JP2000184712A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JP2000184712A JP2000184712A JP10353549A JP35354998A JP2000184712A JP 2000184712 A JP2000184712 A JP 2000184712A JP 10353549 A JP10353549 A JP 10353549A JP 35354998 A JP35354998 A JP 35354998A JP 2000184712 A JP2000184712 A JP 2000184712A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電圧検出回路18によって検出される2次側
出力電圧に対応して、制御回路14が主スイッチング素
子Qのon/off期間を制御することによって、所望
とする2次側出力電圧を得るようにしたスイッチング電
源装置11において、主スイッチング素子Qのノード引
抜き電荷などのスイッチング周波数の増加に伴って増大
する損失を軽負荷時にスイッチング周波数を低下するこ
とによって低減するにあたって、負荷の軽重の判定のた
めの構成を、簡便かつ低損失に実現する。 【解決手段】 検出用の巻線N12での誘起電圧を、副
電源回路19によって整流・平滑化して、その出力電圧
から、判定回路20が負荷の軽重を判定する。
出力電圧に対応して、制御回路14が主スイッチング素
子Qのon/off期間を制御することによって、所望
とする2次側出力電圧を得るようにしたスイッチング電
源装置11において、主スイッチング素子Qのノード引
抜き電荷などのスイッチング周波数の増加に伴って増大
する損失を軽負荷時にスイッチング周波数を低下するこ
とによって低減するにあたって、負荷の軽重の判定のた
めの構成を、簡便かつ低損失に実現する。 【解決手段】 検出用の巻線N12での誘起電圧を、副
電源回路19によって整流・平滑化して、その出力電圧
から、判定回路20が負荷の軽重を判定する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるAC−D
Cコンバータや、DC−DCコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。
Cコンバータや、DC−DCコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百kHz程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百kHz程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。
【0003】図7は、典型的な従来技術のスイッチング
電源装置1の電気回路図である。このスイッチング電源
装置1は、主スイッチング素子qのon期間中に変圧器
n内に蓄積された励磁エネルギを、off期間に2次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器nの制御巻線n
12に発生するリンギングパルスを直流カットコンデン
サc1を介して前記主スイッチング素子qの制御端子に
帰還することによって、再び該主スイッチング素子qを
on起動するようにしたリンギングチョークコンバータ
(RCC)方式のスイッチング電源装置である。
電源装置1の電気回路図である。このスイッチング電源
装置1は、主スイッチング素子qのon期間中に変圧器
n内に蓄積された励磁エネルギを、off期間に2次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器nの制御巻線n
12に発生するリンギングパルスを直流カットコンデン
サc1を介して前記主スイッチング素子qの制御端子に
帰還することによって、再び該主スイッチング素子qを
on起動するようにしたリンギングチョークコンバータ
(RCC)方式のスイッチング電源装置である。
【0004】このようなRCC方式のスイッチング電源
装置は、負荷が重くなる程、自動的に前記off期間お
よびon期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低
下して、2次側出力電圧を所定の定電圧に維持するの
で、PWM方式のスイッチング電源装置のような複雑な
制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させると
ともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電
源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であ
る。
装置は、負荷が重くなる程、自動的に前記off期間お
よびon期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低
下して、2次側出力電圧を所定の定電圧に維持するの
で、PWM方式のスイッチング電源装置のような複雑な
制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させると
ともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電
源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であ
る。
【0005】図示しない主電源回路によって商用交流を
整流して得られた直流電流が、入力端子p1,p2間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサc11に
よって平滑化され、この平滑コンデンサc11からは、
ハイレベル側の主電源ライン2とローレベル側の主電源
ライン3との間に、主電源電圧が出力される。
整流して得られた直流電流が、入力端子p1,p2間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサc11に
よって平滑化され、この平滑コンデンサc11からは、
ハイレベル側の主電源ライン2とローレベル側の主電源
ライン3との間に、主電源電圧が出力される。
【0006】前記主電源ライン2,3間には、変圧器n
の1次巻線n11と、主スイッチング素子qとの直列回
路が接続されている。前記主スイッチング素子qは、た
とえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジス
タなどで実現され、この図7の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン2,3間には
また、抵抗r1を介して制御回路4が接続されている。
の1次巻線n11と、主スイッチング素子qとの直列回
路が接続されている。前記主スイッチング素子qは、た
とえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジス
タなどで実現され、この図7の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン2,3間には
また、抵抗r1を介して制御回路4が接続されている。
【0007】電源投入、すなわち入力端子p1,p2間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサc11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路4内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力電
圧が、主スイッチング素子qの閾値電圧、たとえば3V
以上となると、該主スイッチング素子qがonし、1次
巻線n11に、図7において上向き方向の電圧が印加さ
れて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子qがoffすると、前記励磁
エネルギによって2次巻線n2に上向き方向の電圧が誘
起される。前記2次巻線n2に誘起された直流電流は、
ダイオードd1を介して平滑コンデンサc12に与えら
れ、該平滑コンデンサc12で平滑化された後、出力電
源ライン6,7を介して出力端子p3,p4から、図示
しない負荷回路へ出力される。
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサc11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路4内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力電
圧が、主スイッチング素子qの閾値電圧、たとえば3V
以上となると、該主スイッチング素子qがonし、1次
巻線n11に、図7において上向き方向の電圧が印加さ
れて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子qがoffすると、前記励磁
エネルギによって2次巻線n2に上向き方向の電圧が誘
起される。前記2次巻線n2に誘起された直流電流は、
ダイオードd1を介して平滑コンデンサc12に与えら
れ、該平滑コンデンサc12で平滑化された後、出力電
源ライン6,7を介して出力端子p3,p4から、図示
しない負荷回路へ出力される。
【0008】前記出力電源ライン6,7間には、電圧検
出回路8が介在されている。この電圧検出回路8は、分
圧抵抗やフォトカプラpc1などを備えて構成されてお
り、前記フォトカプラpc1の発光ダイオードd2が前
記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電
圧の値が1次側へフィードバックされる。
出回路8が介在されている。この電圧検出回路8は、分
圧抵抗やフォトカプラpc1などを備えて構成されてお
り、前記フォトカプラpc1の発光ダイオードd2が前
記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電
圧の値が1次側へフィードバックされる。
【0009】制御巻線n12には、主スイッチング素子
qのon時に、1次巻線n11と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サc1およびバイアス抵抗r2を介して該主スイッチン
グ素子qのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子qはon状態に維持される。
qのon時に、1次巻線n11と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サc1およびバイアス抵抗r2を介して該主スイッチン
グ素子qのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子qはon状態に維持される。
【0010】また、前記主スイッチング素子qのon時
に制御巻線n12に誘起された電流は、前記コンデンサ
c1およびバイアス抵抗r2から、前記フォトカプラp
c1のフォトトランジスタtr1を介して、コンデンサ
c2の一方の端子に与えられる。このコンデンサc2の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン3に接続
されており、したがって2次側出力電圧が高くなる程、
充電電流が大きくなり、該コンデンサc2の端子電圧
は、速く上昇する。前記コンデンサc2の充電電圧は、
主スイッチング素子qのゲート−ソース間に介在される
制御トランジスタtr2のベースに与えられており、該
出力電圧が制御トランジスタtr2の閾値電圧、たとえ
ば0.6V以上となると、該制御トランジスタtr2が
導通し、これによって主スイッチング素子qのゲート電
位が急速に低下し、該主スイッチング素子qはoff駆
動される。
に制御巻線n12に誘起された電流は、前記コンデンサ
c1およびバイアス抵抗r2から、前記フォトカプラp
c1のフォトトランジスタtr1を介して、コンデンサ
c2の一方の端子に与えられる。このコンデンサc2の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン3に接続
されており、したがって2次側出力電圧が高くなる程、
充電電流が大きくなり、該コンデンサc2の端子電圧
は、速く上昇する。前記コンデンサc2の充電電圧は、
主スイッチング素子qのゲート−ソース間に介在される
制御トランジスタtr2のベースに与えられており、該
出力電圧が制御トランジスタtr2の閾値電圧、たとえ
