JP2658620B2 - 電力変換器の制御回路 - Google Patents
電力変換器の制御回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、１サイクルの内に複
数回のスイッチングを行うスイッチング素子から構成さ
れ、出力電圧の瞬時値を高精度で制御する瞬時波形制御
形の電力変換器の制御回路に関するものである。
数回のスイッチングを行うスイッチング素子から構成さ
れ、出力電圧の瞬時値を高精度で制御する瞬時波形制御
形の電力変換器の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来の電力変換器の制御回路であ
り、図８において、１は直流を交流に変換するインバー
タを構成する主回路であり、図９（ａ）に示すようなス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ２のフルブリッジ構成のインバ
ータを１〜２ＫＨｚ程度以上の三角波キャリアでパルス
幅変調（以下ＰＷＭ変調）するものなどがその例であ
る。２，３はフィルタ用のリアクトルとコンデンサ、５
は負荷、６ａはインバータ電流ＩＡの検出器、６ｂは負
荷電流ＩＬの検出器、６ｃはインバータ電圧Ｖｃを検出
する電圧検出器である。
り、図８において、１は直流を交流に変換するインバー
タを構成する主回路であり、図９（ａ）に示すようなス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ２のフルブリッジ構成のインバ
ータを１〜２ＫＨｚ程度以上の三角波キャリアでパルス
幅変調（以下ＰＷＭ変調）するものなどがその例であ
る。２，３はフィルタ用のリアクトルとコンデンサ、５
は負荷、６ａはインバータ電流ＩＡの検出器、６ｂは負
荷電流ＩＬの検出器、６ｃはインバータ電圧Ｖｃを検出
する電圧検出器である。
【０００３】図において８００番台の番号は制御回路の
構成要素であることを示す。すなわち、８０１は交流基
準電圧発生回路、８０２はこの交流基準電圧Ｖｃ＊＝Ｅ
ｓｉｎωｔに対して９０°進んだコンデンサに流すべき
電流基準の指令値Ｉｃ＊＝ωＣｐＥｃｏｓωｔの発生回
路、８０３はこれらの基準値の時間ベースとなるクロッ
ク発生回路である。８０９は電圧偏差検出回路、８１０
は電圧制御回路で制御信号Ｊｃを発生する。８０４は負
荷電流の検出値ＩＬにもとずき、負荷電流のフィードフ
ォワード制御信号ＩＬ＊を発生する回路、８１１は以上
３つの信号、Ｉｃ＊，Ｊｃ，ＩＬ＊の和ＩＡ＊を求める
加算回路である。８０５はインバータ電流指令値ＩＡ＊
をインバータの許容電流（例えば±１５０％）以下に制
限するリミッタ、８０６は電流制御増幅器、８０７はイ
ンバータ電流ＩＡのＰＷＭ変調によるリップル分を除去
するローパスフィルタである。８０８はＰＷＭ変調回路
であり、例えば図１０に示すように、比較回路８０８
ａ、搬送波発生回路８０８ｂから構成されている。
構成要素であることを示す。すなわち、８０１は交流基
準電圧発生回路、８０２はこの交流基準電圧Ｖｃ＊＝Ｅ
ｓｉｎωｔに対して９０°進んだコンデンサに流すべき
電流基準の指令値Ｉｃ＊＝ωＣｐＥｃｏｓωｔの発生回
路、８０３はこれらの基準値の時間ベースとなるクロッ
ク発生回路である。８０９は電圧偏差検出回路、８１０
は電圧制御回路で制御信号Ｊｃを発生する。８０４は負
荷電流の検出値ＩＬにもとずき、負荷電流のフィードフ
ォワード制御信号ＩＬ＊を発生する回路、８１１は以上
３つの信号、Ｉｃ＊，Ｊｃ，ＩＬ＊の和ＩＡ＊を求める
加算回路である。８０５はインバータ電流指令値ＩＡ＊
をインバータの許容電流（例えば±１５０％）以下に制
限するリミッタ、８０６は電流制御増幅器、８０７はイ
ンバータ電流ＩＡのＰＷＭ変調によるリップル分を除去
するローパスフィルタである。８０８はＰＷＭ変調回路
であり、例えば図１０に示すように、比較回路８０８
ａ、搬送波発生回路８０８ｂから構成されている。
【０００４】次に動作について説明する。図８におい
て、制御回路は瞬時電流制御を行う電流マイナーループ
と、十分に応答が速い電圧制御ループとから構成されて
いる。インバータが正弦波交流電圧を出力するために流
すべき電流指令値ＩＡ＊を求め、この指令値に対して電
流マイナーループによりインバータ電流ＩＡを瞬時に応
答させ、交流基準電圧に追従した出力電圧を得る。すな
わち、この電流マイナーループの動作は次の通りであ
る。インバータ出力電流ＩＡは検出器６ａで検出されて
検出信号ＩA1となり、ローパスフィルタ８０７によって
ＰＷＭ変調によるリップル分を除去された検出信号ＩA2
となる。インバータが、交流基準電圧に追従した電圧を
出力するために流すべき電流指令値ＩＡ＊とインバータ
電流ＩＡの誤差を増幅器８０６で増幅し、この増幅器８
０６の出力信号ＩE1がＰＷＭ変調回路８０８の入力とな
り、これの変調出力をインバータに加えて、ＰＷＭ制御
する。この電流マイナーループは、遅れを小さくし、ゲ
インを高くすることによって瞬時応答させることができ
る。
て、制御回路は瞬時電流制御を行う電流マイナーループ
と、十分に応答が速い電圧制御ループとから構成されて
