JP2000324823A

JP2000324823A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2000324823A
Application number: JP11131393A
Authority: JP
Inventors: Masato Sasaki; 正人佐々木
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-05-12
Filing date: 1999-05-12
Publication date: 2000-11-24

Abstract

(57)【要約】【課題】ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置５１にお
いて、電力変換効率の向上のために、軽負荷時における
スイッチング周波数を低下するにあたって、主スイッチ
ング素子Ｑをｏｆｆ駆動する制御トランジスタＴＲ１２
を、充電電圧が所定電圧となることによって起動させる
コンデンサＣ１４に対して、主スイッチング素子Ｑのｏ
ｆｆ時に流入した逆極性の充電電荷が動作休止期間に放
電する放電分を補償し、過電流制限値を重負荷時とほぼ
等しくする。【解決手段】過電流保護用の抵抗を分割抵抗Ｒ５１，
Ｒ５２で構成し、その接続点Ｐ５１をＺＤ１からＴＲ５
１を介してバイパスする。これによって、軽負荷時に
は、ｏｎ時の制御巻線Ｎ１２からの正極性の充電電流が
減少して前記所定電圧への充電時間が長くなり、主スイ
ッチング素子Ｑの過電流制限値を重負荷時とほぼ等しく
し、制御回路５９は充分にスイッチング周波数を低下さ
せることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。

【０００３】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、２次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする２次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。

【０００４】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をｏｎ起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。

【０００５】前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、負荷が重くなる程、自動的に前記ｏｆｆ期間および
ｏｎ期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下し
て、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、Ｐ
ＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回
路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるととも
に、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回
路も不要であり、低コストな電源装置に好適である。

【０００６】一方、スイッチング電源装置において、損
失の大部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース
間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電
力や変圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッ
チング周波数が高くなる程、大きくなる。したがって、
上述のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、軽負荷
となる程、スイッチング周波数が高くなるので、変換し
た電力に対する損失の占める割合が増大し、電力変換効
率が低下するという問題がある。

【０００７】そこで、そのような不具合を解決するため
の他の従来技術として、たとえば特開平９−４７０２３
号公報および実用新案登録第３０３９３９１号公報が挙
げられる。前記実用新案登録第３０３９３９１号公報で
示す従来技術では、軽負荷時には、制御トランジスタと
並列に、リンギングパルスを鈍らせるための遅延用コン
デンサを介在するように構成している。

【０００８】したがって、当該公報の第００２５段落の
第７行目〜第８行目に記載されているとおり、リンギン
グが発生している期間だけしかスイッチング周期を延ば
すことができず、軽負荷時のスイッチング周波数を重負
荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下させる
ことができないという問題がある。

【０００９】図６は、軽負荷時のスイッチング周波数を
重負荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下さ
せることができる前記特開平９−４７０２３号公報で示
す従来技術のスイッチング電源装置１を簡略化して示す
ブロック図である。図示しない主電源回路によって商用
交流を整流して得られた直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ
２間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサｃ
１１によって平滑化され、この平滑コンデンサｃ１１か
らは、ハイレベル側の主電源ライン２とローレベル側の
主電源ライン３との間に、主電源電圧が出力される。

【００１０】前記主電源ライン２，３間には、変圧器ｎ
の１次主巻線ｎ１１と、主スイッチング素子ｑとの直列
回路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、
たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジ
スタなどで実現され、この図６の例では、電界効果型ト
ランジスタで示している。前記主電源ライン２，３間に
はまた、起動抵抗ｒ３を介して制御回路９が接続されて
いる。

【００１１】電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサｃ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記起動
抵抗ｒ３から制御回路９内での分圧値が、主スイッチン
グ素子ｑの閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主
スイッチング素子ｑがｏｎし、１次主巻線ｎ１１に、図
６において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネル
ギが蓄積される。後述するようにして、該主スイッチン
グ素子ｑがｏｆｆすると、蓄積されていた励磁エネルギ
によって１次主巻線ｎ１１に下向き方向の逆起電力が発
生し、これによって２次主巻線ｎ２１に上向き方向の電
圧が誘起される。

【００１２】前記２次主巻線ｎ２１に誘起された直流電
流は、ダイオードｄ１２を介して平滑コンデンサｃ１３
に与えられ、該平滑コンデンサｃ１３で平滑化された
後、出力電源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４
から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源
ライン６，７間には、電圧検出回路８が介在されてい
る。この電圧検出回路８は、分圧抵抗やフォトカプラｐ
ｃ１などを備えて構成されており、前記フォトカプラｐ
ｃ１の発光ダイオードｄ１３が前記出力電圧に対応した
輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が１次側へフィ
ードバックされる。

【００１３】制御巻線ｎ１２には、主スイッチング素子
ｑのｏｎ時に、１次主巻線ｎ１１と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサｃ１、バイアス抵抗ｒ２および制御回路９を介して
該主スイッチング素子ｑのゲートに与えられ、これによ
って該主スイッチング素子ｑのゲート電位は更に引上げ
られ、該主スイッチング素子ｑはｏｎ状態に維持され
る。

【００１４】また、前記主スイッチング素子ｑのｏｎ時
に制御巻線ｎ１２に誘起された電流は、前記制御回路９
の前記フォトカプラｐｃ１のフォトトランジスタｔｒ１
１を介して、コンデンサｃ１４の一方の端子に与えら
れ、このコンデンサｃ１４の他方の端子は前記ローレベ
ルの主電源ライン３に接続されている。したがって、該
コンデンサｃ１４は、図６図示の正極性で充電され、２
次側出力電圧が高くなる程、充電電流が大きくなり、該
コンデンサｃ１４の端子間電圧は、速く上昇する。前記
コンデンサｃ１４の充電電圧は、前記制御回路９を介し
て、主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在さ
れる制御トランジスタｔｒ１２のベースに与えられてお
り、該充電電圧が制御トランジスタｔｒ１２の閾値電
圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジス
タｔｒ１２が導通し、これによって主スイッチング素子
ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子
ｑはｏｆｆ駆動される。

【００１５】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ１４の出力
電圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くｏｆｆ
駆動される。前記コンデンサｃ１４にはまた、制御巻線
ｎ１２で誘起された電流が抵抗ｒ１２を介して与えられ
ている。これらの抵抗ｒ１２およびコンデンサｃ１４の
直列回路は、制御巻線ｎ１２と並列に接続され、過電流
保護回路を構成している。この過電流保護回路によっ
て、出力端子ｐ３，ｐ４間の短絡などで２次側の平滑コ
ンデンサｃ１３の出力電圧が低くても、主スイッチング
素子ｑのｏｎ期間が所定期間に制限され、該主スイッチ
ング素子ｑの保護が図られている。

【００１６】また、前記制御巻線ｎ１２には、該制御巻
線ｎ１２および前記２次主巻線ｎ２１の巻数を参照符と
同一で示し、２次側出力電圧をｖｏとすると、主スイッ
チング素子ｑがｏｆｆすると、図６の下向き方向に、
（ｎ１２／ｎ２１）ｖｏの電圧が誘起され、その誘起さ
れた電流が抵抗ｒ１２を介して流れることによって、コ
ンデンサｃ１４の電荷は引抜かれて、該コンデンサｃ１
４は図６図示とは逆極性に充電され、主スイッチング素
子ｑの次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。

【００１７】この主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、１
次主巻線ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側
への出力が終了すると、主に制御巻線ｎ１２が有する寄
生容量ｃ１５と該制御巻線ｎ１２との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量ｃ１５に電圧（ｎ１２／ｎ２１）
ｖｏで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
１／４周期後には制御巻線ｎ１２の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量ｃ１５を充電するために、
該制御巻線ｎ１２に電圧（ｎ１２／ｎ２１）ｖｏの上向
きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起電
圧は、前記主スイッチング素子ｑの閾値電圧以上となる
ように設定されており、該起電圧によって主スイッチン
グ素子ｑが再びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷
に対応したスイッチング周波数で、継続して主スイッチ
ング素子ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側
出力電圧を出力するように構成されている。

