JP2009513087A - 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化方法及び装置 - Google Patents

無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化方法及び装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2009513087A
JP2009513087A JP2008537609A JP2008537609A JP2009513087A JP 2009513087 A JP2009513087 A JP 2009513087A JP 2008537609 A JP2008537609 A JP 2008537609A JP 2008537609 A JP2008537609 A JP 2008537609A JP 2009513087 A JP2009513087 A JP 2009513087A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
llr
normalization
normalized
soft metric
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2008537609A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4763057B2 (ja
Inventor
サン−ヒョ・キム
ミン−ゴー・キム
ヨン−モ・グ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Priority claimed from PCT/KR2006/004708 external-priority patent/WO2007055533A1/en
Publication of JP2009513087A publication Critical patent/JP2009513087A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4763057B2 publication Critical patent/JP4763057B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

本発明は、無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化装置であって、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いてソフトメトリックを生成するデマッパと、ソフトメトリックを受信し、雑音分散値に対する定数値の比をソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求め、正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する正規化器とを含むことを特徴とする。

Description

本発明は無線通信システムに関して、特にチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化(normalizing)のための方法及び装置に関するものである。
ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)２０００、ＷＣＤＭＡ(Wideband-CDMA)、及びＩＥＥＥ(Institute of Electrical and Electronics Engineers)８０２.１６システムは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ、１６-ＱＡＭ(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)、６４-ＱＡＭなどの変調を遂行する。さらに、これらシステムは、ターボ符号のようなチャンネル符号の組合で適応変調及び符号化(Adaptive Modulation and Coding：ＡＭＣ)を遂行する。このシステムは、チャンネル状態に該当する最適の伝送率を得る。受信段は、多様な変調によりデマッパ(demapper）でビット当たりＬＬＲ(Log Likelihood Ratio：対数尤度比)を計算し、チャンネルデコーダへの入力メトリックを獲得する。チャンネルデコーダは、上記メトリックを受信して復号化する。
図１は、従来の無線通信システムにおける送受信機の構成を示す。
図１を参照すると、伝送されるバイナリデータｉ(ｎ）は、送信器１００内のチャンネルエンコーダ１１０によって符号化される。チャンネルエンコーダ１１０は、一連のバイナリ符号シンボルｃ(ｎ)を生成する。マッパ１２０は、生成された符号シンボルのうちのいくつかの符号シンボルのブロックを生成し、信号点配置(constellation：コンスタレーション)上の一点にマッピングし、複素数値の変調シンボルｘ(ｎ)に変換する。この変調シンボルｘ(ｎ)は、変調器１３０に印加される。変調器１３０は、変調シンボルｘ(ｎ)によりＣＤＭＡ方式又は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する)方式で連続時間波動を生成してチャンネル１４０を介して受信器１５０に伝送する。
