（２）のフォトトランジスタ（ＰＴ）の
コレクタ抵抗（Ｒ４）にバイパスコンデンサ（Ｃ４）を
並列接続しているので、入力電圧の上昇または入力電力
の低減（軽負荷) によりスイッチング周波数が高くなっ
ても、このバイパスコンデンサ（Ｃ４）を介して、時定
数コンデンサ（Ｃ３）を充電する充電電流が瞬時に流れ
て、制御素子（ＴＲ１）を速くオンさせて、スイッチン
グ素子（Ｑ）を急速にオフさせるので、高くなったスイ
ッチング周波数に追随して出力電圧ＶO を一定電圧に保
つことができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例について
図１を参照して説明する。同図において、Ｓ１は一次直
流電源で、整流ダイオードＤ１により商用周波数電源電
圧を整流し、かつ、平滑コンデンサＣ１により平滑して
得られる。Ｔはトランスで、一次主巻線Ｎ１、二次出力
巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を有している。一次直流電
源Ｓ１のマイスス（−）端子と帰還巻線Ｎ３の巻き終り
端は接続されて共通グランドＧＮＤとなっている。
図１を参照して説明する。同図において、Ｓ１は一次直
流電源で、整流ダイオードＤ１により商用周波数電源電
圧を整流し、かつ、平滑コンデンサＣ１により平滑して
得られる。Ｔはトランスで、一次主巻線Ｎ１、二次出力
巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を有している。一次直流電
源Ｓ１のマイスス（−）端子と帰還巻線Ｎ３の巻き終り
端は接続されて共通グランドＧＮＤとなっている。
【００１２】一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端子は一
次主巻線Ｎ１の巻き始め端から巻き終り端およびスイッ
チング素子Ｑのドレインからソースを介してグランドＧ
ＮＤに接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端子
はダイオードなどの回路素子を介して帰還巻線Ｎ３の巻
き始め端に接続されている。
次主巻線Ｎ１の巻き始め端から巻き終り端およびスイッ
チング素子Ｑのドレインからソースを介してグランドＧ
ＮＤに接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端子
はダイオードなどの回路素子を介して帰還巻線Ｎ３の巻
き始め端に接続されている。
【００１３】また、一次直流電源Ｓ１のプラス（＋）端
子とグランドＧＮＤとの間には、起動抵抗Ｒ１およびバ
イアス抵抗Ｒ２の直列回路が接続され、これらの接続点
はスイッチング素子Ｑの制御端子に接続されるととも
に、制御素子を構成する制御トランジスタＴＲ１のコレ
クタに接続されている。なお、制御トランジスタＴＲ１
のエミッタはグランドＧＮＤに接続されている。この制
御トランジスタＴＲ１のエミッタとグランドＧＮＤ間に
は、抵抗Ｒ３と時定数コンデンサＣ３よりなる時定数回
路１が接続されている。
子とグランドＧＮＤとの間には、起動抵抗Ｒ１およびバ
イアス抵抗Ｒ２の直列回路が接続され、これらの接続点
はスイッチング素子Ｑの制御端子に接続されるととも
に、制御素子を構成する制御トランジスタＴＲ１のコレ
クタに接続されている。なお、制御トランジスタＴＲ１
のエミッタはグランドＧＮＤに接続されている。この制
御トランジスタＴＲ１のエミッタとグランドＧＮＤ間に
は、抵抗Ｒ３と時定数コンデンサＣ３よりなる時定数回
路１が接続されている。
【００１４】また、制御トランジスタＴＲ１のベースと
帰還巻線Ｎ３の巻き始め端との間には、出力安定化回路
（充電時定数回路）２が接続されている。この出力安定
化回路２は、ダイオードＤ３と、コレクタ抵抗Ｒ４とバ
イパスコンデンサＣ４の並列回路と、フォトトランジス
タＰＴとの直列回路よりなる。また、ダイオードＤ３の
カソードと制御トランジスタＴＲ１のベースとの間に
は、ダイオードと抵抗よりなる過電流保護回路３が接続
されている。さらに、帰還巻線Ｎ３の巻き始め端とグラ
ンドＧＮＤ間には、ダイオードとコンデンサよりなる発
振安定化回路４が接続されている。
帰還巻線Ｎ３の巻き始め端との間には、出力安定化回路
（充電時定数回路）２が接続されている。この出力安定