いる。インバータが正弦波交流電圧を出力するために流
すべき電流指令値ＩＡ＊を求め、この指令値に対して電
流マイナーループによりインバータ電流ＩＡを瞬時に応
答させ、交流基準電圧に追従した出力電圧を得る。すな
わち、この電流マイナーループの動作は次の通りであ
る。インバータ出力電流ＩＡは検出器６ａで検出されて
検出信号ＩA1となり、ローパスフィルタ８０７によって
ＰＷＭ変調によるリップル分を除去された検出信号ＩA2
となる。インバータが、交流基準電圧に追従した電圧を
出力するために流すべき電流指令値ＩＡ＊とインバータ
電流ＩＡの誤差を増幅器８０６で増幅し、この増幅器８
０６の出力信号ＩE1がＰＷＭ変調回路８０８の入力とな
り、これの変調出力をインバータに加えて、ＰＷＭ制御
する。この電流マイナーループは、遅れを小さくし、ゲ
インを高くすることによって瞬時応答させることができ
る。
【０００５】次に、電流指令値ＩＡ＊の求め方と電圧制
御ループの動作を説明する。インバータが流すべき電流
は、コンデンサ３に流れる電流Ｉｃと負荷電流ＩＬであ
る。従って、インバータ電流指令値ＩＡ＊は、コンデン
サ電流指令Ｉｃ＊と負荷電流指令値ＩＬ＊に電圧偏差を
最小にするための補正分Ｊｃを加えたものである。
御ループの動作を説明する。インバータが流すべき電流
は、コンデンサ３に流れる電流Ｉｃと負荷電流ＩＬであ
る。従って、インバータ電流指令値ＩＡ＊は、コンデン
サ電流指令Ｉｃ＊と負荷電流指令値ＩＬ＊に電圧偏差を
最小にするための補正分Ｊｃを加えたものである。
【０００６】コンデンサ電流指令値Ｉｃ＊は、次のよう
に求められる。コンデンサの電圧Ｖｃと電流Ｉｃの関係
は次式で表わされる。
に求められる。コンデンサの電圧Ｖｃと電流Ｉｃの関係
は次式で表わされる。
【数１】 従って、所定の正弦波電圧を得るためにコンデンサに流
すべき電流は、交流基準電圧Ｅｓｉｎωｔに対し９０°
進んだωＣｐＥｃｏｓωｔである。電流ループがこの目
標値を追従することにより、無負荷状態でインバータは
定格電圧を確立することができる。このようにして無負
荷電圧を確立させた状態では、インバータは電流源に並
列コンデンサを接続した状態で、動作しているため、通
常の正弦波インバータに要求される低インピーダンスの
電圧源としての特性を有していない。そこで、このイン
バータは、電流マイナーループを負荷の要求する電流に
高速で追従させるように構成することによって、負荷か
らみて低インピーダンスの電圧源となるようにしてい
る。負荷の要求する電流は、整流器負荷などでは多くの
高調波を含んだ歪電流波形となる。この歪波形をフィー
ドフォワード信号として与え、遅れなくインバータが出
力することによって、電流源的インバータを見かけ上、
電圧源になるように構成している。しかし、実際には電
流マイナーループの遅れや誤差により、例えば２０次以
上の高調波成分には容易に追従することができない。ま
たＰＷＭの変調によるリップル成分が出力にでる。これ
らの高次高調波成分はインバータのフィルタコンデンサ
Ｃｐ３により供給され、正弦波出力を得るようにしてい
る。
すべき電流は、交流基準電圧Ｅｓｉｎωｔに対し９０°
進んだωＣｐＥｃｏｓωｔである。電流ループがこの目
標値を追従することにより、無負荷状態でインバータは
定格電圧を確立することができる。このようにして無負
荷電圧を確立させた状態では、インバータは電流源に並
列コンデンサを接続した状態で、動作しているため、通
常の正弦波インバータに要求される低インピーダンスの
電圧源としての特性を有していない。そこで、このイン
バータは、電流マイナーループを負荷の要求する電流に
高速で追従させるように構成することによって、負荷か
らみて低インピーダンスの電圧源となるようにしてい
る。負荷の要求する電流は、整流器負荷などでは多くの
高調波を含んだ歪電流波形となる。この歪波形をフィー
ドフォワード信号として与え、遅れなくインバータが出
力することによって、電流源的インバータを見かけ上、
電圧源になるように構成している。しかし、実際には電
流マイナーループの遅れや誤差により、例えば２０次以
上の高調波成分には容易に追従することができない。ま
たＰＷＭの変調によるリップル成分が出力にでる。これ
らの高次高調波成分はインバータのフィルタコンデンサ
Ｃｐ３により供給され、正弦波出力を得るようにしてい
る。
【０００７】次に、補正分Ｊｃを出力する電圧制御ルー
プの目的と動作について説明する。以上説明した制御系
は、コンデンサ電流Ｉｃを予定の正弦波電流Ｉｃ＊に追
従させるフィードバック制御に、負荷電流指令値ＩＬ＊
をフィードフォワードしたものである。その外に設けた
電圧制御のメジャーループは、次のような種種の変動や
不確定要素による出力電圧の基準電圧からの乱れを修正
し、系を安定化させる働きを持たせている。 （１）負荷電流の変化率が大きすぎて、インバータが追
従しきれぬことによる出力電圧の乱れ （２）インバータの直流入力電圧の急変による電流ルー
プの偏差にもとづく出力電圧の乱れ （３）素子のスイッチング遅れとインバータアーム短絡
防止時間Ｔｄによる電流偏差
プの目的と動作について説明する。以上説明した制御系
は、コンデンサ電流Ｉｃを予定の正弦波電流Ｉｃ＊に追