受信器１５０において、復調器/チャンネル推定器１６０は、受信信号に対して基底帯域復調とチャンネル推定プロセスを遂行する。復調器は、多様な技術により実現されることができる。例えば、復調器は、ＣＤＭＡのレイク(rake)受信器又はＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)プロセス及びチャンネル推定器で実現されたＯＦＤＭの復調器であり得る。基底帯域の復調後に、ＱＡＭ又はＰＳＫによって変調されたチャンネル推定値ｃ(ｎ)及び受信シンボルｙ(ｎ)が獲得される。
デマッパ１７０は、受信シンボルｙ(ｎ)及びチャンネル推定値ｃ(ｎ）を用いて、チャンネル符号の符号語をなすビットに対するメトリックを計算する。デマッパ１７０で計算されたメトリック値に対応するシーケンスΛ(ｎ)は、チャンネルデコーダ１８０に入力され、元の伝送されたバイナリデータに復号される。チャンネルデコーダ１８０が復号化動作を完了すると、受信器１５０は、物理階層で基本動作を完了する。このとき、チャンネルデコーダ１８０は、畳み込み符号に対応するビタビデコーダ、ターボ符号に対応するＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)反復デコーダ、ｌｏｇ-ＭＡＰ(Maximum a Posteriori)反復デコーダ、及びｍａｘ-ｌｏｇ-ＭＡＰ反復デコーダなどを使用することができる。
上記のように動作する従来の無線通信システムの実現において、デコーダに入力されるメトリックのダイナミックレンジは、一般的に浮動小数点(floating point)演算を遂行する場合に制限されない。しかしながら、固定少数点(fixed point)演算を遂行するハードウェアが実現される場合に、ダイナミックレンジにより、量子化雑音、及びクリッピング(clipping)雑音などの影響を受ける。したがって、通信システムの各ステップは、メトリックの表現に対して適切な正規化を遂行することによって、最小のハードウェアで最適の性能を保証しなければならない。しかしながら、従来の方法はデマッパで計算されたメトリックの正規化を考慮しないため、高い符号化率(code rate)及び高次変調では、通常の符号化率及び変調に比べて性能が落ちるという問題点があった。
したがって、本発明は上記のような従来技術の問題点に鑑みて提案されたものであり、その目的は、無線通信システムにおいて、小さいビット数のＬＬＲメトリックによるチャンネル復号で最適の性能を得ることができる方法及び装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、無線通信システムにおいて、チャンネルデコーダの入力として使用されるメトリックの正規化を遂行して、最小のビット数で復号性能を改善する方法及び装置を提供することにある。
また、本発明の目的は、無線通信システムにおいて、変調次数及び現在の状態の雑音レベルにより、チャンネルデコーダの入力として使用されるメトリックを適切に正規化することができる方法及び装置を提供することにある。
さらに、本発明の目的は、無線通信システムにおいて、チャンネルデコーダの入力として使用される雑音分散に関する情報がない場合に、変調次数、チャンネル符号化率、及びチャンネル符号フレーム長さに関する情報を用いて適切な正規化を遂行することができる方法及び装置を提供することにある。
本発明の一側面によると、無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化装置であって、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いてソフトメトリックを生成するデマッパと、ソフトメトリックを受信し、雑音分散値に対する定数値の比をソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求め、正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する正規化器とを含むことを特徴とする。
本発明の他の側面によると、無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化装置であって、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いてソフトメトリックを生成するデマッパと、ソフトメトリックを受信し、適応変調及び符号化(ＡＭＣ)情報によって求められた正規化係数をソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求め、正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する正規化器とを含むことを特徴とする。
本発明のまた他の側面によると、無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化方法であって、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いてソフトメトリックを生成する段階と、ソフトメトリックを受信し、定数値に対する雑音分散値の比をソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求める段階と、正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換する段階と、チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階とを有することを特徴とする。