ば0.6V以上となると、該制御トランジスタtr2が
導通し、これによって主スイッチング素子qのゲート電
位が急速に低下し、該主スイッチング素子qはoff駆
動される。
【0011】したがって、2次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサc2の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子qが速くoff駆
動される。前記コンデンサc2にはまた、制御巻線n1
2で誘起された電流が抵抗r3を介して与えられてい
る。これによって、出力端子p3,p4間の短絡などで
2次側の平滑コンデンサc12の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子qのon期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子qの保護が図られている。
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサc2の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子qが速くoff駆
動される。前記コンデンサc2にはまた、制御巻線n1
2で誘起された電流が抵抗r3を介して与えられてい
る。これによって、出力端子p3,p4間の短絡などで
2次側の平滑コンデンサc12の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子qのon期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子qの保護が図られている。
【0012】また、前記制御巻線n12には、該制御巻
線n12および前記2次巻線n2の巻数を参照符と同一
で示し、2次側出力電圧をvoとすると、主スイッチン
グ素子qがoffすると、図7の下向き方向に、(n1
2/n2)voの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサc2の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子qの
次のon動作のためのリセット動作が行われる。
線n12および前記2次巻線n2の巻数を参照符と同一
で示し、2次側出力電圧をvoとすると、主スイッチン
グ素子qがoffすると、図7の下向き方向に、(n1
2/n2)voの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサc2の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子qの
次のon動作のためのリセット動作が行われる。
【0013】この主スイッチング素子qのoff後、1
次巻線n11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線n12が有する寄生
容量c3と該制御巻線n12との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量c3に電圧(n12/n2)voで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の1/4周
期後には制御巻線n12の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量c3を充電するために、該制御巻線
n12に電圧(n12/n2)voの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子qの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子qが再
びonされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子qが
on/off駆動され、所望とする2次側出力電圧を出
力するRCC動作が実現される。
次巻線n11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線n12が有する寄生
容量c3と該制御巻線n12との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量c3に電圧(n12/n2)voで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の1/4周
期後には制御巻線n12の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量c3を充電するために、該制御巻線
n12に電圧(n12/n2)voの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子qの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子qが再
びonされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子qが
on/off駆動され、所望とする2次側出力電圧を出
力するRCC動作が実現される。
【0014】スイッチング電源装置において、損失の大
部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース間の寄
生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電力や変
圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッチング
周波数が高くなる程、大きくなる。また、これらは、軽
負荷となる程、変換した電力に対する損失の占める割合
が増大し、電力変換効率の低下を招く。
部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース間の寄
生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電力や変
圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッチング
周波数が高くなる程、大きくなる。また、これらは、軽
負荷となる程、変換した電力に対する損失の占める割合
が増大し、電力変換効率の低下を招く。
【0015】このため、上記のスイッチング電源装置1
では、主スイッチング素子qのソース電流を、該主スイ
ッチング素子qに直列接続された検出用抵抗rsによっ
て電流−電圧変換し、その端子電圧をダイオードd3お
よびコンデンサc4を介してコンパレータ9に与え、基
準電圧源5からの基準電圧vrefと比較することによ
って監視している。すなわち、前記ソース電流が大きく
なると、検出用抵抗rsの端子電圧が前記基準電圧vr
efよりも高くなり、コンパレータ9は前記制御回路4
に重負荷信号を出力し、該制御回路4は前述のような通
常のRCC動作を行う。これに対して、前記ソース電流
が小さくなると、検出用抵抗rsの端子電圧が前記基準
電圧vrefよりも低くなり、コンパレータ9は前記制
御回路4に軽負荷信号を出力し、該制御回路4はスイッ
チング周波数を低下する。このようにして、待機時など
のように、通常動作時の負荷変動を超えた大幅な軽負荷
時には、スイッチング周波数が低下されて、電力変換効
率の向上が図られている。
では、主スイッチング素子qのソース電流を、該主スイ
ッチング素子qに直列接続された検出用抵抗rsによっ
て電流−電圧変換し、その端子電圧をダイオードd3お
よびコンデンサc4を介してコンパレータ9に与え、基
準電圧源5からの基準電圧vrefと比較することによ
って監視している。すなわち、前記ソース電流が大きく
なると、検出用抵抗rsの端子電圧が前記基準電圧vr
efよりも高くなり、コンパレータ9は前記制御回路4
に重負荷信号を出力し、該制御回路4は前述のような通
常のRCC動作を行う。これに対して、前記ソース電流
が小さくなると、検出用抵抗rsの端子電圧が前記基準
電圧vrefよりも低くなり、コンパレータ9は前記制
御回路4に軽負荷信号を出力し、該制御回路4はスイッ
チング周波数を低下する。このようにして、待機時など
のように、通常動作時の負荷変動を超えた大幅な軽負荷
時には、スイッチング周波数が低下されて、電力変換効
率の向上が図られている。
【0016】図8は、他の従来技術のスイッチング電源
装置10の電気回路図である。このスイッチング電源装
置10は、前述のスイッチング電源装置1に類似してお
り、対応する部分には同一の参照符を付して示す。この
スイッチング電源装置10では、負荷状態検出のための
前記検出用抵抗rs、ダイオードd3、コンデンサc
4、コンパレータ9および基準電圧源5は、2次側に設
けられている。このため、コンパレータ9の出力は、フ
ォトカプラpc2の発光ダイオードd4からフォトトラ
ンジスタtr3を介して前記制御回路4に与えられる。
前記検出用抵抗rsは、出力電源ライン7を流れる負荷
電流を電流−電圧変換する。
装置10の電気回路図である。このスイッチング電源装
置10は、前述のスイッチング電源装置1に類似してお
り、対応する部分には同一の参照符を付して示す。この
スイッチング電源装置10では、負荷状態検出のための
前記検出用抵抗rs、ダイオードd3、コンデンサc
4、コンパレータ9および基準電圧源5は、2次側に設
けられている。このため、コンパレータ9の出力は、フ
ォトカプラpc2の発光ダイオードd4からフォトトラ
ンジスタtr3を介して前記制御回路4に与えられる。
前記検出用抵抗rsは、出力電源ライン7を流れる負荷
電流を電流−電圧変換する。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置1,10では、検出用抵抗rs
に比較的大きな電流が流れ、電力損失が大きいという問
題がある。また、安全規格の制約上、1次側回路と2次
側回路とを完全に絶縁する必要があり、スイッチング電
源装置10では、前記検出用抵抗rsなどの負荷状態検
出のための構成が2次側に設けられているので、その検
出結果を制御回路4へ伝達するにあたってフォトカプラ
pc2を用いる必要があり、コストが嵩むという問題も
ある。
るスイッチング電源装置1,10では、検出用抵抗rs
に比較的大きな電流が流れ、電力損失が大きいという問
題がある。また、安全規格の制約上、1次側回路と2次
側回路とを完全に絶縁する必要があり、スイッチング電
源装置10では、前記検出用抵抗rsなどの負荷状態検
出のための構成が2次側に設けられているので、その検
出結果を制御回路4へ伝達するにあたってフォトカプラ
pc2を用いる必要があり、コストが嵩むという問題も
ある。
【0018】本発明の目的は、負荷の軽重に対応してス
イッチング周波数を変化するようにしたスイッチング電
源装置において、簡便かつ低損失で前記負荷の軽重を判
定することができるスイッチング電源装置を提供するこ
とである。
イッチング周波数を変化するようにしたスイッチング電
源装置において、簡便かつ低損失で前記負荷の軽重を判
定することができるスイッチング電源装置を提供するこ
とである。
【0019】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係るス
イッチング電源装置は、負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、変圧器に形成される検出巻線と、平滑コンデ
ンサと、前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑
コンデンサに与える整流手段と、前記整流手段と前記平
滑コンデンサとの間に介在されるインピーダンス素子
と、前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前記負
荷の軽重を判定する判定手段とを含むことを特徴とす
る。
イッチング電源装置は、負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、変圧器に形成される検出巻線と、平滑コンデ
ンサと、前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑
コンデンサに与える整流手段と、前記整流手段と前記平
滑コンデンサとの間に介在されるインピーダンス素子
と、前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前記負
荷の軽重を判定する判定手段とを含むことを特徴とす
る。
【0020】上記の構成によれば、ドレイン−ソース間