従させるフィードバック制御に、負荷電流指令値ＩＬ＊
をフィードフォワードしたものである。その外に設けた
電圧制御のメジャーループは、次のような種種の変動や
不確定要素による出力電圧の基準電圧からの乱れを修正
し、系を安定化させる働きを持たせている。 （１）負荷電流の変化率が大きすぎて、インバータが追
従しきれぬことによる出力電圧の乱れ （２）インバータの直流入力電圧の急変による電流ルー
プの偏差にもとづく出力電圧の乱れ （３）素子のスイッチング遅れとインバータアーム短絡
防止時間Ｔｄによる電流偏差
【０００８】このような原因により電圧が乱れることに
よって負荷電流が本来の波形と異なるものとなるので、
それを検出しフィードフォワードすると、さらに電圧が
乱れることになり、不安定な系となる。このような原因
にもとづく出力電圧の瞬間的な乱れを修正し、系を安定
化させるために、電圧制御系には補正信号Ｊｃを高速応
答で出力し、出力電圧を基準どおりに保つ作用をする。
よって負荷電流が本来の波形と異なるものとなるので、
それを検出しフィードフォワードすると、さらに電圧が
乱れることになり、不安定な系となる。このような原因
にもとづく出力電圧の瞬間的な乱れを修正し、系を安定
化させるために、電圧制御系には補正信号Ｊｃを高速応
答で出力し、出力電圧を基準どおりに保つ作用をする。
【０００９】上記の３つの信号Ｉｃ＊，ＩＬ＊，Ｊｃの
和をリミッタに通して電流マイナーループの指令値とし
て与えることにより、出力電流は素子の許容電流以下に
制限され、インバータ自身の特性により過電流が抑制さ
れた使い易いインバータとなる。
和をリミッタに通して電流マイナーループの指令値とし
て与えることにより、出力電流は素子の許容電流以下に
制限され、インバータ自身の特性により過電流が抑制さ
れた使い易いインバータとなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の制御回
路を三相出力の変換器に使用する場合、以上のような回
路三相分で構成することになる。ここで、ある相の電流
指令値がリミッタにかかったとすると、主回路ではイン
バータの出力電流の和は必ず零となるが、電流指令値の
和は零にならなくなるため、リミッタ値どおりにインバ
ータの出力電流が制限されないという問題点があった。
例えばインバータ電流指令値のリミッタが±１００Ａで
ある場合で、ある瞬間にＵ相に１１０Ａ、Ｖ相に−６０
Ａ、Ｗ相に−５０Ａの電流が流れる負荷がつながってい
るとすると、インバータ電流指令値はリミッタにより制
限されるため、Ｕ相１００Ａ，Ｖ相−６０Ａ，Ｗ相−５
０Ａとなってしまうので、インバータ電流指令値の和が
零にならない状態となる。Ｕ相のインバータはリミッタ
にかかった値１００Ａを流そうとするが、他相の影響に
より、結果的には例えばＵ相１０５Ａ，Ｖ相−５７Ａ，
Ｗ相−４８Ａという和が零になる電流が流れ、リミッタ
が効かなくなってしまう。
路を三相出力の変換器に使用する場合、以上のような回
路三相分で構成することになる。ここで、ある相の電流
指令値がリミッタにかかったとすると、主回路ではイン
バータの出力電流の和は必ず零となるが、電流指令値の
和は零にならなくなるため、リミッタ値どおりにインバ
ータの出力電流が制限されないという問題点があった。
例えばインバータ電流指令値のリミッタが±１００Ａで
ある場合で、ある瞬間にＵ相に１１０Ａ、Ｖ相に−６０
Ａ、Ｗ相に−５０Ａの電流が流れる負荷がつながってい
るとすると、インバータ電流指令値はリミッタにより制
限されるため、Ｕ相１００Ａ，Ｖ相−６０Ａ，Ｗ相−５
０Ａとなってしまうので、インバータ電流指令値の和が
零にならない状態となる。Ｕ相のインバータはリミッタ
にかかった値１００Ａを流そうとするが、他相の影響に
より、結果的には例えばＵ相１０５Ａ，Ｖ相−５７Ａ，
Ｗ相−４８Ａという和が零になる電流が流れ、リミッタ
が効かなくなってしまう。
【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、変換器の電流指令が、リミッタ
にかかったときでも電流指令の和を零とし電流指令のリ
ミッタどおりの電流が流れる変換器の制御回路を得るこ
とを目的とする。
ためになされたもので、変換器の電流指令が、リミッタ
にかかったときでも電流指令の和を零とし電流指令のリ
ミッタどおりの電流が流れる変換器の制御回路を得るこ
とを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明に係わる変換器
の制御回路は、三相変換器の各相の電流指令値を加算し
その結果を所定のゲイン倍し、その信号により各相それ
ぞれの電流指令値を補正するように構成したものであ
る。
の制御回路は、三相変換器の各相の電流指令値を加算し
その結果を所定のゲイン倍し、その信号により各相それ
ぞれの電流指令値を補正するように構成したものであ
る。
【００１３】
【作用】この発明における変換器の制御回路は、三相の
どれかの相の電流指令値がリミッタにかかったとき、電
流指令値の三相の和が零になるように動作する。
どれかの相の電流指令値がリミッタにかかったとき、電
流指令値の三相の和が零になるように動作する。
