JP3271948B2

JP3271948B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP3271948B2
Application number: JP35354998A
Authority: JP
Inventors: 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-12-11
Filing date: 1998-12-11
Publication date: 2002-04-08
Anticipated expiration: 2018-12-11
Also published as: JP2000184712A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。

【０００３】図７は、典型的な従来技術のスイッチング
電源装置１の電気回路図である。このスイッチング電源
装置１は、主スイッチング素子ｑのｏｎ期間中に変圧器
ｎ内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器ｎの制御巻線ｎ
１２に発生するリンギングパルスを直流カットコンデン
サｃ１を介して前記主スイッチング素子ｑの制御端子に
帰還することによって、再び該主スイッチング素子ｑを
ｏｎ起動するようにしたリンギングチョークコンバータ
（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置である。

【０００４】このようなＲＣＣ方式のスイッチング電源
装置は、負荷が重くなる程、自動的に前記ｏｆｆ期間お
よびｏｎ期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低
下して、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するの
で、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な
制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させると
ともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電
源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であ
る。

【０００５】図示しない主電源回路によって商用交流を
整流して得られた直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ２間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサｃ１１に
よって平滑化され、この平滑コンデンサｃ１１からは、
ハイレベル側の主電源ライン２とローレベル側の主電源
ライン３との間に、主電源電圧が出力される。

【０００６】前記主電源ライン２，３間には、変圧器ｎ
の１次巻線ｎ１１と、主スイッチング素子ｑとの直列回
路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、た
とえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジス
タなどで実現され、この図７の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン２，３間には
また、抵抗ｒ１を介して制御回路４が接続されている。

【０００７】電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサｃ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路４内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力電
圧が、主スイッチング素子ｑの閾値電圧、たとえば３Ｖ
以上となると、該主スイッチング素子ｑがｏｎし、１次
巻線ｎ１１に、図７において上向き方向の電圧が印加さ
れて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子ｑがｏｆｆすると、前記励磁
エネルギによって２次巻線ｎ２に上向き方向の電圧が誘
起される。前記２次巻線ｎ２に誘起された直流電流は、
ダイオードｄ１を介して平滑コンデンサｃ１２に与えら
れ、該平滑コンデンサｃ１２で平滑化された後、出力電
源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４から、図示
しない負荷回路へ出力される。

【０００８】前記出力電源ライン６，７間には、電圧検
出回路８が介在されている。この電圧検出回路８は、分
圧抵抗やフォトカプラｐｃ１などを備えて構成されてお
り、前記フォトカプラｐｃ１の発光ダイオードｄ２が前
記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電
圧の値が１次側へフィードバックされる。

【０００９】制御巻線ｎ１２には、主スイッチング素子
ｑのｏｎ時に、１次巻線ｎ１１と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サｃ１およびバイアス抵抗ｒ２を介して該主スイッチン
グ素子ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子ｑはｏｎ状態に維持される。

【００１０】また、前記主スイッチング素子ｑのｏｎ時
に制御巻線ｎ１２に誘起された電流は、前記コンデンサ
ｃ１およびバイアス抵抗ｒ２から、前記フォトカプラｐ
ｃ１のフォトトランジスタｔｒ１を介して、コンデンサ
ｃ２の一方の端子に与えられる。このコンデンサｃ２の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン３に接続
されており、したがって２次側出力電圧が高くなる程、
充電電流が大きくなり、該コンデンサｃ２の端子電圧
は、速く上昇する。前記コンデンサｃ２の充電電圧は、
主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在される
制御トランジスタｔｒ２のベースに与えられており、該
出力電圧が制御トランジスタｔｒ２の閾値電圧、たとえ
ば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタｔｒ２が
導通し、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電
位が急速に低下し、該主スイッチング素子ｑはｏｆｆ駆
動される。

【００１１】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ２の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くｏｆｆ駆
動される。前記コンデンサｃ２にはまた、制御巻線ｎ１
２で誘起された電流が抵抗ｒ３を介して与えられてい
る。これによって、出力端子ｐ３，ｐ４間の短絡などで
２次側の平滑コンデンサｃ１２の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子ｑのｏｎ期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子ｑの保護が図られている。

【００１２】また、前記制御巻線ｎ１２には、該制御巻
線ｎ１２および前記２次巻線ｎ２の巻数を参照符と同一
で示し、２次側出力電圧をｖｏとすると、主スイッチン
グ素子ｑがｏｆｆすると、図７の下向き方向に、（ｎ１
２／ｎ２）ｖｏの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサｃ２の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子ｑの
次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。