化回路２は、ダイオードＤ３と、コレクタ抵抗Ｒ４とバ
イパスコンデンサＣ４の並列回路と、フォトトランジス
タＰＴとの直列回路よりなる。また、ダイオードＤ３の
カソードと制御トランジスタＴＲ１のベースとの間に
は、ダイオードと抵抗よりなる過電流保護回路３が接続
されている。さらに、帰還巻線Ｎ３の巻き始め端とグラ
ンドＧＮＤ間には、ダイオードとコンデンサよりなる発
振安定化回路４が接続されている。
【００１５】一方、トランスＴの二次出力巻線Ｎ２側に
おいて、一次主巻線Ｎ１の逆起電力をダイオードＤ２、
コンデンサＣ２により整流平滑して二次直流電源Ｓ２が
得られ、出力電圧ＶO を負荷に供給する。この二次直流
電源Ｓ２のプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との
間には、出力電圧検出回路５が接続されている。この出
力電圧検出回路５は、抵抗Ｒ５、フォトダイオードＰＤ
およびシャントレギュレータＳＲの直列回路と、分割抵
抗Ｒ６およびＲ７の直列回路との並列回路よりなる。そ
して、分割抵抗Ｒ６およびＲ７の接続点は、シャントレ
ギュレータＳＲの基準端子に接続されている。
おいて、一次主巻線Ｎ１の逆起電力をダイオードＤ２、
コンデンサＣ２により整流平滑して二次直流電源Ｓ２が
得られ、出力電圧ＶO を負荷に供給する。この二次直流
電源Ｓ２のプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との
間には、出力電圧検出回路５が接続されている。この出
力電圧検出回路５は、抵抗Ｒ５、フォトダイオードＰＤ
およびシャントレギュレータＳＲの直列回路と、分割抵
抗Ｒ６およびＲ７の直列回路との並列回路よりなる。そ
して、分割抵抗Ｒ６およびＲ７の接続点は、シャントレ
ギュレータＳＲの基準端子に接続されている。
【００１６】本実施例回路は以上のような構成よりな
り、つぎに動作について説明する。商用周波数電源に一
次直流電源Ｓ１が接続されると、スイッチング素子Ｑが
まず導通する。すると、一次主巻線Ｎ１に正方向の電圧
が誘起する。この一次主巻線Ｎ１の誘起電圧により、二
次出力巻線Ｎ２にも電圧が誘起するが、整流ダイオード
Ｄ２の逆方向極性に阻止されて二次出力巻線Ｎ２側には
電流は流れない。一方、帰還巻線Ｎ３の出力安定化回路
２、過電流保護回路３および時定数回路１には電流が流
れ、時定数コンデンサＣ３を充電して、この充電電圧が
しきい値電圧以上になると制御トランジスタＴＲ１が導
通して、スイッチング素子Ｑをオフさせる。このスイッ
チング素子Ｑがオフすることにより、一次主巻線Ｎ１に
は逆起電力が発生し、この逆起電力により二次出力巻線
Ｎ２に電圧が誘起してこの誘起電圧を整流平滑して二次
直流電源Ｓ２が得られ、負荷に出力電圧ＶO を供給す
る。
り、つぎに動作について説明する。商用周波数電源に一
次直流電源Ｓ１が接続されると、スイッチング素子Ｑが
まず導通する。すると、一次主巻線Ｎ１に正方向の電圧
が誘起する。この一次主巻線Ｎ１の誘起電圧により、二
次出力巻線Ｎ２にも電圧が誘起するが、整流ダイオード
Ｄ２の逆方向極性に阻止されて二次出力巻線Ｎ２側には
電流は流れない。一方、帰還巻線Ｎ３の出力安定化回路
２、過電流保護回路３および時定数回路１には電流が流
れ、時定数コンデンサＣ３を充電して、この充電電圧が
しきい値電圧以上になると制御トランジスタＴＲ１が導
通して、スイッチング素子Ｑをオフさせる。このスイッ
チング素子Ｑがオフすることにより、一次主巻線Ｎ１に
は逆起電力が発生し、この逆起電力により二次出力巻線
Ｎ２に電圧が誘起してこの誘起電圧を整流平滑して二次
直流電源Ｓ２が得られ、負荷に出力電圧ＶO を供給す
る。
【００１７】一方、時定数コンデンサＣ３の充電電圧の
放電と一次主巻線Ｎ１の逆起電力の消失にともない、帰
還巻線Ｎ３に発生したキック電圧によりスイッチング素
子Ｑが再度導通してスイッチング動作を継続することに
なる。
放電と一次主巻線Ｎ１の逆起電力の消失にともない、帰
還巻線Ｎ３に発生したキック電圧によりスイッチング素
子Ｑが再度導通してスイッチング動作を継続することに
なる。
【００１８】ところで、入力電力をＰ1 、一次主巻線Ｎ
１のインダクタンス値をＬ1 、スイッチング素子Ｑのオ
ン・デューティをＤ、入力電圧をＶ1 とすると、スイッ