【００１４】
【実施例】実施例１．図１に本発明の一実施例を示す。
前述の図８と対応する機能については同じ番号をつけて
いる。図１は、図８の単相制御回路３つで構成した三相
制御回路であり、添え字がＵの番号はＵ相のインバータ
の構成要素、添え字がＶの番号はＶ相のインバータの構
成要素、添え字がＷの番号はＷ相のインバータの構成要
素を示す。１Ｕ〜Ｗは、図９ａに示す単相インバータ三
台から構成してもよいし、図９ｂに示す三相インバータ
で構成してもよい。６ｃの電圧検出回路は、各相の相電
圧を検出するように構成する。
前述の図８と対応する機能については同じ番号をつけて
いる。図１は、図８の単相制御回路３つで構成した三相
制御回路であり、添え字がＵの番号はＵ相のインバータ
の構成要素、添え字がＶの番号はＶ相のインバータの構
成要素、添え字がＷの番号はＷ相のインバータの構成要
素を示す。１Ｕ〜Ｗは、図９ａに示す単相インバータ三
台から構成してもよいし、図９ｂに示す三相インバータ
で構成してもよい。６ｃの電圧検出回路は、各相の相電
圧を検出するように構成する。
【００１５】８１３はリミッタ８０５Ｕ〜Ｗから出力さ
れた三相の電流指令値(IA＊U 〜W)の和を求めるための
加算器で、前記加算器の出力は８１４の増幅器でゲイン
Ｋ倍され、加減算器８１１によりリミッタを通る前の三
相の電流指令値から減算されている。
れた三相の電流指令値(IA＊U 〜W)の和を求めるための
加算器で、前記加算器の出力は８１４の増幅器でゲイン
Ｋ倍され、加減算器８１１によりリミッタを通る前の三
相の電流指令値から減算されている。
【００１６】次に、上記実施例の動作を図１を参照しな
がら説明する。電流指令値がリミッタ８０５にかからな
い状態においては、電流指令値の和を求めるための加算
器８１３の出力は常に０であるが、ある相の電流指令
値、例えば、Ｕ相の電流指令が正方向のリミッタにかか
った時、加算器８１３の出力は負電圧を出力する。しか
し、加算器８１３の出力に８１４てゲインＫを乗じて電
流指令値から（加減算器８１１により）減算してやれ
ば、リミッタにかかたＵ相の電流指令はもっとリミッタ
にかかる方向に補正がかかるが、リミッタがあるのでリ
ミッタ以上電流指令値は大きくならず、一方Ｖ相とＷ相
の電流指令は、電流が抑えられる方向に補正がかかる。
つまりある相の電流指令値がリミッタにかかったとき、
三相の電流指令値の和が零にならない分リミッタにかか
っていない相の電流指令を抑えるように補正をかけるこ
とによって、三相の電流指令の和を零にし、電流指令の
リミッタ値どおりの電流を、変換器に流すようにするこ
とができる。
がら説明する。電流指令値がリミッタ８０５にかからな
い状態においては、電流指令値の和を求めるための加算
器８１３の出力は常に０であるが、ある相の電流指令
値、例えば、Ｕ相の電流指令が正方向のリミッタにかか
った時、加算器８１３の出力は負電圧を出力する。しか
し、加算器８１３の出力に８１４てゲインＫを乗じて電
流指令値から（加減算器８１１により）減算してやれ
ば、リミッタにかかたＵ相の電流指令はもっとリミッタ
にかかる方向に補正がかかるが、リミッタがあるのでリ
ミッタ以上電流指令値は大きくならず、一方Ｖ相とＷ相
の電流指令は、電流が抑えられる方向に補正がかかる。
つまりある相の電流指令値がリミッタにかかったとき、
三相の電流指令値の和が零にならない分リミッタにかか
っていない相の電流指令を抑えるように補正をかけるこ
とによって、三相の電流指令の和を零にし、電流指令の
リミッタ値どおりの電流を、変換器に流すようにするこ
とができる。
【００１７】実施例２．上記実施例において、電圧制御
が比例積分制御等の積分制御を含む制御系の場合、電圧
制御回路は、ある相の電流指令がリミッタにかかった状
態においても、電圧指令と電圧フィードバックとの偏差
を積分しており、制御量の誤差が大きくなって、電圧制
御が不安定となる問題がある。
が比例積分制御等の積分制御を含む制御系の場合、電圧
制御回路は、ある相の電流指令がリミッタにかかった状
態においても、電圧指令と電圧フィードバックとの偏差
を積分しており、制御量の誤差が大きくなって、電圧制
御が不安定となる問題がある。
【００１８】図２の構成は、図１とほぼ同一であるが、
電流指令値の和を求めるための加算器８１３の出力に８
１４でゲインＫ１を乗じ、電圧偏差検出回路としての加
減算器８０９により電圧制御回路８１０の入力に与えて
いる。この結果、電圧制御回路８１０の出力である補正
信号Ｊｃによって、電流指令値の和が零になるよう制御
されるので、制御量の大きな誤差を抑え、電圧制御を安
定にさせ、電流指令のリミッタ値どおりの電流を変換器
に流すように動作する。
電流指令値の和を求めるための加算器８１３の出力に８
１４でゲインＫ１を乗じ、電圧偏差検出回路としての加
減算器８０９により電圧制御回路８１０の入力に与えて
いる。この結果、電圧制御回路８１０の出力である補正
信号Ｊｃによって、電流指令値の和が零になるよう制御
されるので、制御量の大きな誤差を抑え、電圧制御を安
定にさせ、電流指令のリミッタ値どおりの電流を変換器
に流すように動作する。
【００１９】実施例３．上記実施例において、ある相の