【００１８】以上のような通常のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置の構成に、このスイッチング電源装置１に
は、該スイッチング電源装置１が搭載される機器が待機
状態となった軽負荷時において、スイッチング周波数を
低下するために、以下のような構成が設けられている。
前記機器側からは、制御端子ｐ５に制御信号が与えられ
る。前記制御端子ｐ５と前記ローレベル側の出力電源ラ
イン７との間には、フォトカプラｐｃ２の発光ダイオー
ドｄ１４と抵抗ｒ１３との直列回路が接続されている。
したがって、非待機状態である重負荷時に前記制御信号
がハイレベルとなると、発光ダイオードｄ１４が点灯
し、重負荷状態であることが１次側へ出力される。

【００１９】一方、１次側では、前記制御回路９に前記
フォトカプラｐｃ２のフォトトランジスタｔｒ１３が設
けられており、前記重負荷時には、フォトトランジスタ
ｔｒ１３がｏｎし、該制御回路９の発振周波数抑制動作
が休止して、前記リンギングパルスが主スイッチング素
子ｑに与えられて、前述のような通常のＲＣＣ動作が行
われる。これに対して、前記軽負荷時には、制御端子Ｐ
５への制御信号がローレベルとなって、発光ダイオード
ｄ１４が消灯し、フォトトランジスタｔｒ１３がｏｆｆ
して、発振周波数抑制動作が行われ、制御トランジスタ
ｔｒ１２がｏｎしたままとなってリンギングパルスがバ
イパスされ、所定時間後に制御トランジスタｔｒ１２が
ｏｆｆして、前記起動抵抗ｒ３から制御回路９内での分
圧値によって主スイッチング素子ｑがｏｎする。

【００２０】このようにして、軽負荷時の発振周波数が
低下され、前記主スイッチング素子ｑのドレイン−ソー
ス間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費
電力や変圧器ｎの鉄損などを削減し、電力変換効率の改
善が図られている。

【００２１】なお、前記特開平９−４７０２３号公報の
構成では、前記抵抗ｒ１２部分は、抵抗とツェナダイオ
ードとの直列回路と、その直列回路に並列に設けられる
抵抗とによって構成されており、主電源電圧、すなわち
平滑コンデンサｃ１１の出力電圧が高くなる程、ツェナ
ダイオードを流れる電流が増加し、該出力電圧の変化を
補償している。したがって、本件明細書では、説明の簡
略化のために、主電源電圧を一定とし、このような構成
を抵抗ｒ１２で置換えている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１において、主スイッチング素
子ｑのｏｎ期間は、コンデンサｃ１４の図６図示とは逆
極性の充電電荷を放電させ、再び図６図示の極性で前記
０．６Ｖまで充電される時間によって決定される。

【００２３】ところが、前記充電時間は、重負荷時に
は、主スイッチング素子ｑがｏｎしてから、前記逆極性
の充電電荷を引抜き、正極性に充電するまでの比較的長
い時間である。

【００２４】これに対して、軽負荷時には、リンギング
パルスをバイパスしている制御トランジスタｔｒ１２が
ｏｆｆした後、起動抵抗ｒ３から制御回路９内での分圧
値が上昇し、主スイッチング素子ｑが再びｏｎ駆動され
るまでの時間が長く、すなわち発振周波数を低下させる
ために動作休止期間を設けており、その動作休止期間に
前記コンデンサｃ１４内の逆極性の充電電荷が、抵抗ｒ
１２および制御巻線ｎ１２によって消費されてしまって
おり、前記充電時間は重負荷時に比べて短くなってしま
う。

【００２５】したがって、軽負荷時には、重負荷時に比
べて、過電流保護回路の電流制限値が小さくなってしま
い、変圧器ｎ内に蓄積されるエネルギが少なくなり、２
次側に必要な電力量を供給するために、スイッチング周
波数を充分に引下げることができないという問題があ
る。

【００２６】この点、各構成部品に電流定格の高いもの
を使用し、軽負荷および重負荷の２つの動作モードでの
電流制限値を全体的に引上げることによって、初期の目
的通りにスイッチング周波数を低下させることは可能で
あるけれども、コスト面で望ましくはない。

【００２７】本発明の目的は、各構成部品にむやみに高
い定格を使用することのない経済的な構成で、軽負荷時
にスイッチング周波数を充分に低下させることができる
スイッチング電源装置を提供することである。

【００２８】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係るスイッ
チング電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間中に
変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の
制御巻線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および
２次側からのフィードバック電流によって第１のコンデ
ンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の
制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御
端子をｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内
に蓄積されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出
力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギ
ングパルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して
前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイ
ッチング素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギング
チョークコンバータ方式のスイッチング電源装置におい
て、前記定抵抗を２つの分割抵抗で形成し、軽負荷時に
重負荷時よりも前記主スイッチング素子のスイッチング
周波数を低下させるスイッチング周波数切換え手段と、
前記分割抵抗および第１のコンデンサの直列回路から成
り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電流
保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波数
の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の減
少分を、前記分割抵抗間の接続点をツェナ電圧まで低下
させて、第１のコンデンサへの充電電流を減少させるこ
とで補償する電荷補償手段とを含むことを特徴とする。

【００２９】上記の構成によれば、重負荷の通常のＲＣ
Ｃ動作時には、主スイッチング素子のｏｆｆ時に制御巻
線に発生した逆起電力によって、第１のコンデンサが逆
極性に充電されるのに対して、軽負荷時には、スイッチ
ング周波数切換え手段によるスイッチング周波数の低下
によって、主スイッチング素子が一旦ｏｎ／ｏｆｆされ
てから再びｏｎされるまでの動作休止期間に、前記第１
のコンデンサの逆極性の充電電荷が減少してしまうの
で、その減少分の電荷を電荷補償手段によって補償す
る。

【００３０】その補償の手法は、前記定抵抗を２つの分
割抵抗で構成して、ツェナダイオードと、たとえばトラ
ンジスタとなどで構成される電荷補償手段が、分割抵抗
間の接続点をツェナ電圧まで低下させ、制御巻線から第
１のコンデンサに供給される正方向の充電電流を小さく
することによって行う。

【００３１】したがって、主スイッチング素子のｏｎに
よって制御巻線に誘起される正極性の電圧で前記第１の
コンデンサが充電され、第１の制御スイッチング素子を
ｏｎ駆動することができる正極性の前記所定電圧となる
までの時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等し
くなる。前記時間は、主スイッチング素子のｏｎ時間と
なり、三角波状などの該主スイッチング素子のｏｎ時間
の増加に伴って増加する該主スイッチング素子を流れる
電流に対応している。したがって、主スイッチング素子
の過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくす
ることができ、各構成部品の能力を軽負荷時においても
定格値付近まで発揮させることができる。これによっ
て、各構成部品の定格値をむやみに大きくすることな
く、軽負荷時のスイッチング周波数を充分に低くするこ
とができる。

【００３２】また、電源投入時、電源遮断時および入力
電圧低下時などでは、前記制御巻線に誘起される正極性
の電圧が低いので、前記ツェナダイオードはｏｎせず、
上記のような第１のコンデンサへの充電電流のバイパス
は生じない。これによって、前記電源投入や入力電圧低
下から第１の制御スイッチング素子をｏｎ駆動すること
ができるようになるまでの時間が不所望に長くなってし
まうことはなく、大電流が１次主巻線を流れることによ
る変圧器の飽和や雑音の発生を防止することができる。

【００３３】また、第２の発明に係るスイッチング電源
装置では、前記電荷補償手段は、ツェナダイオードと直
列に、さらに第３のコンデンサを備えることを特徴とす
る。

【００３４】上記の構成によれば、前記電源投入時や入
力電圧低下時にも第３のコンデンサによって前記ツェナ
ダイオードをｏｎさせることができ、前記変圧器の飽和
を防止しつつ、第１のコンデンサの充電電流を減少させ
ることができる。