さらに、本発明の他の側面によると、無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化方法であって、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いてソフトメトリックを生成する段階と、ソフトメトリックを受信し、適応変調及び符号化(ＡＭＣ)情報によって求められた正規化係数にソフトメトリックを乗算して正規化されたＬＬＲを求める段階と、正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階とを有することを特徴とする。
本発明の実施形態によると、無線通信システムにおいて、デマッパからのソフト出力の正規化を通じてチャンネルがシンボルごとに異なる値を有する。また、メトリックの高い解像度(resolution)を必要とするＯＦＤＭシステムの場合でも、ターボデコーダに対するより小さいビット数の入力で、希望する性能を獲得することができる効果がある。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明に関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明が本発明の要旨を不明にすると判断された場合に、その詳細な説明を省略する。後述する用語は、本発明の機能を考慮して定義されるもので、運営者の意図又は慣例などによって変わり得る。
本発明の実施形態は、チャンネルを符号化するときに、小さいビット数のＬＬＲメトリックで最適の復号化性能を獲得するための方法及び装置を提供する。また、本発明の実施形態は、チャンネルデコーダの入力メトリックの正規化によって、小さいビット数で復号性能を改善することができる。
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態は、チャンネルデコーダの入力として使用される雑音分散に関する情報を用いて正規化を遂行するための構造及び動作手順を提供する。
図２は、本発明の第１の実施形態によるメトリック正規化器が適用される無線通信送受信機の構成を示す。
図２を参照すると、伝送されるバイナリデータｉ(ｎ)は、送信器２００内のチャンネルエンコーダ２１０によって符号化される。チャンネルエンコーダ２１０は、一連のバイナリ符号シンボルｃ(ｎ)を生成する。マッパ２２０は、生成された符号シンボルのうちのいくつかの符号シンボルのブロックを生成し、信号点配置(constellation)上の一点にマッピングし、複素数値の変調シンボルｘ(ｎ)に変換する。このシーケンスｘ(ｎ)は、変調器２３０に印加される。変調器２３０は、シンボルによりＣＤＭＡ方式又は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する)方式で連続時間波動を生成してチャンネル２４０を介して受信器２５０に伝送する。
受信器２５０において、復調器/チャンネル推定器２６０は、上記チャンネル２４０を通過する信号に対して、基底帯域復調とチャンネル推定プロセスを遂行する。復調器は、基底帯域に適用された技術により実現されることができる。例えば、復調器は、ＣＤＭＡのレイク(rake)受信器又はＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)プロセス及びチャンネル推定器で実現されたＯＦＤＭの復調器であり得る。
本発明の実施形態では、ＩＥＥＥ８０２.１６ｅ及びＯＦＤＭＡシステムを基本的に説明する。復調器/チャンネル推定器２６０による基底帯域の復調後に、受信シンボル及びチャンネル推定値は、雑音分散推定器２６５及びデマッパ２７０に出力される。
雑音分散推定器２６５は、チャンネル推定値により雑音分散値
Figure 2009513087
 を多様なアルゴリズムで推定してＬＬＲ正規化器２７５に伝送する。
デマッパ２７０は、復調器/チャンネル推定器２６０からＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)又はＰＳＫ(Phase Shift Keying)によって変調された受信シンボルｙ(ｎ)及びチャンネル推定値ｃ(ｎ）を受信し、デマッピングを通じて各ビット当たりのメトリックを出力する。デマッパ２７０は、多様なアルゴリズムを用いて上記メトリックを獲得することができる。デマッピング方法では、一般的に最適のアルゴリズムに近いシンプルなアルゴリズムが使用される。多様な方法のうちの一つが、参照文献１(Y.Xu, H.-J.Su, E.Geraniotis,“Pilot symbol assisted QAM with interleaved filtering and turbo decoding over Rayleigh flat-fading channel”，in Proc．MILCOM '99，pp.86-91)に提案されたデュアル最小メトリック(dual minimum metric)方法である。
ＩＥＥＥ８０２．１６ｅシステムは、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭの高次変調(high order modulation)を使用する。このような変調後に送信された信号は、チャンネルのフェージング(fading)及び雑音によって歪む可能性がある。ＩＥＥＥ８０２.１６システムの受信器２５０で、チャンネルデコーダ２８０である畳み込みターボデコーダは、各ビットの信頼度情報に該当するソフトメトリックを受信して復号するため、上記チャンネルデコーダ２８０の前段で歪んだ受信信号からソフトメトリックを計算する過程を必要とする。このような過程は、受信器２５０内のデマッパ２７０によって遂行される。ここで、本発明に適用可能なデマッピングアルゴリズムを説明する。