【００１３】この主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、１
次巻線ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線ｎ１２が有する寄生
容量ｃ３と該制御巻線ｎ１２との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量ｃ３に電圧（ｎ１２／ｎ２）ｖｏで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の１／４周
期後には制御巻線ｎ１２の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量ｃ３を充電するために、該制御巻線
ｎ１２に電圧（ｎ１２／ｎ２）ｖｏの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子ｑの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子ｑが再
びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子ｑが
ｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側出力電圧を出
力するＲＣＣ動作が実現される。

【００１４】スイッチング電源装置において、損失の大
部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース間の寄
生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電力や変
圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッチング
周波数が高くなる程、大きくなる。また、これらは、軽
負荷となる程、変換した電力に対する損失の占める割合
が増大し、電力変換効率の低下を招く。

【００１５】このため、上記のスイッチング電源装置１
では、主スイッチング素子ｑのソース電流を、該主スイ
ッチング素子ｑに直列接続された検出用抵抗ｒｓによっ
て電流−電圧変換し、その端子電圧をダイオードｄ３お
よびコンデンサｃ４を介してコンパレータ９に与え、基
準電圧源５からの基準電圧ｖｒｅｆと比較することによ
って監視している。すなわち、前記ソース電流が大きく
なると、検出用抵抗ｒｓの端子電圧が前記基準電圧ｖｒ
ｅｆよりも高くなり、コンパレータ９は前記制御回路４
に重負荷信号を出力し、該制御回路４は前述のような通
常のＲＣＣ動作を行う。これに対して、前記ソース電流
が小さくなると、検出用抵抗ｒｓの端子電圧が前記基準
電圧ｖｒｅｆよりも低くなり、コンパレータ９は前記制
御回路４に軽負荷信号を出力し、該制御回路４はスイッ
チング周波数を低下する。このようにして、待機時など
のように、通常動作時の負荷変動を超えた大幅な軽負荷
時には、スイッチング周波数が低下されて、電力変換効
率の向上が図られている。

【００１６】図８は、他の従来技術のスイッチング電源
装置１０の電気回路図である。このスイッチング電源装
置１０は、前述のスイッチング電源装置１に類似してお
り、対応する部分には同一の参照符を付して示す。この
スイッチング電源装置１０では、負荷状態検出のための
前記検出用抵抗ｒｓ、ダイオードｄ３、コンデンサｃ
４、コンパレータ９および基準電圧源５は、２次側に設
けられている。このため、コンパレータ９の出力は、フ
ォトカプラｐｃ２の発光ダイオードｄ４からフォトトラ
ンジスタｔｒ３を介して前記制御回路４に与えられる。
前記検出用抵抗ｒｓは、出力電源ライン７を流れる負荷
電流を電流−電圧変換する。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１，１０では、検出用抵抗ｒｓ
に比較的大きな電流が流れ、電力損失が大きいという問
題がある。また、安全規格の制約上、１次側回路と２次
側回路とを完全に絶縁する必要があり、スイッチング電
源装置１０では、前記検出用抵抗ｒｓなどの負荷状態検
出のための構成が２次側に設けられているので、その検
出結果を制御回路４へ伝達するにあたってフォトカプラ
ｐｃ２を用いる必要があり、コストが嵩むという問題も
ある。

【００１８】本発明の目的は、負荷の軽重に対応してス
イッチング周波数を変化するようにしたスイッチング電
源装置において、簡便かつ低損失で前記負荷の軽重を判
定することができるスイッチング電源装置を提供するこ
とである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るス
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間
中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に
２次側の出力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御
巻線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング
素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素子をｏｎ
駆動して、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を
変化するようにしたリンギングチョークコンバータ方式
のスイッチング電源装置において、変圧器に形成される
検出巻線と、平滑コンデンサと、前記検出巻線での誘起
電圧を整流して前記平滑コンデンサに与える整流手段
と、前記整流手段と前記平滑コンデンサとの間に直列に
介在されるインピーダンス素子と、前記平滑コンデンサ
の出力電圧に基づいて、前記負荷の軽重を判定して、重
負荷時には通常動作モードを行うための出力を行い、軽
負荷時には通常動作モードよりもスイッチング周波数が
低い軽負荷時の動作モードを行うための出力を行う判定
手段とを含み、前記検出巻線は前記制御巻線であること
を特徴とする。

【００２０】上記の構成によれば、ドレイン−ソース間
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の検出巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、インピーダンス素子が直列に介在されている
と、前記平滑コンデンサの出力電圧が２次側出力電流値
に対応することを利用する。