【００３５】さらにまた、第３の発明に係るスイッチン
グ電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御
巻線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次
側からのフィードバック電流によって第１のコンデンサ
を充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御
スイッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子
をｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄
積されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力
し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギン
グパルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して前
記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッ
チング素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチ
ョークコンバータ方式のスイッチング電源装置におい
て、軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子
のスイッチング周波数を低下させるスイッチング周波数
切換え手段と、前記定抵抗および第１のコンデンサの直
列回路から成り、前記制御巻線に並列に接続されて構成
される過電流保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッ
チング周波数の低下に起因した前記第１のコンデンサの
充電電荷の減少分を補償する電荷補償手段であって、前
記定抵抗と第１のコンデンサとの間に介在されるツェナ
ダイオードと、前記ツェナダイオードの端子間を短絡／
開放することができる動作切換え手段とを備え、前記制
御巻線の誘起電圧を前記ツェナダイオードのツェナ電圧
分だけ低下させて充電電流を減少させることで前記充電
電荷の減少分を補償する電荷補償手段とを含むことを特
徴とする。

【００３６】上記の構成によれば、第１の発明と同様
に、軽負荷時における前記第１のコンデンサの逆極性の
充電電荷の減少分を補償するにあたって、過電流保護回
路を構成する定抵抗と第１のコンデンサとの間にツェナ
ダイオードを介在し、動作切換え手段は、重負荷時には
このツェナダイオードの端子間を短絡して正極性の誘起
電圧をそのまま供給し、軽負荷時にはツェナダイオード
の端子間を開放して前記正極性の誘起電圧を該ツェナダ
イオードのツェナ電圧分だけ低下させて供給する。

【００３７】したがって、前記第１の発明と同様に、主
スイッチング素子のｏｎによって制御巻線に誘起される
正極性の電圧で前記第１のコンデンサが所定電圧に充電
されるまでの時間を、軽負荷時においても重負荷時とほ
ぼ等しくすることができ、主スイッチング素子の過電流
制限値をほぼ等しくすることができる。

【００３８】また、第４の発明に係るスイッチング電源
装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器内に
励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に
誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次側から
のフィードバック電流によって第１のコンデンサを充電
し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御スイッ
チング素子が前記主スイッチング素子の制御端子をｏｆ
ｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄積され
ていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力し、出力
終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルス
を直流カット用の第２のコンデンサを介して前記主スイ
ッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング素
子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョークコ
ンバータ方式のスイッチング電源装置において、軽負荷
時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を低下させるスイッチング周波数切換え手段
と、前記定抵抗および第１のコンデンサの直列回路から
成り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電
流保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波
数の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の
減少分を補償する電荷補償手段であって、前記定抵抗と
直列に介在され、前記主スイッチング素子のｏｎ期間中
に前記制御巻線から流入する電流に対して順方向となる
第１のダイオードと、前記定抵抗と第１のダイオードと
から成る第１の直列回路と並列に介在され、前記第１の
ダイオードとは逆極性の第２のダイオードと第１の抵抗
とツェナダイオードとから成る第２の直列回路と、前記
ツェナダイオードと並列に介在され、前記軽負荷時と重
負荷時とで該ツェナダイオードの端子間をそれぞれ短絡
または開放することができる動作切換え手段とを備え、
前記第２の直列回路を介して前記第１のコンデンサに流
れる主スイッチング素子のｏｆｆ時における逆極性の誘
起電流を、軽負荷時には重負荷時に比べて多くなるよう
に前記動作切換え手段を切換えることで、前記充電電荷
の減少分を補償する電荷補償手段とを含むことを特徴と
する。

【００３９】上記の構成によれば、第１のコンデンサに
対して、主スイッチング素子のｏｎ期間中に流入する電
流、すなわち該第１のコンデンサを正極性で充電する電
流に対して順方向となるように第１のダイオードが介在
されており、したがって主スイッチング素子のｏｆｆ時
に発生する逆極性の電流に関しては、この第１のダイオ
ードは遮断動作を行う。このため、該第１のダイオード
と前記定抵抗とから成る第１の直列回路と並列に、前記
第１のダイオードとは逆極性の第２のダイオードと第１
の抵抗とツェナダイオードとから成る第２の直列回路が
設けられ、かつツェナダイオードと並列に動作切換え手
段が介在されている。前記動作切換え手段は、重負荷時
には遮断されて、前記第１のコンデンサへの逆極性の充
電電流の流入が抑制され、軽負荷時には導通されて、前
記逆極性の充電電流が多く供給される。

【００４０】したがって、軽負荷時には逆極性の充電電
荷が多く蓄積されることになり、前記動作休止期間のた
めに該逆極性の充電電荷が多く放電されるようになって
も、その放電分は予め補償されており、主スイッチング
素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等しくすることが
できる。

【００４１】さらにまた、第５の発明に係るスイッチン
グ電源装置では、前記スイッチング周波数切換え手段
は、前記第１の制御スイッチング素子と第２のコンデン
サとの間に直列に介在される第２の抵抗と、前記第２の
抵抗と第２のコンデンサとの接続点と、制御巻線との間
に介在され、第３の抵抗および第２の制御スイッチング
素子から成る直列回路とを備え、前記第２の制御スイッ
チング素子は軽負荷時にｏｎ駆動され、該軽負荷時にお
ける主スイッチング素子のｏｎ期間に、前記制御巻線に
誘起される電圧によって前記第２のコンデンサに電荷を
蓄積しておき、前記リンギングパルス発生時に該第２の
コンデンサの充電電荷によって逆バイアスを発生し、前
記主スイッチング素子のｏｎ駆動を阻止することを特徴
とする。

【００４２】上記の構成によれば、重負荷時には第２の
制御スイッチング素子はｏｆｆしており、直列回路の影
響が生じることなく、リンギングパルスが第２のコンデ
ンサおよび第２の抵抗を介して主スイッチング素子の制
御端子に与えられ、該主スイッチング素子がｏｎ駆動さ
れて、継続してスイッチング動作が行われる。

【００４３】これに対して軽負荷時には、前記直列回路
の第２の制御スイッチング素子がｏｎ駆動されており、
第２のコンデンサには、制御巻線に誘起される電流がよ
り多く流れることになり、電荷が蓄積されてゆく。この
とき、制御巻線から第２の抵抗を介して流れる電流によ
って、主スイッチング素子の制御端子の電位は維持する
ことができる。主スイッチング素子がｏｆｆして励磁エ
ネルギの放出が終了し、リンギングパルスが発生する
と、そのリンギングパルスは第２のコンデンサの充電電
圧だけ逆バイアスされて、第２の抵抗を介して主スイッ
チング素子の制御端子に与えられることになり、該リン
ギングパルスによる主スイッチング素子のｏｎ駆動が阻
止される。

【００４４】したがって、軽負荷時に主スイッチング素
子が一旦スイッチング動作を行うと、次のスイッチング
動作は電源投入時と同様に行われることになる。すなわ
ち、主電源電圧の抵抗分割などによって得られる起動電
圧によって、該主スイッチング素子の制御端子の電位が
緩やかに上昇してゆき、該主スイッチング素子がｏｎす
る閾値電圧となると、該主スイッチング素子がｏｎす
る。

【００４５】このようにして、軽負荷時には、重負荷時
のようなリンギングパルスによる主スイッチング素子の
再起動を停止し、電源投入時と同様にして緩やかに再起
動を行うようにし、軽負荷時におけるスイッチング周波
数を低下することができる。これによって、主スイッチ
ング素子のドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積された
電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波数に
比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高
い電力変換効率を得ることができる。

【００４６】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、第３の抵抗および第２の制御スイッチ
ング素子から成る直列回路と、第２の抵抗との簡易な構
成で実現することができ、低コストな構成で実現するこ
とができる。

【００４７】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００４８】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置５１のブロック図であ
る。このスイッチング電源装置５１の基本構成は、前記
図６で示す特開平９−４７０２３号公報のスイッチング
電源装置を用いている。

【００４９】図示しない主電源回路によって商用交流を
整流して得られた直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ２間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサＣ１１に
よって平滑化され、この平滑コンデンサＣ１１からは、
ハイレベル側の主電源ライン１２とローレベル側の主電
源ライン１３との間に、主電源電圧が出力される。