ＩＥＥＥ８０２.１６システムでは、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの変調を使用する。バイナリチャンネルエンコーダ(binary channel encoder）の出力シーケンス(sequence)の中で一つの変調シンボルを表現するビットの数をｍとすると、信号点配置図の信号点の数はＭ＝２ｍである(ここで、ｍ＝２，４，６，…)。ｍ個のビットは、上記信号点の中で特定の信号点にマッピングされる。Ｍ-ＱＡＭマッピングを数式化すれば、次の式(１)のようにｍ個のバイナリシンボルから変調シンボルの同相(in-phase)及び直交(quadrature)成分を獲得することができる。
Figure 2009513087
式(１)で、ｓｋ，ｉ(ｉ＝０，１，…，ｍ-１）は、ｋ番目の信号点にマッピングされるバイナリチャンネルエンコーダの出力シーケンスのうちのｉ番目のシンボルを表す。ｘｋ及びｙｋは、各々ｋ番目の信号点の同相成分と直交成分を表す。１６ＱＡＭの場合にｍ＝４である。
図３Ａ〜図３Ｃは、各々ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの信号点配置図を示す。
図３Ａ〜図３Ｃからわかるように、変調されるシンボルのｘｋはｓｋ、ｍ-１，ｓｋ，ｍ−２，…，ｓｋ，ｍ/２によって決定され、ｙｋはｓｋ，ｍ/２−１，…，ｓｋ，０によって決定される。各信号の配置点を決定する定数ｃは、式(２)に示すように定義される。これは、シンボルの平均エネルギーを１に設定するための値である。
Figure 2009513087
ここで、ｃ４はＱＰＳＫの基準値を、ｃ１６は１６ＱＡＭの基準値を、ｃ６４は６４ＱＡＭの基準値を、各々表す。変調シンボルは、ｘｋ＋ｊｙｋの複素数値を有する。この変調シンボルがチャンネル２４０及び基底帯域復調器２６０を通過した後に、式(３)に示すような信号がデマッパ２７０に入力される。
Figure 2009513087
ここで、ｇｋは、チャンネルフェージング係数であり、ｇｋ＝ｇｘｋ＋ｊｇｙｋで表される。ｎｘｋ及びｎｙｋは、雑音及び干渉成分である。ＱＡＭシンボルの要素に該当するビットシンボルｓｋ，ｉのＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)は、式(４)に示すように近似されることができる。
Figure 2009513087
ここで、ｚｋ(ｓｋ，ｉ＝０)は、ｓｋ，ｉ＝０であるシンボルにフェージング定数ｇｋを乗算した変更された信号の配置点であり、
Figure 2009513087
 は雑音及び干渉の分散である。
式(４)では、Max-Log ＭＡＰ方式がＬＬＲの計算に適用され、高い信頼性推定値が小さい計算量を用いて得られる。式(４)は、下記の式(５)のように近似されることができる。
Figure 2009513087
ここで、ｎｋ，ｉは受信シンボルＲｋに最も近い信号の配置点にマッピングされるｉ番目の情報ビット値であり、
Figure 2009513087
 はｎｋ，ｉの否定(negation）である。
ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭシンボルをなすビットシンボルｓｋ，ｉは、各々受信シンボルの同相成分及び直交成分のうちの一つのみに関係する。式(５)のＲｋ及びｚｋに関して、ｘ及びｙ軸成分のうちの一つはｓｋ，ｉにより除去される。
図４は、ｇｋが実数値である場合の、ＬＬＲ計算の一例を示す。
Ｒｋが受信されたと仮定すれば、Ｓ３のＬＬＲは図４に示すように式(６)によって定義されることができる。
Figure 2009513087
ＬＬＲが式(６)のような方法で計算される場合に、係数
Figure 2009513087
 はすべての場合に存在し、括弧内の部分は入力信号に対する線形計算式(linear equation)である。
この実施形態において、デマッパは、ソフトメトリック生成器(Soft Metric Generator：以下、“ＳＭＧ”と称する)の線形関数で実現可能である。フェージング係数ｇｋを含む定数はＳＭＧに入力された後に、適切なスケーリング(scaling)方法で処理されることができる。
ＬＬＲから係数
Figure 2009513087
 を除去してソフトメトリックを生成する関数がＳＭＧ(ａ，ｂ)であると仮定すれば、式(６)に示すＬＬＲ計算は式(７)のように書き換えることができる。
Figure 2009513087
式(７)は、同相成分Ｘｋのみに関連したＬＬＲ計算式を示す。もちろん、直交成分Ｙｋのみに関連したＬＬＲ計算式は|ｇｋ|２Ｘｋの代りに|ｇｋ|２Ｙｋを用いることもできる。
このＳＭＧの入力は|ｇｋ|２Ｘｋ、|ｇｋ|２Ｙｋ、及び|ｇｋ|２ｃであり、ここで、ｇｋはチャンネル推定値から得られる。したがって、ＳＭＧの入力は、受信シンボルとチャンネル推定値から容易に計算されることができる。
ｇｋが複素数(complex)である場合に、同相信号成分と直交位相信号成分にマッピングされるＳＭＧの入力は、次の式(８)に示すようになる。
Figure 2009513087
すなわち、式(８)でＳＭＧの入力は、式(９)を用いて受信信号から容易に計算される。
Figure 2009513087
ＳＭＧ出力の間で同一に付けられる係数
Figure 2009513087
 において、４の値はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの共通の係数であるため、量子化が反映される。