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の検出巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、インピーダンス素子が介在されていると、前
記平滑コンデンサの出力電圧が2次側出力電流値に対応
することを利用する。
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の検出巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、インピーダンス素子が介在されていると、前
記平滑コンデンサの出力電圧が2次側出力電流値に対応
することを利用する。
【0021】したがって、負荷の軽重を判定するための
構成を、低損失で、かつ1次側だけの簡単な構成とする
ことができる。
構成を、低損失で、かつ1次側だけの簡単な構成とする
ことができる。
【0022】また、請求項2の発明に係るスイッチング
電源装置は、主スイッチング素子のon期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御
端子に帰還し、該主スイッチング素子をon駆動するリ
ンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装
置であり、前記検出巻線は前記制御巻線であることを特
徴とする。
電源装置は、主スイッチング素子のon期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御
端子に帰還し、該主スイッチング素子をon駆動するリ
ンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装
置であり、前記検出巻線は前記制御巻線であることを特
徴とする。
【0023】上記の構成によれば、RCC方式のスイッ
チング電源装置において、RCC動作のために設けられ
ている制御巻線を、前記検出巻線として利用する。
チング電源装置において、RCC動作のために設けられ
ている制御巻線を、前記検出巻線として利用する。
【0024】したがって、特別に変圧器の巻線やタップ
を増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。
を増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。
【0025】さらにまた、請求項3の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記整流手段は変圧器の制御巻線
の一方の端子から出力を取出す第1のダイオードであ
り、前記インピーダンス素子は前記第1のダイオードの
出力が与えられるチョークコイルであり、前記第1のダ
イオードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の
他方の端子に接続するフライホイールダイオードをさら
に有し、これら第1のダイオード、チョークコイル、フ
ライホイールダイオードおよび前記平滑コンデンサは副
電源回路を構成し、コンデンサと、第1〜第3の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第2
の抵抗と第3の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記副電源回路
の出力を前記第1の抵抗と第2の抵抗との接続点に与え
る逆流防止用の第3のダイオードとを備え、電源投入か
ら予め定める時間が経過するまでの間は、前記起動回路
による主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチン
グ素子をon起動し、電源投入から前記予め定める時間
経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によって前記主ス
イッチング素子をon起動することを特徴とする。
チング電源装置では、前記整流手段は変圧器の制御巻線
の一方の端子から出力を取出す第1のダイオードであ
り、前記インピーダンス素子は前記第1のダイオードの
出力が与えられるチョークコイルであり、前記第1のダ
イオードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の
他方の端子に接続するフライホイールダイオードをさら
に有し、これら第1のダイオード、チョークコイル、フ
ライホイールダイオードおよび前記平滑コンデンサは副
電源回路を構成し、コンデンサと、第1〜第3の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第2
の抵抗と第3の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記副電源回路
の出力を前記第1の抵抗と第2の抵抗との接続点に与え
る逆流防止用の第3のダイオードとを備え、電源投入か
ら予め定める時間が経過するまでの間は、前記起動回路
による主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチン
グ素子をon起動し、電源投入から前記予め定める時間
経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によって前記主ス
イッチング素子をon起動することを特徴とする。
【0026】上記の構成によれば、副電源回路では、主
スイッチング素子がonしている期間に第1のダイオー
ドおよびチョークコイルを介して平滑コンデンサに充電
を行うとともに、主スイッチング素子がoffすると、
チョークコイル内の励磁電流はフライホイールダイオー
ドを介して平滑コンデンサを充電することになる。
スイッチング素子がonしている期間に第1のダイオー
ドおよびチョークコイルを介して平滑コンデンサに充電
を行うとともに、主スイッチング素子がoffすると、
チョークコイル内の励磁電流はフライホイールダイオー
ドを介して平滑コンデンサを充電することになる。
【0027】したがって、電源投入から予め定める時間
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、起動回路のコンデンサには主電源電圧と副電
源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生して
おり、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主ス
イッチング素子をon起動することができ、主電源から
の電流の流入を阻止することができる。
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、起動回路のコンデンサには主電源電圧と副電
源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生して
おり、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主ス
イッチング素子をon起動することができ、主電源から
の電流の流入を阻止することができる。
【0028】したがって、RCC方式のスイッチング電
源装置において、前記請求項1で示すような軽負荷に対
応したスイッチング周波数の低下を、通常のRCC動作
による主スイッチング素子の再起動を停止して、該再起
動を電源投入時と同様に起動回路で行うことで実現して
も、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも及ぶ主電源
電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon起動
され、前記予め定める時間経過後は、たとえば数十V程
度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動される。これによって、分圧抵抗である
第1〜第3の抵抗による電力消費も削減することがで
き、一層、高効率化を図ることができる。
源装置において、前記請求項1で示すような軽負荷に対
応したスイッチング周波数の低下を、通常のRCC動作
による主スイッチング素子の再起動を停止して、該再起
動を電源投入時と同様に起動回路で行うことで実現して
も、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも及ぶ主電源
電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon起動
され、前記予め定める時間経過後は、たとえば数十V程
度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動される。これによって、分圧抵抗である
第1〜第3の抵抗による電力消費も削減することがで
き、一層、高効率化を図ることができる。
【0029】また、平滑コンデンサは、2次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のon期間が長くなり、2次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
on起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のonタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のon期間が長くなり、2次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
on起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のonタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。
【0030】
【発明の実施の形態】本発明の実施の第1の形態につい
て、図1〜図4に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。
て、図1〜図4に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。
【0031】図1は、本発明の実施の第1の形態のRC
C方式のスイッチング電源装置11の電気的構成を示す
ブロック図である。図示しない主電源回路によって商用
交流を整流して得られた直流電流が、入力端子P1,P
2間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサC
11によって平滑化され、この平滑コンデンサC11か
らは、ハイレベル側の主電源ライン12とローレベル側
の主電源ライン13との間に、主電源電圧が出力され
る。
C方式のスイッチング電源装置11の電気的構成を示す
ブロック図である。図示しない主電源回路によって商用
交流を整流して得られた直流電流が、入力端子P1,P
2間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサC
11によって平滑化され、この平滑コンデンサC11か
らは、ハイレベル側の主電源ライン12とローレベル側
の主電源ライン13との間に、主電源電圧が出力され
る。
【0032】前記主電源ライン12,13間には、変圧
器Nの1次巻線N11と、主スイッチング素子Qとの直
列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Q
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図1の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン12,
13間にはまた、抵抗R1を介して制御回路14が接続
されている。
器Nの1次巻線N11と、主スイッチング素子Qとの直
列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Q
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図1の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン12,
13間にはまた、抵抗R1を介して制御回路14が接続
されている。
【0033】電源投入、すなわち入力端子P1,P2間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路14内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力