【００５０】前記主電源ライン１２，１３間には、変圧
器Ｎの１次主巻線Ｎ１１と、主スイッチング素子Ｑとの
直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑ
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン１２，
１３間にはまた、起動抵抗Ｒ３を介して制御回路５９が
接続されている。

【００５１】電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記起動
抵抗Ｒ３から制御回路５９内での分圧値が、主スイッチ
ング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ、たとえば３Ｖ以上となる
と、該主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１次主巻線Ｎ１
１に、図１において上向き方向の電圧が印加されて、励
磁エネルギが蓄積される。後述するようにして、該主ス
イッチング素子Ｑがｏｆｆすると、蓄積されていた励磁
エネルギによって１次主巻線Ｎ１１に下向き方向の逆起
電力が発生し、これによって２次主巻線Ｎ２１に上向き
方向の電圧が誘起される。

【００５２】前記２次主巻線Ｎ２１に誘起された直流電
流は、ダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ１３
に与えられ、該平滑コンデンサＣ１３で平滑化された
後、出力電源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，
Ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力
電源ライン１６，１７間には、電圧検出回路１８が介在
されている。この電圧検出回路１８は、分圧抵抗やフォ
トカプラＰＣ１などを備えて構成されており、前記フォ
トカプラＰＣ１の発光ダイオードＤ１３が前記出力電圧
に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が１
次側へフィードバックされる。

【００５３】制御巻線Ｎ１２には、主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時に、１次主巻線Ｎ１１と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電圧は直流カット用のコンデ
ンサＣ１、バイアス抵抗Ｒ２および制御回路５９を介し
て該主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられ、これに
よって該主スイッチング素子Ｑのゲート電位は更に引上
げられ、該主スイッチング素子Ｑはｏｎ状態に維持され
る。

【００５４】また、前記主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
に制御巻線Ｎ１２に誘起された電圧は、前記制御回路５
９の前記フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴＲ
１１を介して、コンデンサＣ１４の一方の端子に与えら
れ、このコンデンサＣ１４の他方の端子は前記ローレベ
ルの主電源ライン１３に接続されている。したがって、
該コンデンサＣ１４は、図１図示の正極性で充電され、
２次側出力電圧が高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサＣ１４の端子間電圧は、速く上昇する。前
記コンデンサＣ１４の充電電圧は、前記制御回路５９を
介して、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介
在される制御トランジスタＴＲ１２のベースに与えられ
ており、該充電電圧が制御トランジスタＴＲ１２の閾値
電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジ
スタＴＲ１２がｏｎし、これによって主スイッチング素
子Ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素
子Ｑはｏｆｆ駆動される。

【００５５】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ１４の充電
電圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くｏｆｆ
駆動される。前記コンデンサＣ１４にはまた、制御巻線
Ｎ１２で誘起された電圧が、２つの分割抵抗Ｒ５１，Ｒ
５２を介して与えられている。これらの分割抵抗Ｒ５
１，Ｒ５２およびコンデンサＣ１４の直列回路は、制御
巻線Ｎ１２と並列に接続され、過電流保護回路を構成し
ている。この過電流保護回路によって、出力端子Ｐ３，
Ｐ４間の短絡などで２次側の平滑コンデンサＣ１３の出
力電圧が低くても、主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が
所定期間に制限され、該主スイッチング素子Ｑの保護が
図られている。

【００５６】また、前記制御巻線Ｎ１２には、該制御巻
線Ｎ１２および前記２次主巻線Ｎ２１の巻数を参照符と
同一で示し、２次側出力電圧をＶｏとすると、主スイッ
チング素子Ｑがｏｆｆすると、図１の下向き方向に、
（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの電圧が誘起され、その誘起さ
れた電流が分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を介して流れること
によって、コンデンサＣ１４の電荷は引抜かれて、該コ
ンデンサＣ１４は図１図示とは逆極性に充電され、主ス
イッチング素子Ｑの次のｏｎ動作のためのリセット動作
が行われる。

【００５７】この主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、１
次主巻線Ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側
への出力が終了すると、主に制御巻線Ｎ１２が有する寄
生容量Ｃ１５と該制御巻線Ｎ１２との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量Ｃ１５に電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）
Ｖｏで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
１／４周期後には制御巻線Ｎ１２の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量Ｃ１５を充電するために、
該制御巻線Ｎ１２に電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの上向
きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起電
圧は、主スイッチング素子Ｑの前記閾値電圧Ｖｔｈ以上
となるように設定されており、該起電圧によって主スイ
ッチング素子Ｑが再びｏｎされる。こうして、自動的
に、負荷に対応したスイッチング周波数で、継続して主
スイッチング素子Ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とす
る２次側出力電圧を出力するように構成されている。

【００５８】以上のような通常のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置の構成に、このスイッチング電源装置５１
には、該スイッチング電源装置５１が搭載される機器が
待機状態となった軽負荷時において、スイッチング周波
数を低下するために、以下のような構成が設けられてい
る。前記機器側からは、制御端子Ｐ５に制御信号が与え
られる。前記制御端子Ｐ５と前記ローレベル側の出力電
源ライン１７との間には、フォトカプラＰＣ２の発光ダ
イオードＤ１４と抵抗Ｒ１３との直列回路が接続されて
いる。したがって、重負荷で前記制御信号がハイレベル
となると、発光ダイオードＤ１４が点灯し、重負荷状態
であることが１次側へ出力される。

【００５９】一方、１次側では、前記制御回路５９に前
記フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ１３が
設けられるとともに、前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接
続点Ｐ５１をローレベル側の主電源ライン１３にバイパ
スするツェナダイオードＺＤ１および制御トランジスタ
ＴＲ５１が設けられている。前記重負荷時には、フォト
トランジスタＴＲ１３がｏｎし、該制御回路５９の発振
周波数抑制動作が休止して、前記リンギングパルスが主
スイッチング素子Ｑに与えられて、前述のような通常の
ＲＣＣ動作が行われるとともに、制御トランジスタＴＲ
５１がｏｆｆして、コンデンサＣ１４は、比較的大きな
充電電流で図１図示の正極性に充電される。

【００６０】これに対して、前記軽負荷時には、制御端
子Ｐ５への制御信号がローレベルとなって、発光ダイオ
ードＤ１４が消灯し、フォトトランジスタＴＲ１３がｏ
ｆｆして、発振周波数抑制動作が行われ、制御トランジ
スタＴＲ１２がｏｎしたままとなってリンギングパルス
がバイパスされ、所定時間後に制御トランジスタＴＲ１
２がｏｆｆして、前記起動抵抗Ｒ３から制御回路５９内
での分圧値によって主スイッチング素子Ｑがｏｎする。

【００６１】また、この軽負荷時には、制御トランジス
タＴＲ５１もｏｎして、前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の
接続点Ｐ５１の電位を、ツェナダイオードＺＤ１のツェ
ナ電圧Ｖｚｄ１に制限するので、コンデンサＣ１４への
充電電流の一部が分流され、該コンデンサＣ１４は、比
較的小さな充電電流で図１図示の正極性に充電される。

【００６２】したがって、上記のようにリンギングパル
スのバイパスによって主スイッチング素子Ｑに動作休止
期間が発生し、コンデンサＣ１４の充電電荷の放電が進
行して、ｏｆｆタイミングで、コンデンサＣ１４に残存
しているべき図１図示とは逆極性の電荷が減少していて
も、その電荷の減少分は、ｏｎ時の図１図示の正極性の
充電電流をツェナダイオードＺＤ１および制御トランジ
スタＴＲ５１で分流してバイパスし、充電電流を抑制す
ることによって補償される。

【００６３】したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ
によって制御巻線Ｎ１２に誘起される正極性の電圧でコ
ンデンサＣ１４が充電され、制御トランジスタＴＲ１２
をｏｎ駆動することができる正極性の前記閾値電圧とな
るまでの時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等
しくなる。前記時間は、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
間となり、三角波状などの該主スイッチング素子Ｑのｏ
ｎ時間の増加に伴って増加する該主スイッチング素子Ｑ
を流れる電流に対応している。したがって、主スイッチ
ング素子の過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ
等しくすることができる。