【００２１】したがって、負荷の軽重を判定するための
構成を、低損失で、かつ１次側だけの簡単な構成とする
ことができる。

【００２２】

【００２３】さらに、上記の構成によれば、ＲＣＣ方式
のスイッチング電源装置において、ＲＣＣ動作のために
設けられている制御巻線を、前記検出巻線として利用す
る。

【００２４】したがって、特別に変圧器の巻線やタップ
を増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。

【００２５】さらにまた、請求項２の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記整流手段は変圧器の制御巻線
の一方の端子から出力を取出す第１のダイオードであ
り、前記インピーダンス素子は前記第１のダイオードの
出力が与えられるチョークコイルであり、前記第１のダ
イオードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の
他方の端子に接続するフライホイールダイオードをさら
に有し、これら第１のダイオード、チョークコイル、フ
ライホイールダイオードおよび前記平滑コンデンサは副
電源回路を構成し、コンデンサと、第１〜第３の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第２
の抵抗と第３の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記副電源回路
の出力を前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に与え
る逆流防止用の第３のダイオードとを備え、電源投入か
ら予め定める時間が経過するまでの間は、前記起動回路
による主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチン
グ素子をｏｎ起動し、電源投入から前記予め定める時間
経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によって前記主ス
イッチング素子をｏｎ起動することを特徴とする。

【００２６】上記の構成によれば、副電源回路では、主
スイッチング素子がｏｎしている期間に第１のダイオー
ドおよびチョークコイルを介して平滑コンデンサに充電
を行うとともに、主スイッチング素子がｏｆｆすると、
チョークコイル内の励磁電流はフライホイールダイオー
ドを介して平滑コンデンサを充電することになる。

【００２７】したがって、電源投入から予め定める時間
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、起動回路のコンデンサには主電源電圧と副電
源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生して
おり、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主ス
イッチング素子をｏｎ起動することができ、主電源から
の電流の流入を阻止することができる。

【００２８】したがって、ＲＣＣ方式のスイッチング電
源装置において、前記請求項１で示すような軽負荷に対
応したスイッチング周波数の低下を、通常のＲＣＣ動作
による主スイッチング素子の再起動を停止して、該再起
動を電源投入時と同様に起動回路で行うことで実現して
も、電源投入時にのみ、たとえば数百Ｖにも及ぶ主電源
電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がｏｎ起動
され、前記予め定める時間経過後は、たとえば数十Ｖ程
度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がｏｎ起動される。これによって、分圧抵抗である
第１〜第３の抵抗による電力消費も削減することがで
き、一層、高効率化を図ることができる。

【００２９】また、平滑コンデンサは、２次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のｏｎ期間が長くなり、２次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
ｏｎ起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のｏｎタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。

【００３０】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図４に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００３１】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置１１の電気的構成を示す
ブロック図である。図示しない主電源回路によって商用
交流を整流して得られた直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ
２間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサＣ
１１によって平滑化され、この平滑コンデンサＣ１１か
らは、ハイレベル側の主電源ライン１２とローレベル側
の主電源ライン１３との間に、主電源電圧が出力され
る。

【００３２】前記主電源ライン１２，１３間には、変圧
器Ｎの１次巻線Ｎ１１と、主スイッチング素子Ｑとの直
列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑ
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン１２，
１３間にはまた、抵抗Ｒ１を介して制御回路１４が接続
されている。

【００３３】電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路１４内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力
電圧が、主スイッチング素子Ｑの閾値電圧、たとえば３
Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１
次巻線Ｎ１１に、図１において上向き方向の電圧が印加
されて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子Ｑがｏｆｆすると、前記励磁
エネルギによって２次巻線Ｎ２に上向き方向の電圧が誘
起される。前記２次巻線Ｎ２に誘起された直流電流は、
ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１２に与えら
れ、該平滑コンデンサＣ１２で平滑化された後、出力電
源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，Ｐ４から、
図示しない負荷回路へ出力される。

【００３４】前記出力電源ライン１６，１７間には、電
圧検出回路１８が介在されている。この電圧検出回路１
８は、分圧抵抗やフォトカプラＰＣ１などを備えて構成
されており、前記フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード
Ｄ２が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前
記出力電圧の値が１次側へフィードバックされる。

【００３５】制御巻線Ｎ１２には、主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時に、１次巻線Ｎ１１と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して該主スイッチン
グ素子Ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子Ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子Ｑはｏｎ状態に維持される。