電流指令がリミッタにかかった時、電圧制御回路に積分
制御の応答時定数があるので、電流指令の和を０Ｖにす
る制御は高速にすることができない。
電流指令がリミッタにかかった時、電圧制御回路に積分
制御の応答時定数があるので、電流指令の和を０Ｖにす
る制御は高速にすることができない。
【００２０】図３の構成は、図１，２とはほぼ同一であ
るが、電流指令値の和を求めるための加算器８１３の出
力に８１４でゲインＫを乗じ、ＩＡ＊をもとめる加減算
器８１１により減算することによって、高速に電流指令
の和を０Ｖにするように補正をかけるとともに、加算器
８１３の出力に８１７でゲインＫ１を乗じ、電圧偏差検
出回路８０９に与えることにより、制御量の大きな誤差
を抑え、電圧制御を安定にさせ、電流指令のリミッタ値
どおりの電流を変換器に流すようにしたものである。
るが、電流指令値の和を求めるための加算器８１３の出
力に８１４でゲインＫを乗じ、ＩＡ＊をもとめる加減算
器８１１により減算することによって、高速に電流指令
の和を０Ｖにするように補正をかけるとともに、加算器
８１３の出力に８１７でゲインＫ１を乗じ、電圧偏差検
出回路８０９に与えることにより、制御量の大きな誤差
を抑え、電圧制御を安定にさせ、電流指令のリミッタ値
どおりの電流を変換器に流すようにしたものである。
【００２１】実施例４．上記実施例では、電流指令がリ
ミッタにかかっていない場合にも電流指令値の和を求め
た補正信号を制御回路に与えている。この場合、制御系
を構成する回路が理想的に動作すれば問題ないが、回路
を構成する演算増幅器等がオフセットなどで誤差をもつ
ときにはこの値は０Ｖにならず、制御が不安定になると
いう問題がある。
ミッタにかかっていない場合にも電流指令値の和を求め
た補正信号を制御回路に与えている。この場合、制御系
を構成する回路が理想的に動作すれば問題ないが、回路
を構成する演算増幅器等がオフセットなどで誤差をもつ
ときにはこの値は０Ｖにならず、制御が不安定になると
いう問題がある。
【００２２】図４の構成は、ある相の電流指令がリミッ
タにかかった時のみ、電流指令の和を０Ｖにする為の補
正信号を与える様に構成している。図において、８１５
は、８０５からの信号によりある相がリミッタにかかっ
たことを検出するリミッタ検出回路であり、例えば図５
のように構成されている。図５において、演算増幅器８
０５ａの出力ＶＯ＝±（ＶＺ／２）の電圧になるまで
は、ツェナーダイオードＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１＝
＋（ＶＺ／２）、ツェナーダイオードＺＤ１のアノード
側電圧Ｖ２＝−（ＶＺ／２）の電圧である。但し、ＶＺ
＝ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧。
タにかかった時のみ、電流指令の和を０Ｖにする為の補
正信号を与える様に構成している。図において、８１５
は、８０５からの信号によりある相がリミッタにかかっ
たことを検出するリミッタ検出回路であり、例えば図５
のように構成されている。図５において、演算増幅器８
０５ａの出力ＶＯ＝±（ＶＺ／２）の電圧になるまで
は、ツェナーダイオードＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１＝
＋（ＶＺ／２）、ツェナーダイオードＺＤ１のアノード
側電圧Ｖ２＝−（ＶＺ／２）の電圧である。但し、ＶＺ
＝ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧。
【００２３】次に演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＞＋
（ＶＺ／２）の電圧になれば、ツェナーダイオードＺＤ
１のカソード側電圧Ｖ１＝（演算増幅器８０５ａの出力
Ｖ０−ダイオード順電圧降下ＶＦ）、ツェナーダイオー
ドＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２＝（ツェナーダイオード
ＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１−電圧ＶＺ）の電圧とな
る。次に演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０がリミッタにか
かった場合、例えば演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＝＋
ＶＺとなったとき、ツェナーダイオードＺＤ１のアノー
ド側電圧Ｖ２の電位は、負側の電位から正側に上がろう
とするが、そのときＤ３がＯＮし、ツェナーダイオード
ＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２＝ダイオード順電圧降下Ｖ
Ｆとなる。また演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＜−（Ｖ
Ｚ／２）の電圧になれば、ツェナーダイオードＺＤ１の
アノード側電圧Ｖ２＝（演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０