【００６４】このようにして、前記主スイッチング素子
Ｑのドレイン−ソース間の寄生容量に蓄積された電荷の
引抜きに要する消費電力や変圧器Ｎの鉄損などの削減に
よる電力変換効率の向上を実現するために、軽負荷時に
おける発振周波数を低下するにあたって、各構成部品の
能力を軽負荷時においても定格値付近まで発揮させるこ
とができ、むやみに定格値の大きい部品を使用する必要
はなく、低コストに実現することができる。

【００６５】また、電源投入時、電源遮断時および入力
電圧低下時などでは、前記リンギングパルスの電圧が低
いので、ツェナダイオードＺＤ１はｏｎせず、上記のよ
うなコンデンサＣ１４への充電電流のバイパスは生じな
い。これによって、前記電源投入や入力電圧低下から制
御トランジスタＴＲ１２をｏｎ駆動することができるよ
うになるまでの時間が不所望に長くなってしまうことは
なく、大電流が１次主巻線Ｎ１１を流れることによる変
圧器Ｎの飽和や雑音の発生を防止することができる。

【００６６】本発明の実施の第２の形態について、図２
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００６７】図２は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置５２の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置５２の基本構成は、本件出願人が、先に
特願平１０−４２６５４号で提案したものであり、また
軽負荷時におけるコンデンサＣ１４への充電電流の抑制
のための構成は、前述のスイッチング電源装置５１と同
様であり、対応する部分には同一の参照符号を付して、
その説明を省略する。

【００６８】主電源ライン１２，１３間には、コンデン
サＣ２と、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、ダイオードＤ４とか
ら成る起動回路１４が接続されている。電源投入、すな
わち入力端子Ｐ１，Ｐ２間に電源電圧が印加されると、
平滑コンデンサＣ１１の出力電圧、すなわち主電源電圧
が上昇してゆき、その起動回路１４の分圧抵抗Ｒ４，Ｒ
５間の分圧値が、前記主スイッチング素子Ｑの前記閾値
電圧Ｖｔｈ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏ
ｎ駆動される。

【００６９】主スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース
間には、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１２との直列回路か
ら成るスナバー回路１５が並列に設けられている。この
スナバー回路１５は、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時
に、１次主巻線Ｎ１１と、他の巻線Ｎ１２，Ｎ２１との
間の漏洩インダクタンスによって発生する振動を、吸収
して除去する。

【００７０】主スイッチング素子Ｑのｏｎ時に、制御巻
線Ｎ１２に誘起された電流は、前記直流カット用のコン
デンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して、該主スイ
ッチング素子Ｑのゲートに与えられる。また、前記主ス
イッチング素子Ｑのｏｎ時に制御巻線Ｎ１２に誘起され
た電流は、前記コンデンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２
から、前記フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴ
Ｒ１１を介して、コンデンサＣ１４の一方の端子に与え
られる。このコンデンサＣ１４の充電電圧は、主スイッ
チング素子Ｑのゲート−ソース間に介在される制御トラ
ンジスタＴＲ１２のベースに与えられている。

【００７１】前記コンデンサＣ１とバイアス抵抗Ｒ２と
の接続点Ｐ６と、ローレベル側の主電源ライン１３との
間には、逆流防止用のダイオードＤ１１と、ツェナダイ
オードＺＤ２と、抵抗Ｒ１と、制御トランジスタＴＲ１
との直列回路が接続されている。前記制御トランジスタ
ＴＲ５１の機能を併せ持つ制御トランジスタＴＲ１と抵
抗Ｒ１との接続点Ｐ５２は、前記ツェナダイオードＺＤ
１を介して、前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点Ｐ５
１に接続されている。

【００７２】制御トランジスタＴＲ１のベースには、後
述するように２次側出力電流値に対応した電圧となって
いる副電源回路１９からの電源電圧が、抵抗Ｒ１４を介
して与えられる。この制御トランジスタＴＲ１のベース
とローレベル側の主電源ライン１３との間には、トラン
ジスタＴＲ１５が介在されており、このトランジスタＴ
Ｒ１５のベースには、前記副電源回路１９からの電源電
圧が、抵抗Ｒ１７およびツェナダイオードＺＤ３を介し
て与えられる。

【００７３】すなわち、制御トランジスタＴＲ１のベー
スは、前記フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴ
Ｒ１３に代えて、トランジスタＴＲ１５によって駆動さ
れることになり、２次側負荷が重くなって前記副電源回
路１９からの電源電圧が高くなり、ツェナダイオードＺ
Ｄ３のツェナ電圧Ｖｚｄ３以上となると、トランジスタ
ＴＲ１５のベースに電流が流れ、該トランジスタＴＲ１
５がｏｎする。これによって、制御トランジスタＴＲ１
のベースはローレベルとなり、該制御トランジスタＴＲ
１はｏｆｆとなって、重負荷の動作モードで動作を行
う。

【００７４】これに対して、２次側負荷が軽くなって前
記充電電圧がツェナ電圧Ｖｚｄ２より低くなると、トラ
ンジスタＴＲ１５のベース電流が零となって、該トラン
ジスタＴＲ１５がｏｆｆし、これによって制御トランジ
スタＴＲ１のベースが前記抵抗Ｒ１４によってバイアス
されて、該制御トランジスタＴＲ１がｏｎし、軽負荷の
動作モードでの動作を行うことができる。

【００７５】このようにして、１次側のみで負荷の軽重
を判定し、自動的に制御トランジスタＴＲ１を制御する
ことができるので、前記制御端子Ｐ５などの搭載機器の
動作モードを検出するための特別な構成を設ける必要が
なくなり、低コスト化を図ることができる。

【００７６】一方、前記副電源回路１９は、平滑コンデ
ンサＣ１６と、２つのダイオードＤ２，Ｄ３と、チョー
クコイルＬとを備えて構成されている。ダイオードＤ２
は、主スイッチング素子Ｑがｏｎしている期間に、制御
巻線Ｎ１２の一方の端子から誘起電流を取出し、チョー
クコイルＬを介して平滑コンデンサＣ１６を充電する。
フライホイールダイオードＤ３は、チョークコイルＬと
ダイオードＤ２との接続点Ｐ１０を、前記制御巻線Ｎ１
２の他方の端子に接続している。したがって、主スイッ
チング素子Ｑがｏｆｆし、制御巻線Ｎ１２の誘起電圧の
極性方向が反転すると、ダイオードＤ２がｏｆｆし、チ
ョークコイルＬ内の励磁電流は、フライホイールダイオ
ードＤ３を介して平滑コンデンサＣ１６を充電する。チ
ョークコイルＬのインダクタンスは、重負荷時における
次回の主スイッチング素子のｏｎ時までに、前記励磁電
流が零となるように選ばれている。

【００７７】このようにして、平滑コンデンサＣ１６
は、前述のように２次側出力電流値に対応した電圧に充
電され、該平滑コンデンサＣ１６の出力電圧に基づい
て、制御トランジスタＴＲ１のｏｎ／ｏｆｆ駆動が可能
になる。

【００７８】上述のように構成されるスイッチング電源
装置５２において、前記重負荷時には、トランジスタＴ
Ｒ１５がｏｎし、制御トランジスタＴＲ１がｏｆｆし
て、前記逆流防止用のダイオードＤ１１と、ツェナダイ
オードＺＤ２と、抵抗Ｒ１と、該制御トランジスタＴＲ
１との直列回路による影響が生じることなく、前述のよ
うな通常のＲＣＣ動作が行われる。

【００７９】これに対して、前記軽負荷時には、トラン
ジスタＴＲ１５がｏｆｆして、制御トランジスタＴＲ１
がｏｎし、前記直列回路が前記接続点Ｐ６と主電源ライ
ン１３との間に接続されることになる。前記バイアス抵
抗Ｒ２の抵抗値は、たとえば６８０Ωに選ばれ、これに
対して抵抗Ｒ１の抵抗値は、たとえば１５０Ωに選ばれ
る。したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時に、該
主スイッチング素子Ｑのｏｎ状態を維持したまま、多く
の電流が直列回路を流れ、これによってコンデンサＣ１
には、制御巻線Ｎ１２側を＋として、電荷が蓄積されて
ゆく。