Figure 2009513087
 は、正規化(normalization)がソフト出力の生成後に遂行され、量子化されたＬＬＲが適切な範囲(range)と解像度(resolution）を有するように設定される。
そのとき、デマッパ２７０で計算すべきメトリックは、式(１０)に示すように単純化でき、ＳＭＧi()の関数はシフト演算及び加算器のみで実現される簡単な線形演算である。
Figure 2009513087
ここで、ａｋは
Figure 2009513087
 である。
式(１０)は、同相成分に関連したソフトメトリックを計算するのに使用される。ＳＭＧｉ(Ｑｋ，ａｋ)は、式(７)に示したように直交成分に関連したソフトメトリックを計算するのに使用される。
下記の表に示すように、ＳＭＧi()の関数から得られた１６ＱＡＭのメトリックは、受信シンボル及びチャンネルフェージング係数から計算された同相信号成分Ｉｋと直交信号成分Ｑｋが属する領域(domain)により獲得することができる。ソフトメトリックを求めるために、但し、Ｉｋ，Ｑｋ、及びａｋのみが考慮される。
Figure 2009513087
Figure 2009513087
＜表１＞はＩｋから生成された１６ＱＡＭのメトリックを示し、＜表２＞はＱｋから生成された１６ＱＡＭのメトリックを示す。同一の方法で、６４ＱＡＭに関連するΛ(Ｓｋ，５)、Λ(Ｓｋ，４)、及びΛ(Ｓｋ，３)のソフトビットメトリックは、下記の＜表３＞に示すように計算されることができる。また、Λ(Ｓｋ，２)、Λ(Ｓｋ，１)、及びΛ(Ｓｋ，０)は、Ｑｋから計算されることができる。次に、Ｉｋに関連するソフト出力について説明する。
Figure 2009513087
＜表３＞は、Ｉｋから生成された６４ＱＡＭのソフトメトリックを示す。このような方法で、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのソフト出力が計算されることができる。
しかしながら、このソフト出力値自体は、デコーダの入力ＬＬＲを表現するために式(７)から
Figure 2009513087
 が削除されることによって計算される。
ハードウェアの実施形態において、デコーダの入力メトリックのダイナミックレンジは、過度に増加し、あるいは性能が劣化する可能性がある。
したがって、
Figure 2009513087
 が正規化に反映される。
図５は、本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の動作構成を示す。
図５は、
Figure 2009513087
 の値を反映するためのメトリック正規化器の例を示す。
“ｃ”値は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭの変調方式に従って格納されるため、正規化器２７５は、変調次数又はこれにマッピングされる変調情報ｍｏｄ_ｏｒｄｅｒを受信すると、この“ｃ”値を設定することができる。
雑音及び干渉の和の分散に該当する雑音分散
Figure 2009513087
 を計算するために、雑音分散推定器(図２の参照番号２６５)が必要である。
この雑音分散推定器２６５は、分散アルゴリズムを用いて
Figure 2009513087
 の雑音分散値を推定することができる。
正規化器２７５において、乗算器５２０は、除算が反映された変換テーブル５１０を用いて分散値を変換することによって計算された
Figure 2009513087
 を受信する。
乗算器５２０が
Figure 2009513087
 によってデマッパ２７０からのメトリックΛ(ｎ)を乗算してＬＬＲの正規化を遂行する。
ＬＬＲが正規化された後に、ラウンディング/クリッピング器(rounding/clipping section)５３０は、希望する範囲とビット数を有するＬＬＲ Λ’(ｎ)をデコーダに入力する。システムによって支援される変調次数又は符号化率により、入力メトリックのビット数Ｍは約２４〜２６であり、正規化された出力ビットの数は６〜８である。
図５において、雑音分散は、多様な方法で推定可能である。例えば、参照のために採用された参照文献２(T.A.Summers and S.G.Wilson，”SNR mismatch and online estimation in turbo decoding”,IEEE Trans. Commun.vol.46,no.4,Apr.1998)に開示された方法を使用することができる。さらに、雑音及び干渉に関連する分散、すなわち雑音分散は、ＣＤＭＡシステムのパイロットチャンネル又はＯＦＤＭシステムのパイロットトーンから推定が可能である。
図６は、本発明の第１の実施形態による入力メトリック正規化器の動作構成の他の実施形態を示す。
図６は、図５の正規化器を実現する一例を示す。正規化は、２個のシフター(shifter)６３０，６４０及び一個の加算器６５０で実現される。この正規化の構成は、電力消耗を最小化しながら、適切な正規化を遂行することができる。
図６において、変調次数(mod-order)及び雑音分散は、正規化インデックス計算部６１０に入力されて、正規化インデックス(norm_index)が計算される。
次に、正規化方法の一例を詳細に説明する。正規化インデックス計算部６１０は、雑音分散推定器２６５から受信可能な推定値にマッピングされるｔｅｍｐ_ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘを有する。雑音分散による除算が反映されなければならないので、雑音分散値に反比例するｔｅｍｐ_ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘが選択されなければならない。