＋ダイオード順電圧降下ＶＦ）、ツェナーダイオードＺ
Ｄ１のカソード側電圧Ｖ１＝（ツェナーダイオードＺＤ
１のアノード側電圧Ｖ２＋電圧ＶＺ）の電圧となる。次
に演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０がリミッタにかかった
場合、例えば演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＝−ＶＺと
なったとき、ツェナーダイオードＺＤ１のカソード側電
圧Ｖ１の電位は、正側の電位から負側の電位に下がろう
とするが、そのときＤ１がＯＮし、ツェナーダイオード
ＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１＝−ダイオード順電圧降下
ＶＦとなる。リミッタ検出回路８１５は、ツェナーダイ
オードＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１が負電圧になるか、
ツェナーダイオードＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２が正電
圧になるかをコンパレータ８１５ａ，８１５ｂで監視し
ており、８１５ａと８１５ｂとの出力を８１５ｃでＯＲ
をとり、各相の８１５ｃの出力を８１５ｅでＯＲをと
り、この出力をリミッタ検出回路８１５の出力として用
いれば、どれかの相がリミッタにかかれば検出すること
ができる。
（ＶＺ／２）の電圧になれば、ツェナーダイオードＺＤ
１のカソード側電圧Ｖ１＝（演算増幅器８０５ａの出力
Ｖ０−ダイオード順電圧降下ＶＦ）、ツェナーダイオー
ドＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２＝（ツェナーダイオード
ＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１−電圧ＶＺ）の電圧とな
る。次に演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０がリミッタにか
かった場合、例えば演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＝＋
ＶＺとなったとき、ツェナーダイオードＺＤ１のアノー
ド側電圧Ｖ２の電位は、負側の電位から正側に上がろう
とするが、そのときＤ３がＯＮし、ツェナーダイオード
ＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２＝ダイオード順電圧降下Ｖ
Ｆとなる。また演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＜−（Ｖ
Ｚ／２）の電圧になれば、ツェナーダイオードＺＤ１の
アノード側電圧Ｖ２＝（演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０
＋ダイオード順電圧降下ＶＦ）、ツェナーダイオードＺ
Ｄ１のカソード側電圧Ｖ１＝（ツェナーダイオードＺＤ
１のアノード側電圧Ｖ２＋電圧ＶＺ）の電圧となる。次
に演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０がリミッタにかかった
場合、例えば演算増幅器８０５ａの出力Ｖ０＝−ＶＺと
なったとき、ツェナーダイオードＺＤ１のカソード側電
圧Ｖ１の電位は、正側の電位から負側の電位に下がろう
とするが、そのときＤ１がＯＮし、ツェナーダイオード
ＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１＝−ダイオード順電圧降下
ＶＦとなる。リミッタ検出回路８１５は、ツェナーダイ
オードＺＤ１のカソード側電圧Ｖ１が負電圧になるか、
ツェナーダイオードＺＤ１のアノード側電圧Ｖ２が正電
圧になるかをコンパレータ８１５ａ，８１５ｂで監視し
ており、８１５ａと８１５ｂとの出力を８１５ｃでＯＲ
をとり、各相の８１５ｃの出力を８１５ｅでＯＲをと
り、この出力をリミッタ検出回路８１５の出力として用
いれば、どれかの相がリミッタにかかれば検出すること
ができる。
【００２４】この実施例では、図４において、どれか一
相がリミッタにかかったことを検出するリミッタ検出回
路８１５の出力により、アナログスイッチ８１６をＯＮ
し、電流指令の和を零にするための補正信号をＩＡ＊を
求める加減算器８１１に与えている。
相がリミッタにかかったことを検出するリミッタ検出回
路８１５の出力により、アナログスイッチ８１６をＯＮ
し、電流指令の和を零にするための補正信号をＩＡ＊を
求める加減算器８１１に与えている。
【００２５】実施例５． 図６の実施例では８１６の出力である電流指令の和を零
にする補正信号を、電圧制御回路８１０の入力に与えて
いる。またこの場合、上記実施例３と同様に補正信号を
加減算器８１１と電圧制御回路８１０の入力との両方に
与えるようにしてもよい。これらの場合には、上記実施
例２または３と同様に、制御量の誤差を抑えるという効
果がある。
にする補正信号を、電圧制御回路８１０の入力に与えて
いる。またこの場合、上記実施例３と同様に補正信号を