【００８０】したがって、軽負荷時に前記リンギングパ
ルスが発生しても、該リンギングパルスは、コンデンサ
Ｃ１の端子間電圧だけ逆バイアスされて主スイッチング
素子Ｑに与えられることになり、該主スイッチング素子
Ｑのｏｎ起動が阻止される。これによって、前述の従来
技術のスイッチング電源装置１に対して、このスイッチ
ング電源装置５２では、後述する理由から必須の構成要
素ではないツェナダイオードＺＤ２および逆流防止用の
ダイオードＤ１１を除き、実質的に、抵抗Ｒ１と制御ト
ランジスタＴＲ１との簡単な構成を追加するだけで、重
負荷時には、たとえば８０ｋＨｚ程度のスイッチング周
波数が、軽負荷時には、前記スイッチング電源装置１で
は４００〜５００ｋＨｚにまで上昇していたのに対し
て、数ｋＨｚ程度まで低下させることができ、軽負荷時
の電力変換効率を大幅に高めることができる。また、前
述のスイッチング電源装置５１では、制御回路５９内の
構成が比較的複雑であるのに対して、このスイッチング
電源装置５２は、前述のように、実質的に、抵抗Ｒ１と
制御トランジスタＴＲ１とが追加されているだけであ
り、しかも制御トランジスタＴＲ１は前記制御トランジ
スタＴＲ５１の機能を併せ持っており、極めて簡単な構
成で実現されている。

【００８１】前記副電源回路１９からの電源電圧はま
た、逆流防止用のダイオードＤ１を介して、前記起動回
路１４の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点Ｐ７に出力され
る。これに対応して、起動回路１４内には、前記コンデ
ンサＣ２が設けられている。

【００８２】したがって、前記コンデンサＣ２の端子間
電圧がほぼ零である電源投入時には、たとえば数百Ｖに
及ぶ主電源電圧の分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５による分圧電圧
が、主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられることに
なる。

【００８３】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサＣ１６は所定の電源
電圧、たとえば十Ｖ程度まで充電され、またコンデンサ
Ｃ２は前記主電源電圧と副電源回路１９の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が行われず、起動回路
１４から前記ｏｎ起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５への主電源側からの電流の
流入を阻止することができ、主スイッチング素子Ｑを比
較的低電圧の副電源回路１９の出力電圧の分圧電圧で駆
動することができる。これによって、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ
５による電力消費も削減することができ、一層、高効率
化を図ることができる。

【００８４】なお、前記コンデンサＣ２と、分圧抵抗Ｒ
３との接続点Ｐ８と、ローレベル側の主電源ライン１３
との間には、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と並列に、かつ逆バイ
アス方向となるように、放電用のダイオードＤ４が設け
られている。したがって、主電源電圧が低下すると、平
滑コンデンサＣ１１−主電源ライン１３−分圧抵抗Ｒ５
〜Ｒ３−コンデンサＣ２−主電源ライン１２−平滑コン
デンサＣ１１の経路とともに、平滑コンデンサＣ１１−
主電源ライン１３−ダイオードＤ４−コンデンサＣ２−
主電源ライン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路で、コ
ンデンサＣ２の放電経路が形成される。これによって、
電源遮断から再投入までの時間が短くても、コンデンサ
Ｃ２を確実に放電させ、接続点Ｐ８の電位を主電源電圧
にほぼ等しく上昇させることができ、主スイッチング素
子Ｑを確実に起動させることができる。

【００８５】ここで、前記分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値
は、以下のようにして決定することができる。入力端子
Ｐ１，Ｐ２への入力電圧をＶｉｎとし、平滑コンデンサ
Ｃ１６、すなわち副電源回路１９の出力電圧をＶｓと
し、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値をそれぞれ参照符と同
一で示すとき、電源投入による動作開始時Ｖｉｎ×［Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（１）軽負荷状態における定常運転時Ｖｓ×［Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（２）また、前記ツェナダイオードＺＤ２は、軽負荷時に制御
トランジスタＴＲ１がｏｎすると、上記式１，式２にお
いて、分圧抵抗Ｒ５の抵抗値が、バイアス抵抗Ｒ２と抵
抗Ｒ１との直列回路と、該分圧抵抗Ｒ５との並列回路の
値となってしまい、これらの式１，式２を満足すること
ができなくなってしまうことを防止するために設けられ
る補償用のツェナダイオードである。したがって、ツェ
ナ電圧Ｖｚｄ２は、前記閾値電圧Ｖｔｈ以上で、主スイ
ッチング素子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起
電圧以下に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、
軽負荷時においても上記式１，式２を満足することがで
きる場合には、該ツェナダイオードＺＤ２を削除、すな
わちダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１との間を短絡するよう
にしてもよい。

【００８６】さらにまた、逆流防止用のダイオードＤ１
１は、軽負荷時における主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
期間に、制御トランジスタＴＲ１−抵抗Ｒ１−ツェナダ
イオードＺＤ２の経路で接続点Ｐ６に電流が流れ、主ス
イッチング素子Ｑのゲートへの負バイアスが解放される
ことを阻止するために設けられている。

【００８７】したがって、たとえば該制御トランジスタ
ＴＲ１へのベース電流の供給を主スイッチング素子Ｑの
ｏｎ期間以外には停止し、さらに残余のｏｆｆ期間には
ベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流供
給回路に行うことで、前記ｏｆｆ期間に前記経路での電
流が流れることを確実に阻止することができる場合に
は、前記逆流防止用のダイオードＤ１１を省略すること
ができる。

【００８８】本発明の実施の第３の形態について、図３
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００８９】図３は、本発明の実施の第３の形態のスイ
ッチング電源装置６１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置６１は、前述のスイッチング電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置６
１では、前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に代えて、これら
の分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の合成抵抗値に等しい抵抗Ｒ
１２が用いられるとともに、該抵抗Ｒ１２と直列にツェ
ナダイオードＺＤ１が介在されている。前記制御トラン
ジスタＴＲ５１は、前記ツェナダイオードＺＤ１と並列
に設けられている。

【００９０】したがって、制御回路５９によって前記ト
ランジスタＴＲ５１は、重負荷時にはｏｎされてツェナ
ダイオードＺＤ１の端子間が短絡され、これによって制
御巻線Ｎ１２での誘起電流が、比較的小さい抵抗値でコ
ンデンサＣ１４を充電することになり、これに対して軽
負荷時にはｏｆｆされてツェナダイオードＺＤ１の端子
間が開放され、コンデンサＣ１４は制御巻線Ｎ１２での
誘起電圧から前記ツェナ電圧Ｖｚｄ１を減算した比較的
低い電圧、したがって少ない電流で充電される。

【００９１】このようにしてもまた、軽負荷時に、主ス
イッチング素子Ｑの動作休止期間によるコンデンサＣ１
４の逆極性の充電電荷の放電分を補償して、主スイッチ
ング素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほ
ぼ等しくすることができる。

【００９２】なお、ツェナダイオードＺＤ１および制御
トランジスタＴＲ５１と、抵抗Ｒ１２とは、相互に入換
えられてもよいことは言うまでもない。また、軽負荷の
電源投入時には、制御巻線Ｎ１２での誘起電圧が小さ
く、ツェナダイオードＺＤ１がｏｎせず、コンデンサＣ
１４はフォトカプラＰＣ１を介する２次側フィードバッ
ク電流のみで充電されるので、コンデンサＣ１４の容量
は、このような状況で変圧器Ｎが飽和しないように選ば
れる。主スイッチング素子Ｑが一旦ｏｎ／ｏｆｆする
と、前記制御巻線Ｎ１２の誘起電圧が所定値になり、ツ
ェナダイオードＺＤ１はｏｎする。