チング周波数ｆは、下式のようになる。
１のインダクタンス値をＬ1 、スイッチング素子Ｑのオ
ン・デューティをＤ、入力電圧をＶ1 とすると、スイッ
チング周波数ｆは、下式のようになる。
【００１９】ｆ＝Ｄ2 Ｖ1 ／２Ｌ1 Ｐ1 この式からして、入力電圧Ｖ1 が大きくなり、反対に入
力電力Ｐ1 が小さくなって軽負荷になると、スイッチン
グ周波数ｆは、高くなることが理解できる。このよう
に、スイッチング周波数ｆが高くなると、時定数コンデ
ンサＣ３の充電期間が短くなるので、十分な充電電流を
瞬時に流す必要がある。
力電力Ｐ1 が小さくなって軽負荷になると、スイッチン
グ周波数ｆは、高くなることが理解できる。このよう
に、スイッチング周波数ｆが高くなると、時定数コンデ
ンサＣ３の充電期間が短くなるので、十分な充電電流を
瞬時に流す必要がある。
【００２０】本実施例回路においては、出力安定化回路
（充電時定数回路）２のコレクタ抵抗Ｒ４に並列にバイ
パスコンデンサＣ４を接続しているので、スイッチング
周波数ｆが高くなると、このバイパスコンデンサＣ４の
インピーダンスＺ（１／２πｆＣ）が小さくなり、充電
電流はこのバイパスコンデンサＣ４をバイパスして主と
して流れるようにない、フォトトランジスタＰＴを瞬時
にオンさせると同時に、急速に時定数コンデンサＣ３を
しきい値まで充電して、制御トランジスタＴＲ１をオン
させて、スイッチング素子Ｑをオフさせることができ
る。図３は入力電力Ｐ1 に対するフォトトランジスタ通
過電流ＩPT特性を示すもので、破線はバイパスコンデン
サＣ４を接続しない前の従来例の通過電流ＩPT特性、実
線はバイパスコンデンサＣ４を接続した後の本実施例の
通過電流ＩPT特性である。従来例の場合よりも、本実施
例の方がフォトトランジスタ通過電流ＩPTが多くなって
おり、その分、時定数コンデンサＣ３の充電電流も多く
なって急速充電を行っていることが予測できる。
（充電時定数回路）２のコレクタ抵抗Ｒ４に並列にバイ
パスコンデンサＣ４を接続しているので、スイッチング
周波数ｆが高くなると、このバイパスコンデンサＣ４の
インピーダンスＺ（１／２πｆＣ）が小さくなり、充電
電流はこのバイパスコンデンサＣ４をバイパスして主と
して流れるようにない、フォトトランジスタＰＴを瞬時
にオンさせると同時に、急速に時定数コンデンサＣ３を
しきい値まで充電して、制御トランジスタＴＲ１をオン
させて、スイッチング素子Ｑをオフさせることができ
る。図３は入力電力Ｐ1 に対するフォトトランジスタ通
過電流ＩPT特性を示すもので、破線はバイパスコンデン
サＣ４を接続しない前の従来例の通過電流ＩPT特性、実
線はバイパスコンデンサＣ４を接続した後の本実施例の
通過電流ＩPT特性である。従来例の場合よりも、本実施
例の方がフォトトランジスタ通過電流ＩPTが多くなって
おり、その分、時定数コンデンサＣ３の充電電流も多く
なって急速充電を行っていることが予測できる。
【００２１】このように、バイパスコンデンサＣ４を接
続したことにより、入力電力Ｐ1 が低下して軽負荷にな
ってスイッチング周波数ｆが高くなっても、時定数コン
デンサＣ３を急速に充電できるので、スイッチング素子
Ｑの制御性を維持できることになる。
続したことにより、入力電力Ｐ1 が低下して軽負荷にな
ってスイッチング周波数ｆが高くなっても、時定数コン
デンサＣ３を急速に充電できるので、スイッチング素子
Ｑの制御性を維持できることになる。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、充電時定数回路として機能す
る出力安定化回路（２）のフォトダイオード（ＰＴ）の
コレクタ抵抗（Ｒ４）にバイパスコンデンサ（Ｃ４）を
並列接続しているので、入力電圧の上昇または入力電力
の低減（軽負荷) によりスイッチング周波数が高くなっ
ても、このバイパスコンデンサ（Ｃ４）を介して流れる
充電電流が、主として時定数コンデンサ（Ｃ３）をしき
い値まで急速に充電し、制御素子（ＴＲ１）を速くオン
させて、スイッチング素子（Ｑ）を急速にオフさせるの
で、高くなったスイッチング周波数に追随して出力電圧
ＶO を一定電圧に保つことができる。
る出力安定化回路（２）のフォトダイオード（ＰＴ）の
コレクタ抵抗（Ｒ４）にバイパスコンデンサ（Ｃ４）を