電圧が、主スイッチング素子Qの閾値電圧、たとえば3
V以上となると、該主スイッチング素子Qがonし、1
次巻線N11に、図1において上向き方向の電圧が印加
されて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子Qがoffすると、前記励磁
エネルギによって2次巻線N2に上向き方向の電圧が誘
起される。前記2次巻線N2に誘起された直流電流は、
ダイオードD1を介して平滑コンデンサC12に与えら
れ、該平滑コンデンサC12で平滑化された後、出力電
源ライン16,17を介して出力端子P3,P4から、
図示しない負荷回路へ出力される。
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路14内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力
電圧が、主スイッチング素子Qの閾値電圧、たとえば3
V以上となると、該主スイッチング素子Qがonし、1
次巻線N11に、図1において上向き方向の電圧が印加
されて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子Qがoffすると、前記励磁
エネルギによって2次巻線N2に上向き方向の電圧が誘
起される。前記2次巻線N2に誘起された直流電流は、
ダイオードD1を介して平滑コンデンサC12に与えら
れ、該平滑コンデンサC12で平滑化された後、出力電
源ライン16,17を介して出力端子P3,P4から、
図示しない負荷回路へ出力される。
【0034】前記出力電源ライン16,17間には、電
圧検出回路18が介在されている。この電圧検出回路1
8は、分圧抵抗やフォトカプラPC1などを備えて構成
されており、前記フォトカプラPC1の発光ダイオード
D2が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前
記出力電圧の値が1次側へフィードバックされる。
圧検出回路18が介在されている。この電圧検出回路1
8は、分圧抵抗やフォトカプラPC1などを備えて構成
されており、前記フォトカプラPC1の発光ダイオード
D2が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前
記出力電圧の値が1次側へフィードバックされる。
【0035】制御巻線N12には、主スイッチング素子
Qのon時に、1次巻線N11と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッチン
グ素子Qのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子Qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子Qはon状態に維持される。
Qのon時に、1次巻線N11と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッチン
グ素子Qのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子Qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子Qはon状態に維持される。
【0036】また、前記主スイッチング素子Qのon時
に制御巻線N12に誘起された電流は、前記コンデンサ
C1およびバイアス抵抗R2から、前記フォトカプラP
C1のフォトトランジスタTR1を介して、コンデンサ
C2の一方の端子に与えられる。このコンデンサC2の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン13に接
続されており、したがって2次側出力電圧が高くなる
程、充電電流が大きくなり、該コンデンサC2の端子電
圧は、速く上昇する。前記コンデンサC2の充電電圧
は、主スイッチング素子Qのゲート−ソース間に介在さ
れる制御トランジスタTR2のベースに与えられてお
り、該出力電圧が制御トランジスタTR2の閾値電圧、
たとえば0.6V以上となると、該制御トランジスタT
R2が導通し、これによって主スイッチング素子Qのゲ
ート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Qはo
ff駆動される。
に制御巻線N12に誘起された電流は、前記コンデンサ
C1およびバイアス抵抗R2から、前記フォトカプラP
C1のフォトトランジスタTR1を介して、コンデンサ
C2の一方の端子に与えられる。このコンデンサC2の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン13に接
続されており、したがって2次側出力電圧が高くなる
程、充電電流が大きくなり、該コンデンサC2の端子電
圧は、速く上昇する。前記コンデンサC2の充電電圧
は、主スイッチング素子Qのゲート−ソース間に介在さ
れる制御トランジスタTR2のベースに与えられてお
り、該出力電圧が制御トランジスタTR2の閾値電圧、
たとえば0.6V以上となると、該制御トランジスタT
R2が導通し、これによって主スイッチング素子Qのゲ
ート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Qはo
ff駆動される。
【0037】したがって、2次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサC2の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子Qが速くoff駆
動される。前記コンデンサC2にはまた、制御巻線N1
2で誘起された電流が抵抗R3を介して与えられてい
る。これによって、出力端子P3,P4間の短絡などで
2次側の平滑コンデンサC12の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子Qのon期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子Qの保護が図られている。
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサC2の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子Qが速くoff駆
動される。前記コンデンサC2にはまた、制御巻線N1
2で誘起された電流が抵抗R3を介して与えられてい
る。これによって、出力端子P3,P4間の短絡などで
2次側の平滑コンデンサC12の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子Qのon期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子Qの保護が図られている。
【0038】また、前記制御巻線N12には、該制御巻
線N12および前記2次巻線N2の巻数を参照符と同一
で示し、2次側出力電圧をVoとすると、主スイッチン
グ素子Qがoffすると、図1の下向き方向に、(N1
2/N2)Voの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサC2の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子Qの
次のon動作のためのリセット動作が行われる。
線N12および前記2次巻線N2の巻数を参照符と同一
で示し、2次側出力電圧をVoとすると、主スイッチン
グ素子Qがoffすると、図1の下向き方向に、(N1
2/N2)Voの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサC2の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子Qの
次のon動作のためのリセット動作が行われる。
【0039】この主スイッチング素子Qのoff後、1
次巻線N11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線N12が有する寄生
容量C5と該制御巻線N12との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量C5に電圧(N12/N2)Voで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の1/4周
期後には制御巻線N12の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量C5を充電するために、該制御巻線
N12に電圧(N12/N2)Voの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子Qの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子Qが再
びonされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子Qが
on/off駆動され、所望とする2次側出力電圧を出
力するRCC動作が実現される。
次巻線N11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線N12が有する寄生
容量C5と該制御巻線N12との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量C5に電圧(N12/N2)Voで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の1/4周
期後には制御巻線N12の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量C5を充電するために、該制御巻線
N12に電圧(N12/N2)Voの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子Qの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子Qが再
びonされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子Qが
on/off駆動され、所望とする2次側出力電圧を出
力するRCC動作が実現される。
【0040】注目すべきは、本発明では、該スイッチン
グ電源装置11が搭載される機器が非待機状態となった
重負荷時において上述のような通常のRCC動作を行う
構成とともに、搭載機器が待機状態となった軽負荷時に
おいて、スイッチング周波数を低下するために、検出巻
線である前記制御巻線N12に加えて、副電源回路19
と、判定回路20とが設けられている。
グ電源装置11が搭載される機器が非待機状態となった
重負荷時において上述のような通常のRCC動作を行う
構成とともに、搭載機器が待機状態となった軽負荷時に
おいて、スイッチング周波数を低下するために、検出巻
線である前記制御巻線N12に加えて、副電源回路19
と、判定回路20とが設けられている。
【0041】前記副電源回路19は、平滑コンデンサC
3と、ダイオードD3,D4,D5と、チョークコイル
Lとを備えて構成されている。ダイオードD3は、主ス
イッチング素子Qがonしている期間に、制御巻線N1
2の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイル
Lを介して平滑コンデンサC3を充電する。フライホイ
ールダイオードD4は、チョークコイルLとダイオード
D3との接続点P10を、前記制御巻線N12の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Qがoffし、制御巻線N12の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードD3がoffし、チョークコイ
ルL内の励磁電流は、フライホイールダイオードD4を
介して平滑コンデンサC3を充電する。チョークコイル
Lのインダクタンスは、重負荷時における次回の主スイ
ッチング素子のon時までに、前記励磁電流が零となる
ように選ばれている。
3と、ダイオードD3,D4,D5と、チョークコイル
Lとを備えて構成されている。ダイオードD3は、主ス
イッチング素子Qがonしている期間に、制御巻線N1
2の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイル
Lを介して平滑コンデンサC3を充電する。フライホイ