例えば、ｔｅｍｐ_ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘは、
Figure 2009513087
 となるように選択されなければならない。
但し、“ａ”は、雑音及びデータチャンネル値に関する動作範囲に関連して定義される定数である。利得及び雑音推定値は、ｌｏｇ関数を取ってｄＢスケールで表される。また、[.]は、入力に最も近い整数に変換することを意味する。変調次数によって変更される定数ｃの乗算を反映するために、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ値は次のような計算を用いて得られる。
norm_index＝temp_norm_index， (ＱＰＳＫ)
norm_index＝temp_norm_index-2， (１６ＱＡＭ)
norm_index＝temp_norm_index-4， (６４ＱＡＭ)
正規化テーブル６２０において、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ値は、＜表４＞に示すような正規化係数と乗算した正規化利得値に変換される。＜表４＞の一つのステップで、約３ｄＢのＬＬＲ正規化の調整が可能である。より精密な調整が可能であり、ＬＬＲビットの数を減少しなければならない場合に限り、＜表４＞の正規化係数はもう少し細密なステップに分けられ、複数の加算器を使用することができる。
その後、上記ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ値に正規化係数を乗算して計算された値は、シフター６３０，６４０に入力され、デマッパ２７０からのメトリックΛ(ｎ)に対するシフト演算を遂行するのに使用される。シフトされた値は、加算器６５０に加算されてＬＬＲが計算される。正規化されたＬＬＲは、ラウンディング/クリッピング器６６０に入力される。希望する範囲とビット数のＬＬＲ Λ’(ｎ)が、ラウンディング/クリッピング器６６０から出力される。
Figure 2009513087
上述した正規化方法は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを使用するシステムのチャンネルデコーダで正規化を実現するための一例である。もちろん、本発明は、雑音推定値と変調次数を用いてＳＭＧの出力ＬＬＲを正規化する可能なすべての方法を含む。
＜第２の実施形態＞
第１の実施形態とは異なり、通信システムにおいて正確な雑音分散値を計算することが難しい場合がある。ターボ符号及びＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号のような誤りなしにチャンネル容量のシャノン限界(Shannon limit)に近接するチャンネル符号である場合に、所定の信号対雑音比(Signal to Noise Ratio：ＳＮＲ)で雑音閾値(threshold)を有し、より高いＳＮＲで誤りのない(error-free)伝送が可能になる。すなわち、変調次数、符号化率、及びフレームサイズが多様な変調及び符号化率を用いる通信システムで設定されると、上記システムによって要求されるＦＥＲ(Frame Error Rate)を達成する動作領域のＳＮＲが定められる。このＳＮＲが上記システムで予め定められると、ＬＬＲの正規化のために使用することができる。
この実施形態において、変調及び符号化率が上記システムで決定されると、希望する値は上記システムのシミュレーション(simulation)を通じて獲得されることができる。
図７は、ＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムでＱＰＳＫ及び１/２符号化、ＱＰＳＫ及び３/４符号化、及び１６ＱＡＭ及び１/２符号化の加法性白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise：以下、“ＡＷＧＮ”と称する)チャンネルのＦＥＲ性能を示す。
図７を参照すると、システムによって要求されるＲＥＲが１％程度であると、ＱＰＳＫ及び１/２符号化である場合に静的(static)動作のためのＣＩＮＲ(Carrier to Interference and Noise Ratio)領域は約２〜３ｄＢである。ＬＬＲの正規化が最適でなくても、この２〜３ｄＢ以上のＳＮＲ領域ではＣＩＮＲが十分に大きいため、ＦＥＲが十分に低くなってシステムの全体的な性能に影響を与えない。ＣＩＮＲがこれより低い場合に、ＦＥＲはＬＬＲの正規化に関係なく“１”に近い値を有する。
したがって、ＬＬＲ正規化の性能は、実際に測定された雑音分散を使用することなく、システムで予め定められた値を用いてもほぼ劣化しない。基本的に、自動利得制御によって得られた信号電力が知られていると、ＳＮＲが定義されて雑音分散値も検知されることができる。このＱＰＳＫ及び１/２符号化の場合に、基本動作領域は３ｄＢを有すると仮定する。自動利得ループが適用されて信号電力Ｐが一定であると仮定すると、信号電力Ｐ及び３ｄＢのＣＩＮＲにマッピングされる雑音分散は、下記の式(１１)に示すような関係を有する。
Figure 2009513087
すなわち、雑音分散は次の式(１２)に示すように定義される。
Figure 2009513087
このように計算された雑音分散が受信器に予め格納されると、ＱＰＳＫ及び１/２符号化の場合に実際の雑音分散値が毎回計算されなくても、予め格納された雑音分散値を用いてＬＬＲ正規化を遂行する場合に、最適の性能が得られる。