並列接続しているので、入力電圧の上昇または入力電力
の低減（軽負荷) によりスイッチング周波数が高くなっ
ても、このバイパスコンデンサ（Ｃ４）を介して流れる
充電電流が、主として時定数コンデンサ（Ｃ３）をしき
い値まで急速に充電し、制御素子（ＴＲ１）を速くオン
させて、スイッチング素子（Ｑ）を急速にオフさせるの
で、高くなったスイッチング周波数に追随して出力電圧
ＶO を一定電圧に保つことができる。
【図１】 本発明のスイッチング電源の第１実施例回路
図
図
【図２】 本実施例のスイッチング電源と従来のスイッ
チング電源の入力電力に対するフォトトランジスタ通過
電流特性図
チング電源の入力電力に対するフォトトランジスタ通過
電流特性図
【図３】 従来のスイッチング電源の回路図
１ 時定数回路 ２ 出力安定化回路 ３ 過電流保護回路 ４ 発振安定化回路 ５ 出力電圧検出回路 Ｓ１ 一次直流電源 Ｓ２ 二次直流電源 Ｑ スイッチング素子 ＴＲ１ 制御トランジスタ Ｃ３ 時定数コンデンサ ＰＤ フォトダイオード ＰＴ フォトトランジスタ ＳＲ シャントレギュレータ Ｒ１ 起動抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 一次主巻線（Ｎ１）、二次出力巻線（Ｎ
２）および帰還巻線（Ｎ３）を有するトランス（Ｔ）
と、一次直流電源（Ｓ１）に前記一次主巻線（Ｎ１）と
直列接続され、制御端子が前記帰還巻線（Ｎ３）の一端
に接続されたスイッチング素子（Ｑ）と、前記スイッチ
ング素子（Ｑ）の制御端子に接続された制御素子（ＴＲ
１）と、前記制御素子（ＴＲ１）の制御端子と前記帰還
巻線（Ｎ３）との間に接続された出力安定化回路（２）
および過電流保護回路（３）と、前記制御素子（ＴＲ
１）の制御端子に接続された時定数回路（１）と、前記
二次出力巻線（Ｎ２）の出力を整流平滑して得られた二
次直流電源（Ｓ２）と、前記二次直流電源（Ｓ２）に接
続されてフォトダイオードを有する出力電圧検出回路
（５）と、を備えているＲＣＣ方式のスイッチング電源
において、 前記出力安定化回路（２）が、ダイオード（Ｄ３）と、
抵抗（Ｒ４）およびコンデンサ（Ｃ４）の並列回路と、
フォトトランジスタ（ＰＴ）との直列回路からなること
を特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24775195A JP3171068B2 (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24775195A JP3171068B2 (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993933A JPH0993933A (ja) | 1997-04-04 |
| JP3171068B2 true JP3171068B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=17168130
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24775195A Expired - Fee Related JP3171068B2 (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3171068B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6178100B1 (en) * | 1998-02-24 | 2001-01-23 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| JP3351400B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
-
1995
- 1995-09-26 JP JP24775195A patent/JP3171068B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0993933A (ja) | 1997-04-04 |
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