ールダイオードD4は、チョークコイルLとダイオード
D3との接続点P10を、前記制御巻線N12の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Qがoffし、制御巻線N12の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードD3がoffし、チョークコイ
ルL内の励磁電流は、フライホイールダイオードD4を
介して平滑コンデンサC3を充電する。チョークコイル
Lのインダクタンスは、重負荷時における次回の主スイ
ッチング素子のon時までに、前記励磁電流が零となる
ように選ばれている。
【0042】このように構成される副電源回路19で
は、整流手段であるダイオードD3と平滑コンデンサC
3との間に、インピーダンス素子であるチョークコイル
Lを介在することによって、前記平滑コンデンサC3の
充電電圧EO は、2次側出力電流値が大きい程、すなわ
ち主スイッチング素子Qのon期間が長くなる程、高く
なる。前記充電電圧EO は、ダイオードD5を介して、
前記制御回路14の電源入力端子VCCに与えられると
ともに、判定回路20に与えられる。
は、整流手段であるダイオードD3と平滑コンデンサC
3との間に、インピーダンス素子であるチョークコイル
Lを介在することによって、前記平滑コンデンサC3の
充電電圧EO は、2次側出力電流値が大きい程、すなわ
ち主スイッチング素子Qのon期間が長くなる程、高く
なる。前記充電電圧EO は、ダイオードD5を介して、
前記制御回路14の電源入力端子VCCに与えられると
ともに、判定回路20に与えられる。
【0043】前記判定回路20は、抵抗R4,R5と、
トランジスタTR3と、ツェナダイオードD6とを備え
て構成されている。前記充電電圧EO は、抵抗R4およ
びツェナダイオードD6を介してトランジスタTR3の
ベースに与えられており、このトランジスタTR3のコ
レクタには、抵抗R5を介して前記充電電圧EO が印加
され、また制御回路14の制御入力端子CONTに接続
され、エミッタはローレベル側の主電源ライン13と接
続される。
トランジスタTR3と、ツェナダイオードD6とを備え
て構成されている。前記充電電圧EO は、抵抗R4およ
びツェナダイオードD6を介してトランジスタTR3の
ベースに与えられており、このトランジスタTR3のコ
レクタには、抵抗R5を介して前記充電電圧EO が印加
され、また制御回路14の制御入力端子CONTに接続
され、エミッタはローレベル側の主電源ライン13と接
続される。
【0044】したがって、2次側負荷が重くなって平滑
コンデンサC3の充電電圧EO が高くなり、ツェナダイ
オードD6のツェナ電圧以上となると、トランジスタT
R3のベースに電流が流れ、該トランジスタTR3がo
nする。これによって、制御回路14の制御入力端子C
ONTはローレベルとなり、該制御回路14は重負荷の
通常動作モードで動作を行う。
コンデンサC3の充電電圧EO が高くなり、ツェナダイ
オードD6のツェナ電圧以上となると、トランジスタT
R3のベースに電流が流れ、該トランジスタTR3がo
nする。これによって、制御回路14の制御入力端子C
ONTはローレベルとなり、該制御回路14は重負荷の
通常動作モードで動作を行う。
【0045】これに対して、2次側負荷が軽くなって前
記充電電圧EO がツェナ電圧より低くなると、トランジ
スタTR3のベース電流が零となって該トランジスタT
R3がoffし、これによって制御回路14の制御入力
端子CONTはハイレベルとなり、該制御回路14は軽
負荷の動作モードでの動作を行うことができる。
記充電電圧EO がツェナ電圧より低くなると、トランジ
スタTR3のベース電流が零となって該トランジスタT
R3がoffし、これによって制御回路14の制御入力
端子CONTはハイレベルとなり、該制御回路14は軽
負荷の動作モードでの動作を行うことができる。
【0046】制御回路14は、重負荷の動作モードで
は、前述のような通常のRCC動作を行い、軽負荷の動
作モードでは、前記リンギングパルスが主スイッチング
素子Qのゲートに与えられることを阻止し、抵抗R1お
よび該制御回路14内の起動回路によって再起動し、前
記RCC動作時よりも充分低い周波数でスイッチング動
作を行わせる。
は、前述のような通常のRCC動作を行い、軽負荷の動
作モードでは、前記リンギングパルスが主スイッチング
素子Qのゲートに与えられることを阻止し、抵抗R1お
よび該制御回路14内の起動回路によって再起動し、前
記RCC動作時よりも充分低い周波数でスイッチング動
作を行わせる。
【0047】図2は、副電源回路19の動作を説明する
ための等価回路図である。なおこの図2では、電流を消
費する制御回路14および制御トランジスタTR2を定
抵抗RO で表し、その消費電流をIO で表している。制
御巻線N12からの正パルス、すなわち図2において、
ダイオードD3に順方向となるパルスの出力時間をTIN
とし、その電圧値をEINとし、主スイッチング素子Qの
スイッチング周期をTS とし、平滑コンデンサC3の充
電電圧を前記EO とするとき、制御巻線N12に発生す
るパルスEINおよびチョークコイルLを介して平滑コン
デンサC3に流入する電流IL は、図3で示すようにな
り、また前記電流IL の平均値ILAV は、チョークコイ
ルLのインダクタンスを参照符と同一で表すとき、下式
から求めることができる。
ための等価回路図である。なおこの図2では、電流を消
費する制御回路14および制御トランジスタTR2を定
抵抗RO で表し、その消費電流をIO で表している。制
御巻線N12からの正パルス、すなわち図2において、
ダイオードD3に順方向となるパルスの出力時間をTIN
とし、その電圧値をEINとし、主スイッチング素子Qの
スイッチング周期をTS とし、平滑コンデンサC3の充
電電圧を前記EO とするとき、制御巻線N12に発生す
るパルスEINおよびチョークコイルLを介して平滑コン
デンサC3に流入する電流IL は、図3で示すようにな
り、また前記電流IL の平均値ILAV は、チョークコイ
ルLのインダクタンスを参照符と同一で表すとき、下式
から求めることができる。
【0048】
【数1】
【0049】一方、平滑コンデンサC3から定抵抗RO
に流出する電流IO は、 IO =EO /RO …(2) であり、平滑コンデンサC3の充電電圧EO が安定して
いる状態では、ILAV =IO であり、前記式1,2か
ら、
に流出する電流IO は、 IO =EO /RO …(2) であり、平滑コンデンサC3の充電電圧EO が安定して
いる状態では、ILAV =IO であり、前記式1,2か
ら、
【0050】
【数2】
【0051】となる。
【0052】したがって、主スイッチング素子Qがon
している期間TINが大きくなるに従って、平滑コンデン
サC3の充電電圧EO の上昇することが理解される。こ
うして、副電源回路19の出力電圧から、判定回路20
は、負荷の軽重を判定し、制御回路14のスイッチング
周波数を制御することができる。
している期間TINが大きくなるに従って、平滑コンデン
サC3の充電電圧EO の上昇することが理解される。こ
うして、副電源回路19の出力電圧から、判定回路20
は、負荷の軽重を判定し、制御回路14のスイッチング
周波数を制御することができる。
【0053】なお、上記の副電源回路19は、主スイッ
チング素子Qのon時に制御巻線N12に正パルスが発
生する、いわゆるフォワード方式で構成されているけれ
ども、off時に正パルスが発生する、いわゆるフライ
バック方式のいずれにおいても、負荷の増加に対して、
正パルスの発生期間TINが長くなり、平滑コンデンサC
3の充電電圧EO から、負荷の軽重を判定することがで
きる。フライバック方式で構成された場合には、入力電
源電圧の変化に対して、副電源回路19の出力電圧の変
化を小さくすることができる。
チング素子Qのon時に制御巻線N12に正パルスが発
生する、いわゆるフォワード方式で構成されているけれ
ども、off時に正パルスが発生する、いわゆるフライ
バック方式のいずれにおいても、負荷の増加に対して、
正パルスの発生期間TINが長くなり、平滑コンデンサC
3の充電電圧EO から、負荷の軽重を判定することがで
きる。フライバック方式で構成された場合には、入力電
源電圧の変化に対して、副電源回路19の出力電圧の変
化を小さくすることができる。
【0054】上記の説明は、図3で示すように、制御巻
線N12の正パルスのoff期間中にチョークコイルL
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサC3の充電電圧EO は増加する。
線N12の正パルスのoff期間中にチョークコイルL
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサC3の充電電圧EO は増加する。
【0055】このようにして本発明では、主スイッチン
グ素子Qと直列や、電源ライン12,13;16,17
上などの、比較的大きな電流が流れるラインに電流検出
抵抗を設けるような大きな損失を招くことなく、しかも
絶縁の簡単な1次側回路だけの構成で、負荷の軽重を判
定することができる。また、検出巻線としてリンギング
パルス発生のための制御巻線N12を使用するので、変
圧器Nの巻線やタップの増加を招くことなく、前記負荷
の軽重の判定を行うことができる。
グ素子Qと直列や、電源ライン12,13;16,17
上などの、比較的大きな電流が流れるラインに電流検出
抵抗を設けるような大きな損失を招くことなく、しかも
絶縁の簡単な1次側回路だけの構成で、負荷の軽重を判
定することができる。また、検出巻線としてリンギング
パルス発生のための制御巻線N12を使用するので、変
圧器Nの巻線やタップの増加を招くことなく、前記負荷
の軽重の判定を行うことができる。
【0056】前記副電源回路19は、図4で示す副電源
回路19aとしても、ほぼ同様の動作を実現することが
できる。すなわち、制御巻線N12に発生した正パルス
を、ダイオードD3および抵抗Rを介して前記平滑コン
デンサC3に与える。このような構成では、前記インピ
ーダンス素子として抵抗Rを用いてるので、該抵抗Rに
よる若干の損失が生じるけれども、前記チョークコイル
LおよびフライホイルダイオードD4を削減することが
でき、低コスト化を要求される構成に好適に用いること
ができる。
回路19aとしても、ほぼ同様の動作を実現することが
できる。すなわち、制御巻線N12に発生した正パルス
を、ダイオードD3および抵抗Rを介して前記平滑コン
デンサC3に与える。このような構成では、前記インピ
ーダンス素子として抵抗Rを用いてるので、該抵抗Rに
よる若干の損失が生じるけれども、前記チョークコイル
LおよびフライホイルダイオードD4を削減することが
でき、低コスト化を要求される構成に好適に用いること
ができる。
【0057】また、2次側負荷の検出巻線として、変圧
器Nに専用の副巻線を設けた場合には、スイッチング電
源装置の他の設計上の制約に関係なく、副電源回路19
の出力電圧を最適な値に設定することができる。
器Nに専用の副巻線を設けた場合には、スイッチング電
源装置の他の設計上の制約に関係なく、副電源回路19
の出力電圧を最適な値に設定することができる。
【0058】本発明の実施の第2の形態について、図5
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【0059】図5は、本発明の実施の第2の形態のスイ
ッチング電源装置21の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置21は、前述のスイッチング電源装置1
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置2
1では、軽負荷時のスイッチング周波数の低下を、前記
制御回路14に代えて、直列回路22と、起動回路23
とを用いて行っている。
ッチング電源装置21の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置21は、前述のスイッチング電源装置1
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置2
1では、軽負荷時のスイッチング周波数の低下を、前記
制御回路14に代えて、直列回路22と、起動回路23
とを用いて行っている。
【0060】直列回路22は、ダイオードD11と、ツ
エナダイオードD12と、抵抗R10と、制御トランジ
スタTR10との直列回路であり、前記コンデンサC1
とバイアス抵抗R2との接続点P7と、ローレベル側の
主電源ライン13との間に介在されている。制御トラン