【００３６】また、前記主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
に制御巻線Ｎ１２に誘起された電流は、前記コンデンサ
Ｃ１およびバイアス抵抗Ｒ２から、前記フォトカプラＰ
Ｃ１のフォトトランジスタＴＲ１を介して、コンデンサ
Ｃ２の一方の端子に与えられる。このコンデンサＣ２の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン１３に接
続されており、したがって２次側出力電圧が高くなる
程、充電電流が大きくなり、該コンデンサＣ２の端子電
圧は、速く上昇する。前記コンデンサＣ２の充電電圧
は、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介在さ
れる制御トランジスタＴＲ２のベースに与えられてお
り、該出力電圧が制御トランジスタＴＲ２の閾値電圧、
たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタＴ
Ｒ２が導通し、これによって主スイッチング素子Ｑのゲ
ート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Ｑはｏ
ｆｆ駆動される。

【００３７】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ２の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くｏｆｆ駆
動される。前記コンデンサＣ２にはまた、制御巻線Ｎ１
２で誘起された電流が抵抗Ｒ３を介して与えられてい
る。これによって、出力端子Ｐ３，Ｐ４間の短絡などで
２次側の平滑コンデンサＣ１２の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子Ｑの保護が図られている。

【００３８】また、前記制御巻線Ｎ１２には、該制御巻
線Ｎ１２および前記２次巻線Ｎ２の巻数を参照符と同一
で示し、２次側出力電圧をＶｏとすると、主スイッチン
グ素子Ｑがｏｆｆすると、図１の下向き方向に、（Ｎ１
２／Ｎ２）Ｖｏの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサＣ２の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子Ｑの
次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。

【００３９】この主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、１
次巻線Ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線Ｎ１２が有する寄生
容量Ｃ５と該制御巻線Ｎ１２との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量Ｃ５に電圧（Ｎ１２／Ｎ２）Ｖｏで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の１／４周
期後には制御巻線Ｎ１２の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量Ｃ５を充電するために、該制御巻線
Ｎ１２に電圧（Ｎ１２／Ｎ２）Ｖｏの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子Ｑの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子Ｑが再
びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子Ｑが
ｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側出力電圧を出
力するＲＣＣ動作が実現される。

【００４０】注目すべきは、本発明では、該スイッチン
グ電源装置１１が搭載される機器が非待機状態となった
重負荷時において上述のような通常のＲＣＣ動作を行う
構成とともに、搭載機器が待機状態となった軽負荷時に
おいて、スイッチング周波数を低下するために、検出巻
線である前記制御巻線Ｎ１２に加えて、副電源回路１９
と、判定回路２０とが設けられている。

【００４１】前記副電源回路１９は、平滑コンデンサＣ
３と、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５と、チョークコイル
Ｌとを備えて構成されている。ダイオードＤ３は、主ス
イッチング素子Ｑがｏｎしている期間に、制御巻線Ｎ１
２の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイル
Ｌを介して平滑コンデンサＣ３を充電する。フライホイ
ールダイオードＤ４は、チョークコイルＬとダイオード
Ｄ３との接続点Ｐ１０を、前記制御巻線Ｎ１２の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Ｑがｏｆｆし、制御巻線Ｎ１２の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードＤ３がｏｆｆし、チョークコイ
ルＬ内の励磁電流は、フライホイールダイオードＤ４を
介して平滑コンデンサＣ３を充電する。チョークコイル
Ｌのインダクタンスは、重負荷時における次回の主スイ
ッチング素子のｏｎ時までに、前記励磁電流が零となる
ように選ばれている。

【００４２】このように構成される副電源回路１９で
は、整流手段であるダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ
３との間に、インピーダンス素子であるチョークコイル
Ｌを介在することによって、前記平滑コンデンサＣ３の
充電電圧Ｅ_Oは、２次側出力電流値が大きい程、すなわ
ち主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が長くなる程、高く
なる。前記充電電圧Ｅ_Oは、ダイオードＤ５を介して、
前記制御回路１４の電源入力端子ＶＣＣに与えられると
ともに、判定回路２０に与えられる。

【００４３】前記判定回路２０は、抵抗Ｒ４，Ｒ５と、
トランジスタＴＲ３と、ツェナダイオードＤ６とを備え
て構成されている。前記充電電圧Ｅ_Oは、抵抗Ｒ４およ
びツェナダイオードＤ６を介してトランジスタＴＲ３の
ベースに与えられており、このトランジスタＴＲ３のコ
レクタには、抵抗Ｒ５を介して前記充電電圧Ｅ_Oが印加
され、また制御回路１４の制御入力端子ＣＯＮＴに接続
され、エミッタはローレベル側の主電源ライン１３と接
続される。

【００４４】したがって、２次側負荷が重くなって平滑
コンデンサＣ３の充電電圧Ｅ_Oが高くなり、ツェナダイ
オードＤ６のツェナ電圧以上となると、トランジスタＴ
Ｒ３のベースに電流が流れ、該トランジスタＴＲ３がｏ
ｎする。これによって、制御回路１４の制御入力端子Ｃ
ＯＮＴはローレベルとなり、該制御回路１４は重負荷の
通常動作モードで動作を行う。