加減算器８１１と電圧制御回路８１０の入力との両方に
与えるようにしてもよい。これらの場合には、上記実施
例２または３と同様に、制御量の誤差を抑えるという効
果がある。
【００２６】実施例６．上記説明では、三相制御系の場
合について述べてきたが、三相回路の内２相だけを制御
する場合にも適用できる。インバータ主回路は三線式で
あるので、上記説明したとおり３相のインバータ電流の
合計値は常に零になる（ＩＡＵ＋ＩＡＶ＋ＩＡＷ＝
０）。従って３相の内の２相だけ制御すればよい。
合について述べてきたが、三相回路の内２相だけを制御
する場合にも適用できる。インバータ主回路は三線式で
あるので、上記説明したとおり３相のインバータ電流の
合計値は常に零になる（ＩＡＵ＋ＩＡＶ＋ＩＡＷ＝
０）。従って３相の内の２相だけ制御すればよい。
【００２７】図７の実施例では、三相のインバータ１Ｕ
〜１Ｗに対して、電圧制御回路８１０、電流制御回路８
０６がＵ，Ｖの２相にのみ設けられている。この場合、
Ｗ相の電流指令ＩＡ＊ｗはＵ相およびＶ相の電流指令値
の和として求められる。リミッタ８０５は３相分設けら
れて、上記実施例と同様の動作をする。また、Ｗ相のＰ
ＷＭ指令値は、Ｕ相Ｖ相の電流制御回路８０６Ｕ，８０
６Ｖの出力から作成される。この実施例では、検出回
路、制御回路が簡単になるという効果がある。
〜１Ｗに対して、電圧制御回路８１０、電流制御回路８
０６がＵ，Ｖの２相にのみ設けられている。この場合、
Ｗ相の電流指令ＩＡ＊ｗはＵ相およびＶ相の電流指令値
の和として求められる。リミッタ８０５は３相分設けら
れて、上記実施例と同様の動作をする。また、Ｗ相のＰ
ＷＭ指令値は、Ｕ相Ｖ相の電流制御回路８０６Ｕ，８０
６Ｖの出力から作成される。この実施例では、検出回
路、制御回路が簡単になるという効果がある。
【００２８】上記説明では制御系がアナログ制御方式で
構成された場合について説明したが、デジタルサンプル
値制御方式によって構成することもでき、上記実施例と
同様の効果を奏する。
構成された場合について説明したが、デジタルサンプル
値制御方式によって構成することもでき、上記実施例と
同様の効果を奏する。
【００２９】また、上記説明では電力変換器としてイン
バータについて説明したが、サイクロコンバータを使っ
た高周波リンク方式変換器など、瞬時波形制御方式の変
換器であればどのような形式のものにも適用できること
はあきらかで、上記実施例と同様の効果を奏する。
バータについて説明したが、サイクロコンバータを使っ
た高周波リンク方式変換器など、瞬時波形制御方式の変
換器であればどのような形式のものにも適用できること
はあきらかで、上記実施例と同様の効果を奏する。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、一つ
の相の電流指令値がリミッタにかかっても、電流指令値
の和が零になるよう補正することによって、変換器の出
力電流をリミッタ値どおりにすることができ、精度の高
いものが得られるという効果がある。
の相の電流指令値がリミッタにかかっても、電流指令値
の和が零になるよう補正することによって、変換器の出
力電流をリミッタ値どおりにすることができ、精度の高
いものが得られるという効果がある。
【図１】この発明の実施例１による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施例２による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施例３による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施例４による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施例４のリミッタ検出回路を説明
する回路図である。
する回路図である。
【図６】この発明の実施例５による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施例６による電力変換器の制御回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図８】従来の電力変換器の制御回路を示すブロック図
である。
である。
【図９】従来の電力変換器の主回路図である。
【図１０】パルス幅変調回路を説明する回路図である。
１ インバータ主回路 ２ リアクトル ３ コンデンサ ５ 負荷 ６ 検出回路 ８０１ 基準電圧発生回路 ８０２ コンデンサ電流指令値発生回路 ８０３ クロック発生回路 ８０４ フィードフォワード回路 ８０５ リミッタ ８０６ 電流制御回路 ８０７ ローパスフィルタ ８０８ ＰＷＭ変調回路 ８１０ 電圧制御回路 ８１１，８１２，８１３ 加減算回路 ８１４，８１７ 増幅回路 ８１５ リミッタ検出回路 ８１６ アナログスイッチ
Claims (8)
- 【請求項１】 変換器を構成するスイッチング素子が１
サイクルの内に複数回のスイッチングを行い、多相交流
出力を発生するように構成された電力変換器の制御回路
において、上記各相の変換器が出力すべき電流の値を指
令する電流指令値が所定の値以上にならないようにする