ジスタTR10のベースは、前記トランジスタTR3の
コレクタに接続されており、重負荷時にはトランジスタ
TR3がonし、該制御トランジスタTR10はoff
する。軽負荷時には、トランジスタTR3がoffし、
該制御トランジスタTR10はonする。前記バイアス
抵抗R2は、たとえば680Ωに選ばれ、これに対して
抵抗R10は、たとえば150Ωに選ばれる。
エナダイオードD12と、抵抗R10と、制御トランジ
スタTR10との直列回路であり、前記コンデンサC1
とバイアス抵抗R2との接続点P7と、ローレベル側の
主電源ライン13との間に介在されている。制御トラン
ジスタTR10のベースは、前記トランジスタTR3の
コレクタに接続されており、重負荷時にはトランジスタ
TR3がonし、該制御トランジスタTR10はoff
する。軽負荷時には、トランジスタTR3がoffし、
該制御トランジスタTR10はonする。前記バイアス
抵抗R2は、たとえば680Ωに選ばれ、これに対して
抵抗R10は、たとえば150Ωに選ばれる。
【0061】したがって、重負荷時には、該直列回路2
2の影響が何ら生じることはなく、通常のRCC動作を
行うことができる。これに対して、軽負荷時には、主ス
イッチング素子Qのon時に、該主スイッチング素子Q
のon状態を維持したまま、多くの電流が該直列回路2
2を流れ、これによってコンデンサC1には、制御巻線
N12側を+として、電荷が蓄積されてゆく。したがっ
て、軽負荷時に前記リンギングパルスが発生しても、該
リンギングパルスは、コンデンサC1の端子間電圧だけ
逆バイアスされて主スイッチング素子Qに与えられるこ
とになり、該主スイッチング素子Qのon起動が阻止さ
れ、起動回路23による以下に示すような再起動が行わ
れる。これによって、重負荷時にはたとえば80kHz
程度のスイッチング周波数を、軽負荷時には数kHz程
度まで低下させることができ、軽負荷時の電力変換効率
を大幅に高めることができる。
2の影響が何ら生じることはなく、通常のRCC動作を
行うことができる。これに対して、軽負荷時には、主ス
イッチング素子Qのon時に、該主スイッチング素子Q
のon状態を維持したまま、多くの電流が該直列回路2
2を流れ、これによってコンデンサC1には、制御巻線
N12側を+として、電荷が蓄積されてゆく。したがっ
て、軽負荷時に前記リンギングパルスが発生しても、該
リンギングパルスは、コンデンサC1の端子間電圧だけ
逆バイアスされて主スイッチング素子Qに与えられるこ
とになり、該主スイッチング素子Qのon起動が阻止さ
れ、起動回路23による以下に示すような再起動が行わ
れる。これによって、重負荷時にはたとえば80kHz
程度のスイッチング周波数を、軽負荷時には数kHz程
度まで低下させることができ、軽負荷時の電力変換効率
を大幅に高めることができる。
【0062】起動回路23は、コンデンサC13と、分
圧抵抗R11〜R13と、ダイオードD13とから構成
されており、前記コンデンサC13と分圧抵抗R11〜
R13との直列回路が前記主電源ライン12,13間に
介在されている。電源投入、すなわち入力端子P1,P
2間に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11
の出力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その
起動回路23の分圧抵抗R12,R13間での分圧値
が、主スイッチング素子Qの閾値電圧Vth、たとえば
3V以上となると、該主スイッチング素子Qがonす
る。
圧抵抗R11〜R13と、ダイオードD13とから構成
されており、前記コンデンサC13と分圧抵抗R11〜
R13との直列回路が前記主電源ライン12,13間に
介在されている。電源投入、すなわち入力端子P1,P
2間に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11
の出力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その
起動回路23の分圧抵抗R12,R13間での分圧値
が、主スイッチング素子Qの閾値電圧Vth、たとえば
3V以上となると、該主スイッチング素子Qがonす
る。
【0063】前記副電源回路19の平滑コンデンサC3
の充電電圧は、逆流防止用の前記ダイオードD5を介し
て起動回路23の分圧抵抗R11とR12との間の接続
点に出力される。これに対応して、起動回路23内に
は、前記コンデンサC13が設けられている。前記コン
デンサC13の端子間電圧がほぼ零である電源投入時に
は、たとえば数百Vに及ぶ主電源電圧の分圧抵抗R11
〜R13による分圧電圧が、主スイッチング素子Qのゲ
ートに与えられることになる。
の充電電圧は、逆流防止用の前記ダイオードD5を介し
て起動回路23の分圧抵抗R11とR12との間の接続
点に出力される。これに対応して、起動回路23内に
は、前記コンデンサC13が設けられている。前記コン
デンサC13の端子間電圧がほぼ零である電源投入時に
は、たとえば数百Vに及ぶ主電源電圧の分圧抵抗R11
〜R13による分圧電圧が、主スイッチング素子Qのゲ
ートに与えられることになる。
【0064】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサC3は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
13は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路
14から前記on起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗R11〜R13への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Q
を比較的低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗R1
1〜R13による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。
間だけ経過すると、平滑コンデンサC3は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
13は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路
14から前記on起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗R11〜R13への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Q
を比較的低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗R1
1〜R13による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。
【0065】なお、前記コンデンサC13と、分圧抵抗
R11との接続点P8と、ローレベル側の主電源ライン
13との間には、分圧抵抗R11〜R13と並列に、か
つ逆バイアス方向となるように、放電用のダイオードD
13が設けられている。したがって、主電源電圧が低下
すると、平滑コンデンサC11−主電源ライン13−分
圧抵抗R13〜R11−コンデンサC13−主電源ライ
ン12−平滑コンデンサC11の経路とともに、平滑コ
ンデンサC11−主電源ライン13−ダイオードD13
−コンデンサC13−主電源ライン12−平滑コンデン
サC11の経路で、コンデンサC13の放電経路が形成
される。これによって、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、コンデンサC13を確実に放電させ、接続
点P8の電位を主電源電圧にほぼ等しく上昇させること
ができ、主スイッチング素子Qを確実に起動させること
ができる。
R11との接続点P8と、ローレベル側の主電源ライン
13との間には、分圧抵抗R11〜R13と並列に、か
つ逆バイアス方向となるように、放電用のダイオードD
13が設けられている。したがって、主電源電圧が低下
すると、平滑コンデンサC11−主電源ライン13−分
圧抵抗R13〜R11−コンデンサC13−主電源ライ
ン12−平滑コンデンサC11の経路とともに、平滑コ
ンデンサC11−主電源ライン13−ダイオードD13
−コンデンサC13−主電源ライン12−平滑コンデン
サC11の経路で、コンデンサC13の放電経路が形成
される。これによって、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、コンデンサC13を確実に放電させ、接続
点P8の電位を主電源電圧にほぼ等しく上昇させること
ができ、主スイッチング素子Qを確実に起動させること
ができる。
【0066】主スイッチング素子Qのoff時に1次巻
線N11と他の巻線N12,N2との間の漏洩インダク
タンスによって発生する振動は、主スイッチング素子Q
のドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗R14と
コンデンサC14との直列回路から成るスナバー回路2
4によって吸収されて除去される。
線N11と他の巻線N12,N2との間の漏洩インダク
タンスによって発生する振動は、主スイッチング素子Q
のドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗R14と
コンデンサC14との直列回路から成るスナバー回路2
4によって吸収されて除去される。
【0067】ここで、前記分圧抵抗R11〜R13の抵
抗値は、以下の式を満足するようにして決定することが
できる。入力端子P1,P2への入力電圧をVinと
し、平滑コンデンサC3の充電電圧をEO とし、分圧抵
抗R11〜R13の抵抗値をそれぞれ参照符と同一で示
すとき、 電源投入による動作開始時 Vin×[R13/(R11+R12+R13)]>Vth …(4) 軽負荷状態における定常運転時 EO ×[R13/(R12+R13)]>Vth …(5) また、前記ツェナダイオードD12は、軽負荷時に制御
トランジスタTR10がonすると、上記式4,式5に
おいて、分圧抵抗R13の抵抗値が、バイアス抵抗R2
と抵抗R10との直列回路と、該分圧抵抗R13との並
列回路の値となってしまい、これらの式4,式5を満足
することができなくなってしまうことを防止するために
設けられる補償用のツェナダイオードである。したがっ
て、ツェナ電圧は、前記閾値電圧Vth以上で、主スイ
ッチング素子Qのon時における制御巻線N12の誘起
電圧以下に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、
軽負荷時においても上記式4,式5を満足することがで
きる場合には、該ツェナダイオードD12を削除、すな
わちダイオードD11と抵抗R10との間を短絡するよ
うにしてもよい。
抗値は、以下の式を満足するようにして決定することが
できる。入力端子P1,P2への入力電圧をVinと
し、平滑コンデンサC3の充電電圧をEO とし、分圧抵
抗R11〜R13の抵抗値をそれぞれ参照符と同一で示
すとき、 電源投入による動作開始時 Vin×[R13/(R11+R12+R13)]>Vth …(4) 軽負荷状態における定常運転時 EO ×[R13/(R12+R13)]>Vth …(5) また、前記ツェナダイオードD12は、軽負荷時に制御
トランジスタTR10がonすると、上記式4,式5に
おいて、分圧抵抗R13の抵抗値が、バイアス抵抗R2
と抵抗R10との直列回路と、該分圧抵抗R13との並
列回路の値となってしまい、これらの式4,式5を満足
することができなくなってしまうことを防止するために
設けられる補償用のツェナダイオードである。したがっ
て、ツェナ電圧は、前記閾値電圧Vth以上で、主スイ
ッチング素子Qのon時における制御巻線N12の誘起
電圧以下に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、
軽負荷時においても上記式4,式5を満足することがで
きる場合には、該ツェナダイオードD12を削除、すな
わちダイオードD11と抵抗R10との間を短絡するよ
うにしてもよい。
【0068】さらにまた、逆流防止用のダイオードD1
1は、軽負荷時における主スイッチング素子Qのoff
時に、制御トランジスタTR10−抵抗R10−ツェナ
ダイオードD12の経路で接続点P7に電流が流れ、主
スイッチング素子Qのゲートへの負バイアスが解放され
ることを阻止するために設けられている。
1は、軽負荷時における主スイッチング素子Qのoff