【００４５】これに対して、２次側負荷が軽くなって前
記充電電圧Ｅ_Oがツェナ電圧より低くなると、トランジ
スタＴＲ３のベース電流が零となって該トランジスタＴ
Ｒ３がｏｆｆし、これによって制御回路１４の制御入力
端子ＣＯＮＴはハイレベルとなり、該制御回路１４は軽
負荷の動作モードでの動作を行うことができる。

【００４６】制御回路１４は、重負荷の動作モードで
は、前述のような通常のＲＣＣ動作を行い、軽負荷の動
作モードでは、前記リンギングパルスが主スイッチング
素子Ｑのゲートに与えられることを阻止し、抵抗Ｒ１お
よび該制御回路１４内の起動回路によって再起動し、前
記ＲＣＣ動作時よりも充分低い周波数でスイッチング動
作を行わせる。

【００４７】図２は、副電源回路１９の動作を説明する
ための等価回路図である。なおこの図２では、電流を消
費する制御回路１４および制御トランジスタＴＲ２を定
抵抗Ｒ_Oで表し、その消費電流をＩ_Oで表している。制
御巻線Ｎ１２からの正パルス、すなわち図２において、
ダイオードＤ３に順方向となるパルスの出力時間をＴ_IN
とし、その電圧値をＥ_INとし、主スイッチング素子Ｑの
スイッチング周期をＴ_Sとし、平滑コンデンサＣ３の充
電電圧を前記Ｅ_Oとするとき、制御巻線Ｎ１２に発生す
るパルスＥ_INおよびチョークコイルＬを介して平滑コン
デンサＣ３に流入する電流Ｉ_Lは、図３で示すようにな
り、また前記電流Ｉ_Lの平均値Ｉ_LAVは、チョークコイ
ルＬのインダクタンスを参照符と同一で表すとき、下式
から求めることができる。

【００４８】

【数１】

【００４９】一方、平滑コンデンサＣ３から定抵抗Ｒ_O
に流出する電流Ｉ_Oは、Ｉ_O＝Ｅ_O／Ｒ_O …（２）であり、平滑コンデンサＣ３の充電電圧Ｅ_Oが安定して
いる状態では、Ｉ_LAV＝Ｉ_Oであり、前記式１，２か
ら、

【００５０】

【数２】

【００５１】となる。

【００５２】したがって、主スイッチング素子Ｑがｏｎ
している期間Ｔ_INが大きくなるに従って、平滑コンデン
サＣ３の充電電圧Ｅ_Oの上昇することが理解される。こ
うして、副電源回路１９の出力電圧から、判定回路２０
は、負荷の軽重を判定し、制御回路１４のスイッチング
周波数を制御することができる。

【００５３】なお、上記の副電源回路１９は、主スイッ
チング素子Ｑのｏｎ時に制御巻線Ｎ１２に正パルスが発
生する、いわゆるフォワード方式で構成されているけれ
ども、ｏｆｆ時に正パルスが発生する、いわゆるフライ
バック方式のいずれにおいても、負荷の増加に対して、
正パルスの発生期間Ｔ_INが長くなり、平滑コンデンサＣ
３の充電電圧Ｅ_Oから、負荷の軽重を判定することがで
きる。フライバック方式で構成された場合には、入力電
源電圧の変化に対して、副電源回路１９の出力電圧の変
化を小さくすることができる。

【００５４】上記の説明は、図３で示すように、制御巻
線Ｎ１２の正パルスのｏｆｆ期間中にチョークコイルＬ
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサＣ３の充電電圧Ｅ_Oは増加する。

【００５５】このようにして本発明では、主スイッチン
グ素子Ｑと直列や、電源ライン１２，１３；１６，１７
上などの、比較的大きな電流が流れるラインに電流検出
抵抗を設けるような大きな損失を招くことなく、しかも
絶縁の簡単な１次側回路だけの構成で、負荷の軽重を判
定することができる。また、検出巻線としてリンギング
パルス発生のための制御巻線Ｎ１２を使用するので、変
圧器Ｎの巻線やタップの増加を招くことなく、前記負荷
の軽重の判定を行うことができる。