リミッタと、上記電流指令値の少なくとも一つが上記リ
ミッタにかかったとき、電流指令値を作る回路の信号を
補正してそれぞれの電流指令値の和が零になるようにす
る補正手段を設けたことを特徴とする電力変換器の制御
回路。 - 【請求項２】 補正手段はリミッタを介した全ての電流
指令値の和に基づく信号によりそれぞれのリミッタに入
力する信号を補正することを特徴とする請求項第１項記
載の電力変換器の制御回路。 - 【請求項３】 リミッタにかかったことを検出する検出
回路を有し、上記検出回路の出力があることにより電流
指令値を作る回路の信号を補正することを特徴とする、
請求項第１項または第２項記載の電力変換器の制御回
路。 - 【請求項４】 変換器を構成するスイッチング素子が１
サイクルの内に複数回のスイッチングを行い、多相交流
出力を発生するように構成された電力変換器の制御回路
において、上記各相の変換器が出力すべき電流の値を指
令する電流指令値が所定の値以上にならないようにする
リミッタと、このリミッタの前段に設けられ電流指令値
を作る信号を出力して上記変換器の出力電圧の基準電圧
からの乱れを修正する電圧制御回路とを備え、上記電流
指令値の少なくとも一つが上記リミッタにかかったと
き、上記リミッタを介した全ての電流指令値の和に基づ
く信号により上記それぞれの電圧制御回路の入力信号を
補正して、それぞれの電流指令値の和が零になるように
する補正手段を設けたことを特徴とする電力変換器の制
御回路。 - 【請求項５】 リミッタにかかったことを検出する検出
回路を有し、上記検出回路の出力があることにより電圧
制御回路の入力信号を補正することを特徴とする、請求
項第４項記載の電力変換器の制御回路。 - 【請求項６】 変換器を構成するスイッチング素子が１
サイクルの内に複数回のスイッチングを行い、多相交流
出力を発生するように構成された電力変換器の制御回路
において、上記各相の変換器が出力すべき電流の値を指
令する電流指令値が所定の値以上にならないようにする
リミッタと、このリミッタの前段に設けられ上記電流指
令値を作る信号を出力して上記変換器の出力電圧の基準
電圧からの乱れを修正する電圧制御回路とを備え、上記
電流指令値の少なくとも一つが上記リミッタにかかった
とき、上記リミッタを介した全ての電流指令値の和に基
づく信号により上記それぞれのリミッタに入力する信号
とそれぞれの電圧制御回路の入力信号とを補正して、そ
れぞれの電流指令値の和が零になるようにする補正手段
を設けたことを特徴とする電力変換器の制御回路。 - 【請求項７】 リミッタにかかったことを検出する検出
回路を有し、上記検出回路の出力があることによりリミ
ッタに入力する信号と電圧制御回路の入力信号とを補正
することを特徴とする、請求項第６項記載の電力変換器
の制御回路。 - 【請求項８】 変換器は三相変換器であり、電流指令値
は三相の内の二相分のみ作られ他の一相分は上記二相分
の和により求められることを特徴とする請求項第１項な
いし第７項のいずれかに記載の電力変換器の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3131158A JP2658620B2 (ja) | 1991-06-03 | 1991-06-03 | 電力変換器の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3131158A JP2658620B2 (ja) | 1991-06-03 | 1991-06-03 | 電力変換器の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04355671A JPH04355671A (ja) | 1992-12-09 |
| JP2658620B2 true JP2658620B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=15051358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3131158A Expired - Lifetime JP2658620B2 (ja) | 1991-06-03 | 1991-06-03 | 電力変換器の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2658620B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007184998A (ja) * | 2005-12-29 | 2007-07-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
-
1991
- 1991-06-03 JP JP3131158A patent/JP2658620B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04355671A (ja) | 1992-12-09 |
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