時に、制御トランジスタTR10−抵抗R10−ツェナ
ダイオードD12の経路で接続点P7に電流が流れ、主
スイッチング素子Qのゲートへの負バイアスが解放され
ることを阻止するために設けられている。
【0069】したがって、たとえば該制御トランジスタ
TR10へのベース電流の供給を主スイッチング素子Q
のon期間以外には停止し、さらに残余のoff期間に
はベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流
供給側の回路に行うことで、前記off期間に前記経路
での電流が流れることを確実に阻止することができる場
合には、前記逆流防止用のダイオードD11を省略する
ことができる。
TR10へのベース電流の供給を主スイッチング素子Q
のon期間以外には停止し、さらに残余のoff期間に
はベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流
供給側の回路に行うことで、前記off期間に前記経路
での電流が流れることを確実に阻止することができる場
合には、前記逆流防止用のダイオードD11を省略する
ことができる。
【0070】本発明の実施の第3の形態について、図6
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【0071】図6は、本発明の実施の第3の形態のスイ
ッチング電源装置31の電気的構成を示すブロック図で
ある。このスイッチング電源装置31は、前述のスイッ
チング電源装置11に類似し、対応する部分には同一の
参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置31は、前述のスイッチ
ング電源装置11,21のようなRCC方式のスイッチ
ング電源装置ではなく、パルス幅変調(PWM)方式の
スイッチング電源装置である。
ッチング電源装置31の電気的構成を示すブロック図で
ある。このスイッチング電源装置31は、前述のスイッ
チング電源装置11に類似し、対応する部分には同一の
参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置31は、前述のスイッチ
ング電源装置11,21のようなRCC方式のスイッチ
ング電源装置ではなく、パルス幅変調(PWM)方式の
スイッチング電源装置である。
【0072】このスイッチング電源装置31では、入力
端子P1,P2間に電源電圧が印加されると、PWM制
御回路32は、補助電源回路33から供給される電力に
よって起動し、前記電圧検出回路18による2次側出力
電圧の検出結果に対応して主スイッチング素子Qのスイ
ッチングパルス幅を制御し、所望とする2次側出力電圧
を得るように構成されている。一方、制御端子CONT
に与えられる、前記判定回路20からの判定結果に対応
して、スイッチング周波数も変化する。
端子P1,P2間に電源電圧が印加されると、PWM制
御回路32は、補助電源回路33から供給される電力に
よって起動し、前記電圧検出回路18による2次側出力
電圧の検出結果に対応して主スイッチング素子Qのスイ
ッチングパルス幅を制御し、所望とする2次側出力電圧
を得るように構成されている。一方、制御端子CONT
に与えられる、前記判定回路20からの判定結果に対応
して、スイッチング周波数も変化する。
【0073】なお、前記副電源回路19が立上がり、P
WM制御回路32に電源供給を開始すると、補助電源回
路33は電源供給を停止し、定常動作状態では停止した
ままとなる。
WM制御回路32に電源供給を開始すると、補助電源回
路33は電源供給を停止し、定常動作状態では停止した
ままとなる。
【0074】このようにして、本発明をPWM方式のス
イッチング電源装置にも適用することもできる。
イッチング電源装置にも適用することもできる。
【0075】
【発明の効果】請求項1の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、スイッチング周波数に比例して
増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高い電力変
換効率が得られるように負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、前記負荷の軽重を判定するにあたって、変圧
器の検出巻線での誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに
充電するようにした回路に、インピーダンス素子が介在
されていると、前記平滑コンデンサの出力電圧が2次側
出力電流値に対応することを利用する。
装置は、以上のように、スイッチング周波数に比例して
増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高い電力変
換効率が得られるように負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、前記負荷の軽重を判定するにあたって、変圧
器の検出巻線での誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに
充電するようにした回路に、インピーダンス素子が介在
されていると、前記平滑コンデンサの出力電圧が2次側
出力電流値に対応することを利用する。
【0076】それゆえ、負荷の軽重を判定するための構
成を、低損失で、かつ1次側だけの簡単な構成とするこ
とができる。
成を、低損失で、かつ1次側だけの簡単な構成とするこ
とができる。
【0077】また、請求項2の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、RCC方式のスイッチング
電源装置であり、前記検出巻線として、RCC動作のた
めに設けられている制御巻線を利用する。
電源装置は、以上のように、RCC方式のスイッチング
電源装置であり、前記検出巻線として、RCC動作のた
めに設けられている制御巻線を利用する。
【0078】それゆえ、特別に変圧器の巻線やタップを
増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。
増加する必要がなく、低コストに実現することができ
る。
【0079】さらにまた、請求項3の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、コンデンサと、第1〜
第3の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をon起動するとと
もに、コンデンサに発生している主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によって、主電
源からの電流の流入を阻止する。
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、コンデンサと、第1〜
第3の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をon起動するとと
もに、コンデンサに発生している主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によって、主電
源からの電流の流入を阻止する。
【0080】それゆえ、前記請求項1で示すような軽負
荷に対応したスイッチング周波数の低下を、主スイッチ
ング素子の再起動を電源投入時と同様に第1〜第3の抵
抗による主電源電圧の分割によって実現するようにして
も、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主電源電圧
の分圧電圧によって主スイッチング素子がon起動さ
れ、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電圧の副
電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング素子が
on起動されるので、分圧抵抗である第1〜第3の抵抗
による電力消費も削減することができ、一層、高効率化
を図ることができる。
荷に対応したスイッチング周波数の低下を、主スイッチ
ング素子の再起動を電源投入時と同様に第1〜第3の抵
抗による主電源電圧の分割によって実現するようにして
も、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主電源電圧
の分圧電圧によって主スイッチング素子がon起動さ
れ、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電圧の副
電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング素子が
on起動されるので、分圧抵抗である第1〜第3の抵抗
による電力消費も削減することができ、一層、高効率化
を図ることができる。
【0081】また、平滑コンデンサは、2次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のon期間が長くなり、2次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
on起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のonタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のon期間が長くなり、2次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
on起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のonタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。
【図1】本発明の実施の第1の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。
【図2】図1で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の動作を説明するための等価回路図である。
源回路の動作を説明するための等価回路図である。
【図3】図1で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。
するための波形図である。
【図4】図1で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の他の例を説明するための電気回路図である。
源回路の他の例を説明するための電気回路図である。
【図5】本発明の実施の第2の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。
ッチング電源装置の電気回路図である。
【図6】本発明の実施の第3の形態のPWM方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。
【図7】RCC方式の典型的な従来技術のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
【図8】RCC方式の他の従来技術のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。
装置の電気的構成を示すブロック図である。
11,21,31 スイッチング電源装置 12,13 主電源ライン 14 制御回路 16,17 出力電源ライン 18 電圧検出回路 19 副電源回路 20 判定回路(判定手段) 22 直列回路 23 起動回路 24 スナバー回路 32 PWM制御回路 33 補助電源回路 C1,C2,C13,C14 コンデンサ C3,C11,C12 平滑コンデンサ C5 寄生容量 D1,D11,D13 ダイオード D2 発光ダイオード D3 ダイオード(整流手段、第1のダイオ
ード) D4 フライホイールダイオード D5 ダイオード(第3のダイオード) D6,D12 ツェナダイオード L チョークコイル(インピーダンス素
子) N 変圧器 N11 1次巻線 N12 制御巻線(検出巻線) N2 2次巻線 PC1 フォトカプラ Q 主スイッチング素子 R,R1,R3,R4,R5,R10,R14 抵抗 R2 バイアス抵抗 R11,R12,R13 分圧抵抗 TR1 フォトトランジスタ TR2,TR10 制御トランジスタ TR3 トランジスタ
ード) D4 フライホイールダイオード D5 ダイオード(第3のダイオード) D6,D12 ツェナダイオード L チョークコイル(インピーダンス素