【００９３】本発明の実施の第４の形態について、図４
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００９４】図４は、本発明の実施の第４の形態のスイ
ッチング電源装置７１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置７１は、前述のスイッチング電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置７
１では、前記コンデンサＣ１４と並列に、もう１つのコ
ンデンサＣ１７が設けられ、前記制御トランジスタＴＲ
５１とツェナダイオードＺＤ１との間に介在される。

【００９５】制御回路５９は、重負荷時には制御トラン
ジスタＴＲ５１をｏｆｆして、コンデンサＣ１４のみの
容量を有効とし、軽負荷時には制御トランジスタＴＲ５
１をｏｎして、前記接続点Ｐ５１の電位が前記ツェナ電
圧Ｖｚｄ１に達すると、コンデンサＣ１７が充電され、
コンデンサＣ１４の充電速度を遅くすることができる。
このようにしてもまた、主スイッチング素子Ｑの過電流
制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくすることが
できる。

【００９６】また、前記スイッチング電源装置５１で
は、前述のように、電源投入時や入力電圧低下時にはツ
ェナダイオードＺＤ１がｏｎせず、コンデンサＣ１４へ
の充電電流のバイパスは生じないのに対して、コンデン
サＣ１７を設けておくと、ツェナダイオードＺＤ１をｏ
ｎさせることができ、前記変圧器Ｎの飽和を防止しつ
つ、コンデンサＣ１４の充電電流を減少させることがで
きる。

【００９７】本発明の実施の第５の形態について、図５
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００９８】図５は、本発明の実施の第５の形態のスイ
ッチング電源装置８１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置８１の基本構成は、前述のスイッチング
電源装置５１に類似している。しかしながら、前記スイ
ッチング電源装置５１を始め、スイッチング電源装置５
２，６１，７１のいずれもが、主スイッチング素子Ｑの
ｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起電圧のコンデンサ
Ｃ１４への充電量によって、軽負荷時と重負荷時との主
スイッチング素子Ｑの過電流制限値の均等化が図られて
いるのに対して、このスイッチング電源装置８１では、
主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時のコンデンサＣ１４へ
の逆極性の充電電流を調整することによって、前記過電
流制限値の均等化が図られている。

【００９９】このため、前記コンデンサＣ１４には、制
御巻線Ｎ１２側に、直列、かつ前記主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時における正極性の充電電流に対して順方向と
なるように、ダイオードＤ２１が接続される。このダイ
オードＤ２１と抵抗Ｒ１２との直列回路と並列に、ダイ
オードＤ２２と抵抗Ｒ２１と前記ツェナダイオードＺＤ
１との直列回路が接続される。ツェナダイオードＺＤ１
には並列に前記制御トランジスタＴＲ５１が設けられて
おり、またダイオードＤ２２は、ダイオードＤ２１とは
逆極性であり、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時における
逆極性の充電電流に対して順方向となる。

【０１００】ただし、制御トランジスタＴＲ５１は、エ
ミッタが制御巻線Ｎ１２側、すなわちダイオードＤ２２
のカソード側に接続され、コレクタがコンデンサＣ１４
側に接続される。なお、抵抗Ｒ２１と、ツェナダイオー
ドＺＤ１および制御トランジスタＴＲ５１とは、相互に
入換えられてもよい。

【０１０１】したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ
時には、ダイオードＤ２１を介して、通常通り、制御巻
線Ｎ１２の誘起電圧がコンデンサＣ１４を正極性に充電
する。これに対して、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時
において、軽負荷時には制御トランジスタＴＲ５１がｏ
ｎされ、制御巻線Ｎ１２での逆極性の誘起電圧は、抵抗
Ｒ２１の比較的小さい抵抗値によって、コンデンサＣ１
４を逆極性に充電するのに対して、重負荷時には制御ト
ランジスタＴＲ５１がｏｆｆされ、前記逆極性の誘起電
圧は、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧Ｖｚｄ１だ
け低下されて、コンデンサＣ１４を逆極性に充電する。

【０１０２】したがって、コンデンサＣ１４には、軽負
荷時の方が重負荷時に比べて逆極性の電荷が多く充電さ
れることになり、前述のような主スイッチング素子Ｑの
動作休止期間による放電量の増加分を予め補償しておく
ことができる。このようにしてもまた、主スイッチング
素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等
しくすることができる。

【０１０３】なお、スイッチング電源装置６１，７１，
８１の構成を、スイッチング電源装置５２の構成にも適
用可能であることは、言うまでもない。

【０１０４】

【発明の効果】第１の発明に係るスイッチング電源装置
は、以上のように、主スイッチング素子のｏｎによって
変圧器の制御巻線に誘起される電圧から定抵抗で得た電
流および２次側からのフィードバック電流によって第１
のコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となる
と第１の制御スイッチング素子を介して主スイッチング
素子の制御端子をｏｆｆ駆動し、それによって発生する
リンギングパルスによって前記主スイッチング素子を再
びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョークコンバー
タ方式のスイッチング電源装置において、スイッチング
周波数切換え手段によって、軽負荷時に重負荷時よりも
前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を低下さ
せるにあたって、定抵抗を構成する２つの分割抵抗およ
び第１のコンデンサの直列回路から成り、前記制御巻線
に並列に接続されて構成される過電流保護回路に対し
て、主スイッチング素子のｏｆｆ時に制御巻線に発生し
た逆起電力によって第１のコンデンサに充電される逆極
性の充電電荷が、軽負荷時には、動作休止期間に放電し
て減少してしまうのに対して、その減少分を、ツェナダ
イオードと、たとえばトランジスタとなどで構成される
電荷補償手段が、分割抵抗間の接続点をツェナ電圧まで
低下させ、制御巻線から第１のコンデンサに供給される
正方向の充電電流を小さくすることによって補償する。

【０１０５】それゆえ、主スイッチング素子のｏｎによ
って制御巻線に誘起される正極性の電圧で前記第１のコ
ンデンサが充電されて第１の制御スイッチング素子をｏ
ｎ駆動することができる正極性の前記所定電圧となるま
での時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等しく
することができ、主スイッチング素子の過電流制限値を
前記軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくして、構成部品
の定格値を大きくすることなく、軽負荷時のスイッチン
グ周波数を充分に低くすることができる。

【０１０６】また、電源投入時、電源遮断時および入力
電圧低下時などでは、前記制御巻線に誘起される正極性
の電圧が低いので、前記ツェナダイオードはｏｎせず、
上記のような第１のコンデンサへの充電電流のバイパス
は生じない。これによって、前記電源投入や入力電圧低
下から第１の制御スイッチング素子をｏｎ駆動すること
ができるようになるまでの時間が不所望に長くなってし
まうことはなく、大電流が１次主巻線を流れることによ
る変圧器の飽和や雑音の発生を防止することができる。

【０１０７】また、第２の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、前記電荷補償手段に、前記ツェ
ナダイオードと直列な第３のコンデンサを備える。

【０１０８】それゆえ、前記電源投入時や入力電圧低下
時にも第３のコンデンサによって前記ツェナダイオード
をｏｎさせることができ、前記変圧器の飽和を防止しつ
つ、第１のコンデンサの充電電流を減少させることがで
きる。

【０１０９】さらにまた、第３の発明に係るスイッチン
グ電源装置は、以上のように、第１の発明と同様に、軽
負荷時における前記第１のコンデンサの逆極性の充電電
荷の減少分を補償するにあたって、過電流保護回路を構
成する定抵抗と第１のコンデンサとの間にツェナダイオ
ードを介在し、重負荷時にはこのツェナダイオードの端
子間を短絡して正極性の誘起電圧をそのまま供給し、軽
負荷時にはツェナダイオードの端子間を開放して前記正
極性の誘起電圧を該ツェナダイオードのツェナ電圧分だ
け低下させて供給する。

【０１１０】それゆえ、前記第１の発明と同様に、主ス
イッチング素子のｏｎによって制御巻線に誘起される正
極性の電圧で前記第１のコンデンサが所定電圧に充電さ
れるまでの時間を、軽負荷時においても重負荷時とほぼ
等しくすることができ、主スイッチング素子の過電流制
限値をほぼ等しくすることができる。