本発明の第２の実施形態において、ＡＷＧＮに基づいてＣＩＮＲが約３ｄＢに固定される。実際の場合に、一つのフレームを構成するＱＡＭシンボルは、インタリービングなどによってほぼ独立的なフェージングを経るようになる。上記システムによって要求される１％のＦＥＲは、ＡＷＧＮに比べてより高いＣＩＮＲで実現される。したがって、システムに予め格納される雑音分散値は、ＦＥＲを考慮して設定すべきである。ＱＰＳＫ及び１/２符号化の例について説明したが、他の変調次数及び他の符号化率が選択されても、同一の方法が適用可能であることはもちろんである。
上記の構成の場合に、システムの自動利得制御器(Auto Gain Controller：ＡＧＣ)が正常に動作し、理想的な値から大きく変更されないことである。
図８は、本発明の第２の実施形態によるメトリック正規化器が適用される無線通信送受信機の構成を示す。
図８を参照すると、伝送されるバイナリデータｉ(ｎ)は、送信器８００内のチャンネルエンコーダ８１０によって符号化される。チャンネルエンコーダ８１０は、一連のバイナリ符号シンボルｃ(ｎ)を生成する。マッパ８２０は、生成された符号シンボルのうちのいくつかの符号シンボルのブロックを生成し、信号点配置上の一点にマッピングし、複素数値の変調シンボルｘ(ｎ)に変換する。このシーケンスｘ(ｎ)は、変調器８３０に印加される。変調器８３０は、シンボルによりＣＤＭＡ方式又は直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する)方式で連続時間波動を生成してチャンネル８４０を介して受信器８５０に伝送する。
受信器８５０において、復調器/チャンネル推定器８６０は、上記チャンネル８４０を介して通過する信号に対して基底帯域復調とチャンネル推定プロセスを遂行する。復調器は、基底帯域に適用された技術により実現されることができる。例えば、復調器は、ＣＤＭＡのレイク受信器又はＩＦＦＴプロセス及びチャンネル推定器で実現されたＯＦＤＭの復調器となることができる。
基底帯域変調後に得られたチャンネル推定値及び受信シンボルは、復調器/チャンネル推定器８６０からデマッパ８７０に出力される。デマッパ８７０は、復調器/チャンネル推定器８６０からＱＡＭ又はＰＳＫによって変調された受信シンボルｙ(ｎ)及びチャンネル推定値ｃ(ｎ）を受信し、デマッピングを通じて各ビット当たりのメトリックを出力する。デマッパ８７０は、多様なアルゴリズムを用いて上記メトリックを獲得することができる。図２を参照して説明したデマッピングアルゴリズムが使用されることができる。
ＩＥＥＥ８０２.１６システムの受信器８５０で、チャンネルデコーダ８８０である畳み込みターボデコーダは、各ビットの信頼度情報に該当するソフトメトリックを受信して復号するため、上記チャンネルデコーダ８８０の前段で歪んだ受信信号からソフトメトリックを計算する過程を必要とする。このような過程は、受信器８５０内のデマッパ８７０によって遂行される。
したがって、デマッパ８７０から出力されたメトリックΛ(ｎ)と、制御器８６５からの上記の変調及び符号化率のＡＭＣ(Adaptive Modulation and Coding)情報により、ＬＬＲ正規化器８７５は、予め定められた雑音分散値を受信して正規化を遂行する。チャンネルデコーダ８８０は、正規化された値Λ’(ｎ)を受信してｉ(ｎ）を出力する。
図９は、本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の動作構成を示す。
図９において、予め定められた雑音分散テーブルは、変調及び符号化率のＡＭＣ情報に従って使用される。図９を参照すると、正規化器８７５の雑音分散テーブル９１０は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの変調方式による“ｃ”値を格納する。変調次数、符号化率、及びフレームサイズなどのＡＭＣ情報を受信すると、正規化器８７５は、ＡＭＣ情報によって予め定められた雑音値及び変調次数に従って、基準“ｃ”値を設定することができる。
正規化器８７５において、乗算器９３０は、除算を反映する変換テーブル９２０を用いて雑音分散値と基準“ｃ”値を変換することによって計算された
Figure 2009513087
 を受信する。
乗算器９３０がデマッパ８７０からのメトリックΛ(ｎ)に
Figure 2009513087
 を乗算すると、ＬＬＲが正規化される。
ＬＬＲの正規化後に、ラウンディング/クリッピング器９４０は、希望する範囲とビット数を有するＬＬＲΛ’(ｎ)をデコーダに入力する。
図１０は、本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の他の動作構成を示す。
図１０において、正規化器は、図９の変換テーブル９２０の代りに正規化係数の集合を予め定め、正規化インデックスのみを受信し、正規化係数を設定する。
正規化インデックス計算部１０１０は、変調次数、符号化率、フレームサイズなどの情報を受信し、“ｃ”値及び雑音分散値を反映できる正規化インデックスを定めて正規化テーブル１０２０に出力する。この正規化インデックス値は、予め定められた表を用いて定められることができる。
定められた正規化インデックスを受信すると、可能な正規化計数の集合は正規化テーブル１０２０で予め定められることができる。この正規化インデックスが受信されると、正規化係数を設定する。乗算器１０３０がデマッパ８７０からのメトリックΛ(ｎ)に正規化係数を乗算して、ＬＬＲが正規化される。ＬＬＲの正規化後に、ラウンディング/クリッピング器１０４０は、希望する範囲とビット数を有するＬＬＲ Λ’(ｎ)をデコーダに入力する。