【００５６】前記副電源回路１９は、図４で示す副電源
回路１９ａとしても、ほぼ同様の動作を実現することが
できる。すなわち、制御巻線Ｎ１２に発生した正パルス
を、ダイオードＤ３および抵抗Ｒを介して前記平滑コン
デンサＣ３に与える。このような構成では、前記インピ
ーダンス素子として抵抗Ｒを用いてるので、該抵抗Ｒに
よる若干の損失が生じるけれども、前記チョークコイル
ＬおよびフライホイルダイオードＤ４を削減することが
でき、低コスト化を要求される構成に好適に用いること
ができる。

【００５７】また、２次側負荷の検出巻線として、変圧
器Ｎに専用の副巻線を設けた場合には、スイッチング電
源装置の他の設計上の制約に関係なく、副電源回路１９
の出力電圧を最適な値に設定することができる。

【００５８】本発明の実施の第２の形態について、図５
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００５９】図５は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置２
１では、軽負荷時のスイッチング周波数の低下を、前記
制御回路１４に代えて、直列回路２２と、起動回路２３
とを用いて行っている。

【００６０】直列回路２２は、ダイオードＤ１１と、ツ
エナダイオードＤ１２と、抵抗Ｒ１０と、制御トランジ
スタＴＲ１０との直列回路であり、前記コンデンサＣ１
とバイアス抵抗Ｒ２との接続点Ｐ７と、ローレベル側の
主電源ライン１３との間に介在されている。制御トラン
ジスタＴＲ１０のベースは、前記トランジスタＴＲ３の
コレクタに接続されており、重負荷時にはトランジスタ
ＴＲ３がｏｎし、該制御トランジスタＴＲ１０はｏｆｆ
する。軽負荷時には、トランジスタＴＲ３がｏｆｆし、
該制御トランジスタＴＲ１０はｏｎする。前記バイアス
抵抗Ｒ２は、たとえば６８０Ωに選ばれ、これに対して
抵抗Ｒ１０は、たとえば１５０Ωに選ばれる。

【００６１】したがって、重負荷時には、該直列回路２
２の影響が何ら生じることはなく、通常のＲＣＣ動作を
行うことができる。これに対して、軽負荷時には、主ス
イッチング素子Ｑのｏｎ時に、該主スイッチング素子Ｑ
のｏｎ状態を維持したまま、多くの電流が該直列回路２
２を流れ、これによってコンデンサＣ１には、制御巻線
Ｎ１２側を＋として、電荷が蓄積されてゆく。したがっ
て、軽負荷時に前記リンギングパルスが発生しても、該
リンギングパルスは、コンデンサＣ１の端子間電圧だけ
逆バイアスされて主スイッチング素子Ｑに与えられるこ
とになり、該主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が阻止さ
れ、起動回路２３による以下に示すような再起動が行わ
れる。これによって、重負荷時にはたとえば８０ｋＨｚ
程度のスイッチング周波数を、軽負荷時には数ｋＨｚ程
度まで低下させることができ、軽負荷時の電力変換効率
を大幅に高めることができる。

【００６２】起動回路２３は、コンデンサＣ１３と、分
圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と、ダイオードＤ１３とから構成
されており、前記コンデンサＣ１３と分圧抵抗Ｒ１１〜
Ｒ１３との直列回路が前記主電源ライン１２，１３間に
介在されている。電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ
２間に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１
の出力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その
起動回路２３の分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３間での分圧値
が、主スイッチング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ、たとえば
３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎす
る。

【００６３】前記副電源回路１９の平滑コンデンサＣ３
の充電電圧は、逆流防止用の前記ダイオードＤ５を介し
て起動回路２３の分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２との間の接続
点に出力される。これに対応して、起動回路２３内に
は、前記コンデンサＣ１３が設けられている。前記コン
デンサＣ１３の端子間電圧がほぼ零である電源投入時に
は、たとえば数百Ｖに及ぶ主電源電圧の分圧抵抗Ｒ１１
〜Ｒ１３による分圧電圧が、主スイッチング素子Ｑのゲ
ートに与えられることになる。

【００６４】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサＣ３は所定の電源電
圧、たとえば十Ｖ程度まで充電され、またコンデンサＣ
１３は前記主電源電圧と副電源回路１９の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が行われず、起動回路
２３から前記ｏｎ起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Ｑ
を比較的低電圧の副電源回路１９の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗Ｒ１
１〜Ｒ１３による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。