【０１１１】また、第４の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、第１の発明と同様に、軽負荷時
における前記第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減
少分を補償するにあたって、第１のコンデンサを正極性
で充電する電流に対して順方向となるように第１のダイ
オードおよび定抵抗から成る第１の直列回路を介在し、
逆極性の電流に関しては、第２のダイオードと第１の抵
抗とツェナダイオードとから成る第２の直列回路を設
け、重負荷時にはツェナダイオードの端子間を遮断して
前記第１のコンデンサへの逆極性の充電電流の流入を抑
制し、軽負荷時には導通して、前記逆極性の充電電流を
多く供給する。

【０１１２】それゆえ、軽負荷時には逆極性の充電電荷
が多く蓄積されることになり、前記動作休止期間のため
に該逆極性の充電電荷が多く放電されるようになって
も、その放電分は予め補償されており、主スイッチング
素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等しくすることが
できる。

【０１１３】また、第５の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、重負荷時には、リンギングパル
スを第２のコンデンサおよび第２の抵抗を介して主スイ
ッチング素子の制御端子に与えて主スイッチング素子を
ｏｎ駆動する通常のスイッチング動作を行うようにし、
軽負荷時には、主スイッチング素子のｏｎ時に制御巻線
に誘起される電圧によって前記第２のコンデンサに電荷
を蓄積しておき、主スイッチング素子がｏｆｆして励磁
エネルギの放出が終了し、リンギングパルスが発生して
も、そのリンギングパルスを前記第２のコンデンサの充
電電圧分だけ逆バイアスして、主スイッチング素子のｏ
ｎ駆動を阻止する。

【０１１４】それゆえ、軽負荷時には、重負荷時のよう
なリンギングパルスによる主スイッチング素子の再起動
を停止し、該軽負荷時に主スイッチング素子が一旦スイ
ッチング動作を行うと、次のスイッチング動作は電源投
入時と同様に緩やかに行われるようにし、主スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を低下することができる。
これによって、ドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積さ
れた電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波
数に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時において
も高い電力変換効率を得ることができる。

【０１１５】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、充電のために第２のコンデンサと主ス
イッチング素子との間を高インピーダンスとする第２の
抵抗と、前記第２のコンデンサと第２の抵抗との接続点
を主電源ラインに接続する第３の抵抗および第２の制御
スイッチング素子から成る直列回路との簡易な構成で実
現することができ、低コストな構成で実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の実施の第２の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。

【図３】本発明の実施の第３の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の第４の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施の第５の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図６】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング
電源装置を簡略化して示すブロック図である。

【符号の説明】

５１，５２；６１，７１，８１スイッチング電源装
置１２，１３主電源ライン１４起動回路１５スナバー回路１６，１７出力電源ライン１８電圧検出回路１９副電源回路５９制御回路（スイッチング周波数切換え
手段）Ｃ１コンデンサ（第２のコンデンサ）Ｃ２，Ｃ１２コンデンサＣ１１，Ｃ１３，Ｃ１６平滑コンデンサＣ１４コンデンサ（第１のコンデンサ）Ｃ１５寄生容量Ｃ１７コンデンサ（第３のコンデンサ）Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１６ダイオ
ードＤ３フライホイールダイオードＤ１３，Ｄ１４発光ダイオードＤ２１ダイオード（第１のダイオード）Ｄ２２ダイオード（第２のダイオード）ＬチョークコイルＮ変圧器Ｎ１１１次主巻線Ｎ１２制御巻線Ｎ２１２次主巻線ＰＣ１，ＰＣ２フォトカプラＱ主スイッチング素子Ｒ１抵抗（第３の抵抗）Ｒ２バイアス抵抗（第２の抵抗）Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１７抵抗Ｒ１２定抵抗Ｒ５１，Ｒ５２分割抵抗Ｒ２１抵抗（第１の抵抗）ＴＲ１制御トランジスタ（第２の制御スイッ
チング素子）ＴＲ１１，ＴＲ１３フォトトランジスタＴＲ１２制御トランジスタ（第１の制御スイッ
チング素子）ＴＲ１５トランジスタＴＲ５１制御トランジスタ（電荷補償手段、動
作切換え手段）ＺＤ１ツェナダイオード（電荷補償手段）ＺＤ２，ＺＤ３ツェナダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻
線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次側
からのフィードバック電流によって第１のコンデンサを
充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御ス
イッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子を
ｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄積
されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力し、
出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパ
ルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して前記主
スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチン
グ素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョー
クコンバータ方式のスイッチング電源装置において、前記定抵抗を２つの分割抵抗で形成し、軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子のス
イッチング周波数を低下させるスイッチング周波数切換
え手段と、前記分割抵抗および第１のコンデンサの直列回路から成
り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電流
保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波数
の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の減
少分を、前記分割抵抗間の接続点をツェナ電圧まで低下
させて、第１のコンデンサへの充電電流を減少させるこ
とで補償する電荷補償手段とを含むことを特徴とするス
イッチング電源装置。
【請求項２】前記電荷補償手段は、ツェナダイオードと
直列に、さらに第３のコンデンサを備えることを特徴と
する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻
線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次側
からのフィードバック電流によって第１のコンデンサを
充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御ス
イッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子を
ｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄積
されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力し、
出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパ
ルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して前記主
スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチン
グ素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョー
クコンバータ方式のスイッチング電源装置において、軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子のス
イッチング周波数を低下させるスイッチング周波数切換
え手段と、前記定抵抗および第１のコンデンサの直列回路から成
り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電流
保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波数
の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の減
少分を補償する電荷補償手段であって、前記定抵抗と第１のコンデンサとの間に介在されるツェ
ナダイオードと、前記ツェナダイオードの端子間を短絡／開放することが
できる動作切換え手段とを備え、前記制御巻線の誘起電圧を前記ツェナダイオードのツェ
ナ電圧分だけ低下させて充電電流を減少させることで前
記充電電荷の減少分を補償する電荷補償手段とを含むこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻
線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次側
からのフィードバック電流によって第１のコンデンサを
充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御ス
イッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子を
ｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄積
されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力し、
出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパ
ルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して前記主
スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチン
グ素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョー
クコンバータ方式のスイッチング電源装置において、軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子のス
イッチング周波数を低下させるスイッチング周波数切換
え手段と、前記定抵抗および第１のコンデンサの直列回路から成
り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電流
保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波数
の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の減
少分を補償する電荷補償手段であって、前記定抵抗と直列に介在され、前記主スイッチング素子
のｏｎ期間中に前記制御巻線から流入する電流に対して
順方向となる第１のダイオードと、前記定抵抗と第１のダイオードとから成る第１の直列回
路と並列に介在され、前記第１のダイオードとは逆極性
の第２のダイオードと第１の抵抗とツェナダイオードと
から成る第２の直列回路と、前記ツェナダイオードと並列に介在され、前記軽負荷時
と重負荷時とで該ツェナダイオードの端子間をそれぞれ
短絡または開放することができる動作切換え手段とを備
え、前記第２の直列回路を介して前記第１のコンデンサに流
れる主スイッチング素子のｏｆｆ時における逆極性の誘
起電流を、軽負荷時には重負荷時に比べて多くなるよう
に前記動作切換え手段を切換えることで、前記充電電荷
の減少分を補償する電荷補償手段とを含むことを特徴と
するスイッチング電源装置。
【請求項５】前記スイッチング周波数切換え手段は、前記第１の制御スイッチング素子と第２のコンデンサと
の間に直列に介在される第２の抵抗と、前記第２の抵抗と第２のコンデンサとの接続点と、制御
巻線との間に介在され、第３の抵抗および第２の制御ス
イッチング素子から成る直列回路とを備え、前記第２の制御スイッチング素子は軽負荷時にｏｎ駆動
され、該軽負荷時における主スイッチング素子のｏｎ期
間に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第２
のコンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパ
ルス発生時に該第２のコンデンサの充電電荷によって逆
バイアスを発生し、前記主スイッチング素子のｏｎ駆動
を阻止することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに
記載のスイッチング電源装置。