子) N 変圧器 N11 1次巻線 N12 制御巻線(検出巻線) N2 2次巻線 PC1 フォトカプラ Q 主スイッチング素子 R,R1,R3,R4,R5,R10,R14 抵抗 R2 バイアス抵抗 R11,R12,R13 分圧抵抗 TR1 フォトトランジスタ TR2,TR10 制御トランジスタ TR3 トランジスタ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成12年1月31日(2000.1.3
1)
1)
【手続補正1】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0019
【補正方法】変更
【補正内容】
【0019】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係るス
イッチング電源装置は、負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、変圧器に形成される検出巻線と、平滑コンデ
ンサと、前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑
コンデンサに与える整流手段と、前記整流手段と前記平
滑コンデンサとの間に直列に介在されるインピーダンス
素子と、前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前
記負荷の軽重を判定する判定手段とを含むことを特徴と
する。
イッチング電源装置は、負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、変圧器に形成される検出巻線と、平滑コンデ
ンサと、前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑
コンデンサに与える整流手段と、前記整流手段と前記平
滑コンデンサとの間に直列に介在されるインピーダンス
素子と、前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前
記負荷の軽重を判定する判定手段とを含むことを特徴と
する。
【手続補正3】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0020
【補正方法】変更
【補正内容】
【0020】上記の構成によれば、ドレイン−ソース間
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の検出巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、インピーダンス素子が直列に介在されている
と、前記平滑コンデンサの出力電圧が2次側出力電流値
に対応することを利用する。
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の検出巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、インピーダンス素子が直列に介在されている
と、前記平滑コンデンサの出力電圧が2次側出力電流値
に対応することを利用する。
【手続補正4】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0064
【補正方法】変更
【補正内容】
【0064】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサC3は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
13は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路
23から前記on起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗R11〜R13への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Q
を比較的低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗R1
1〜R13による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。
間だけ経過すると、平滑コンデンサC3は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
13は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路
23から前記on起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗R11〜R13への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Q
を比較的低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗R1
1〜R13による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。
【手続補正5】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】0075
【補正方法】変更
【補正内容】
【0075】
【発明の効果】請求項1の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、スイッチング周波数に比例して
増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高い電力変
換効率が得られるように負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、前記負荷の軽重を判定するにあたって、変圧
器の検出巻線での誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに
充電するようにした回路に、直列にインピーダンス素子
が介在されていると、前記平滑コンデンサの出力電圧が
2次側出力電流値に対応することを利用する。
装置は、以上のように、スイッチング周波数に比例して
増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高い電力変
換効率が得られるように負荷の軽重に対応してスイッチ
ング周波数を変化するようにしたスイッチング電源装置
において、前記負荷の軽重を判定するにあたって、変圧
器の検出巻線での誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに
充電するようにした回路に、直列にインピーダンス素子
が介在されていると、前記平滑コンデンサの出力電圧が
2次側出力電流値に対応することを利用する。
【手続補正6】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図1
【補正方法】変更
【補正内容】
【図1】
Claims (3)
- 【請求項1】負荷の軽重に対応してスイッチング周波数
を変化するようにしたスイッチング電源装置において、 変圧器に形成される検出巻線と、 平滑コンデンサと、 前記検出巻線での誘起電圧を整流して前記平滑コンデン
サに与える整流手段と、 前記整流手段と前記平滑コンデンサとの間に介在される
インピーダンス素子と、 前記平滑コンデンサの出力電圧に基づいて、前記負荷の
軽重を判定する判定手段とを含むことを特徴とするスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項2】主スイッチング素子のon期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制御
端子に帰還し、該主スイッチング素子をon駆動するリ
ンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装
置であり、 前記検出巻線は前記制御巻線であることを特徴とする請
求項1記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項3】前記整流手段は変圧器の制御巻線の一方の
端子から出力を取出す第1のダイオードであり、前記イ
ンピーダンス素子は前記第1のダイオードの出力が与え
られるチョークコイルであり、前記第1のダイオードと
チョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子
に接続するフライホイールダイオードをさらに有し、こ
れら第1のダイオード、チョークコイル、フライホイー
ルダイオードおよび前記平滑コンデンサは副電源回路を
構成し、 コンデンサと、第1〜第3の抵抗との直列回路から成
り、主電源ライン間に介在され、第2の抵抗と第3の抵
抗との接続点が前記主スイッチング素子の制御端子に接
続される起動回路と、 前記副電源回路の出力を前記第1の抵抗と第2の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第3のダイオードとを備
え、 電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をon起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をon起動することを特徴と
する請求項2記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35354998A JP3271948B2 (ja) | 1998-12-11 | 1998-12-11 | スイッチング電源装置 |
EP99301339A EP0938184B1 (en) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Switching power supply |
US09/256,979 US6178100B1 (en) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Switching power source |
DE69911671T DE69911671T2 (de) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Schaltnetzteil |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35354998A JP3271948B2 (ja) | 1998-12-11 | 1998-12-11 | スイッチング電源装置 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000274502A Division JP3385317B2 (ja) | 2000-09-11 | 2000-09-11 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000184712A true JP2000184712A (ja) | 2000-06-30 |
JP3271948B2 JP3271948B2 (ja) | 2002-04-08 |
Family
ID=18431601
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP35354998A Expired - Fee Related JP3271948B2 (ja) | 1998-02-24 | 1998-12-11 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3271948B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007295761A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1998
- 1998-12-11 JP JP35354998A patent/JP3271948B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2007295761A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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JP3271948B2 (ja) | 2002-04-08 |
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