【００６５】なお、前記コンデンサＣ１３と、分圧抵抗
Ｒ１１との接続点Ｐ８と、ローレベル側の主電源ライン
１３との間には、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と並列に、か
つ逆バイアス方向となるように、放電用のダイオードＤ
１３が設けられている。したがって、主電源電圧が低下
すると、平滑コンデンサＣ１１−主電源ライン１３−分
圧抵抗Ｒ１３〜Ｒ１１−コンデンサＣ１３−主電源ライ
ン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路とともに、平滑コ
ンデンサＣ１１−主電源ライン１３−ダイオードＤ１３
−コンデンサＣ１３−主電源ライン１２−平滑コンデン
サＣ１１の経路で、コンデンサＣ１３の放電経路が形成
される。これによって、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、コンデンサＣ１３を確実に放電させ、接続
点Ｐ８の電位を主電源電圧にほぼ等しく上昇させること
ができ、主スイッチング素子Ｑを確実に起動させること
ができる。

【００６６】主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時に１次巻
線Ｎ１１と他の巻線Ｎ１２，Ｎ２との間の漏洩インダク
タンスによって発生する振動は、主スイッチング素子Ｑ
のドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗Ｒ１４と
コンデンサＣ１４との直列回路から成るスナバー回路２
４によって吸収されて除去される。

【００６７】ここで、前記分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の抵
抗値は、以下の式を満足するようにして決定することが
できる。入力端子Ｐ１，Ｐ２への入力電圧をＶｉｎと
し、平滑コンデンサＣ３の充電電圧をＥ_Oとし、分圧抵
抗Ｒ１１〜Ｒ１３の抵抗値をそれぞれ参照符と同一で示
すとき、電源投入による動作開始時Ｖｉｎ×［Ｒ１３／（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３）］＞Ｖｔｈ …（４）軽負荷状態における定常運転時Ｅ_O×［Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）］＞Ｖｔｈ …（５）また、前記ツェナダイオードＤ１２は、軽負荷時に制御
トランジスタＴＲ１０がｏｎすると、上記式４，式５に
おいて、分圧抵抗Ｒ１３の抵抗値が、バイアス抵抗Ｒ２
と抵抗Ｒ１０との直列回路と、該分圧抵抗Ｒ１３との並
列回路の値となってしまい、これらの式４，式５を満足
することができなくなってしまうことを防止するために
設けられる補償用のツェナダイオードである。したがっ
て、ツェナ電圧は、前記閾値電圧Ｖｔｈ以上で、主スイ
ッチング素子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起
電圧以下に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、
軽負荷時においても上記式４，式５を満足することがで
きる場合には、該ツェナダイオードＤ１２を削除、すな
わちダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１０との間を短絡するよ
うにしてもよい。

【００６８】さらにまた、逆流防止用のダイオードＤ１
１は、軽負荷時における主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
時に、制御トランジスタＴＲ１０−抵抗Ｒ１０−ツェナ
ダイオードＤ１２の経路で接続点Ｐ７に電流が流れ、主
スイッチング素子Ｑのゲートへの負バイアスが解放され
ることを阻止するために設けられている。

【００６９】したがって、たとえば該制御トランジスタ
ＴＲ１０へのベース電流の供給を主スイッチング素子Ｑ
のｏｎ期間以外には停止し、さらに残余のｏｆｆ期間に
はベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流
供給側の回路に行うことで、前記ｏｆｆ期間に前記経路
での電流が流れることを確実に阻止することができる場
合には、前記逆流防止用のダイオードＤ１１を省略する
ことができる。

【００７０】本発明の実施の第３の形態について、図６
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００７１】図６は、本発明の実施の第３の形態のスイ
ッチング電源装置３１の電気的構成を示すブロック図で
ある。このスイッチング電源装置３１は、前述のスイッ
チング電源装置１１に類似し、対応する部分には同一の
参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置３１は、前述のスイッチ
ング電源装置１１，２１のようなＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置ではなく、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の
スイッチング電源装置である。

【００７２】このスイッチング電源装置３１では、入力
端子Ｐ１，Ｐ２間に電源電圧が印加されると、ＰＷＭ制
御回路３２は、補助電源回路３３から供給される電力に
よって起動し、前記電圧検出回路１８による２次側出力
電圧の検出結果に対応して主スイッチング素子Ｑのスイ
ッチングパルス幅を制御し、所望とする２次側出力電圧
を得るように構成されている。一方、制御端子ＣＯＮＴ
に与えられる、前記判定回路２０からの判定結果に対応
して、スイッチング周波数も変化する。

【００７３】なお、前記副電源回路１９が立上がり、Ｐ
ＷＭ制御回路３２に電源供給を開始すると、補助電源回
路３３は電源供給を停止し、定常動作状態では停止した
ままとなる。

【００７４】このようにして、本発明をＰＷＭ方式のス
イッチング電源装置にも適用することもできる。

【００７５】

【発明の効果】請求項１の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、スイッチング周波数に比例して
増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高い電力変
換効率が得られるように負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、前記負荷の軽重を判定するにあたって、変圧
器の検出巻線での誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに
充電するようにした回路に、直列にインピーダンス素子
が介在されていると、前記平滑コンデンサの出力電圧が
２次側出力電流値に対応することを利用する。

【００７６】それゆえ、負荷の軽重を判定するための構
成を、低損失で、かつ１次側だけの簡単な構成とするこ
とができる。

【００７７】さらに、請求項１の発明に係るスイッチン
グ電源装置は、以上のように、ＲＣＣ方式のスイッチン
グ電源装置であり、前記検出巻線として、ＲＣＣ動作の
ために設けられている制御巻線を利用する。

【００７８】それゆえ、特別に変圧器の巻線やタップを
増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。

【００７９】さらにまた、請求項２の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、コンデンサと、第１〜
第３の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ起動するとと
もに、コンデンサに発生している主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によって、主電
源からの電流の流入を阻止する。

【００８０】それゆえ、前記請求項１で示すような軽負
荷に対応したスイッチング周波数の低下を、主スイッチ
ング素子の再起動を電源投入時と同様に第１〜第３の抵
抗による主電源電圧の分割によって実現するようにして
も、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主電源電圧
の分圧電圧によって主スイッチング素子がｏｎ起動さ
れ、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電圧の副
電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング素子が
ｏｎ起動されるので、分圧抵抗である第１〜第３の抵抗
による電力消費も削減することができ、一層、高効率化
を図ることができる。

【００８１】また、平滑コンデンサは、２次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のｏｎ期間が長くなり、２次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
ｏｎ起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のｏｎタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図２】図１で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の動作を説明するための等価回路図である。

【図３】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。

【図４】図１で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の他の例を説明するための電気回路図である。

【図５】本発明の実施の第２の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。

【図６】本発明の実施の第３の形態のＰＷＭ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図７】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図８】ＲＣＣ方式の他の従来技術のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１１，２１，３１スイッチング電源装置１２，１３主電源ライン１４制御回路１６，１７出力電源ライン１８電圧検出回路１９副電源回路２０判定回路（判定手段）２２直列回路２３起動回路２４スナバー回路３２ＰＷＭ制御回路３３補助電源回路Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１３，Ｃ１４コンデンサＣ３，Ｃ１１，Ｃ１２平滑コンデンサＣ５寄生容量Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１３ダイオードＤ２発光ダイオードＤ３ダイオード（整流手段、第１のダイオ
ード）Ｄ４フライホイールダイオードＤ５ダイオード（第３のダイオード）Ｄ６，Ｄ１２ツェナダイオードＬチョークコイル（インピーダンス素
子）Ｎ変圧器Ｎ１１１次巻線Ｎ１２制御巻線（検出巻線）Ｎ２２次巻線ＰＣ１フォトカプラＱ主スイッチング素子Ｒ，Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ１０，Ｒ１４抵抗Ｒ２バイアス抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３分圧抵抗ＴＲ１フォトトランジスタＴＲ２，ＴＲ１０制御トランジスタＴＲ３トランジスタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に２次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御
端子に帰還し、該主スイッチング素子をｏｎ駆動して、
負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化するよ
うにしたリンギングチョークコンバータ方式のスイッチ
ング電源装置において、変圧器に形成される検出巻線と、平滑コンデンサと、前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑コンデン
サに与える整流手段と、前記整流手段と前記平滑コンデンサとの間に直列に介在
されるインピーダンス素子と、前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前記負荷の
軽重を判定して、重負荷時には通常動作モードを行うた
めの出力を行い、軽負荷時には通常動作モードよりもス
イッチング周波数が低い軽負荷時の動作モードを行うた
めの出力を行う判定手段とを含み、前記検出巻線は前記制御巻線であることを特徴とするス
イッチング電源装置。
【請求項２】前記整流手段は変圧器の制御巻線の一方の
端子から出力を取出す第１のダイオードであり、前記イ
ンピーダンス素子は前記第１のダイオードの出力が与え
られるチョークコイルであり、前記第１のダイオードと
チョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子
に接続するフライホイールダイオードをさらに有し、こ
れら第１のダイオード、チョークコイル、フライホイー
ルダイオードおよび前記平滑コンデンサは副電源回路を
構成し、コンデンサと、第１〜第３の抵抗との直列回路から成
り、主電源ライン間に介在され、第２の抵抗と第３の抵
抗との接続点が前記主スイッチング素子の制御端子に接
続される起動回路と、前記副電源回路の出力を前記第１の抵抗と第２の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第３のダイオードとを備
え、電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をｏｎ起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をｏｎ起動することを特徴と
する請求項１記載のスイッチング電源装置。