図１１は、本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の更に他の動作構成を示す。
図１１は、図１０の構成を単純化して得られた構成を示す。正規化は、２個のシフター１１３０，１１４０及び一個の加算器１１５０で実現される。この正規化の構成は、電力消耗を最小化しながら、適切な正規化を遂行することができる。
変調及び符号化率に関する情報(又はＦＥＣコードタイプ)が正規化インデックス計算部１１１０に入力され、正規化インデックス(norm_index)が計算される。正規化テーブル１１２０において、計算されたｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ値は、＜表４＞に示すような正規化係数と乗算した正規化利得値に変換される。＜表４＞の一つのステップで、約３ｄＢのＬＬＲ正規化の調整が可能である。より精密な調整が可能であり、ＬＬＲビットの数を減少しなければならない場合に限り、＜表４＞の正規化係数はもう少し細密なステップに分けられ、複数の加算器を使用することができる。
その後、上記ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ値に正規化係数を乗算して計算された値は、シフター１１３０，１１４０に入力され、デマッパ８７０からのメトリックΛ(ｎ)に対するシフト演算を遂行するのに使用される。シフトされた値は、加算器１１５０に加算されてＬＬＲが計算される。正規化されたＬＬＲは、ラウンディング/クリッピング器１１６０に入力される。希望する範囲及びビット数を有するＬＬＲ Λ’(ｎ)が出力される。
＜表４＞を用いる正規化方法の一例は、次のようになる。
この例は、ＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムにおいて、正確な雑音分散の測定が難しい状態で使用される。このとき、一般的に同じ変調方式で同一のＦＥＲを有する符号がほぼ同一のＳＮＲで１％のＦＥＲを達成するという事実を利用する。各変調方式で、１％のＦＥＲを有する場合のＳＮＲを計算し、それによる仮想の雑音インデックスを反映したｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘが提供される。ＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムは、畳み込みターボ符号を適用した一般のデータバーストに対して次のような変調符号コードを有する。この実施例では、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ_ｂａｓｉｃが実際のｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘのために適用される。下記の＜表５＞は、図８の構成を実現する場合に、ＩＥＥＥ８０２.１６ｅの正規化の一例を示す。
Figure 2009513087
＜表５＞で、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘ_ｂａｓｉｃは、ＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムによって定義されるバーストブースティング又は領域(zone)ブースティングを反映するために使用される。ＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムは、バースト電力制御概念で-１２ｄＢ〜９ｄＢのブースティングを支援する。周波数再使用要素(reuse factor)が１/３である場合に、４.７７ｄＢの領域ブースティングが支援される。この場合に、ＬＬＲ値がブースティングの影響を受けるため、この値が補償されてＬＬＲの有効動作領域を縮小することができる。例えば、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘは、次の式(１３)に示すように計算することができる。
Figure 2009513087
式(１３)において、ブースティング単位はｄＢであり、[ａ]は四捨五入することを意味する。さらに、ｎｏｒｍ_ｉｎｄｅｘは、与えられた範囲[０ ２４]内の値を有する。このような方法を用いて、もう少し一般的なＬＬＲ正規化が可能である。
上記で説明した本発明の実現方法は、正規化係数及びＡＭＣ情報を用いるデコーダに対する入力メトリックに該当するＬＬＲを正規化するための方法の一例である。本発明は、デマッパとして機能するソフト出力生成器の出力に正規化を適用し、ＡＭＣ情報を用いて正規化を遂行するすべての実現を含む。
図１２及び図１３は、６ビット又は８ビットのソフト入力メトリックを使用する場合(“フェージング，６ビット”又は“ＡＷＧＮ，６ビット”及び“フェージング，８ビット”で表記)と浮動点演算を遂行する場合(“フェージング，Ｆｔ”及び“ＡＷＧＮ，Ｆｔ”で表記)のＩＥＥＥ８０２.１６ｅシステムに定義された畳み込みターボ符号の性能を示す。ターボデコーダは、ｍａｘ-ｌｏｇ-ＭＡＰ方法を使用する。６ビット又は８ビットの正規化されたＬＬＲを用いる本発明の実施形態は、浮動点演算の場合との性能差がほとんどないことがわかる。
以上、本発明の詳細な説明においては具体的な実施形態に関して説明したが、特許請求の範囲を外れない限り、様々な変更が可能であることは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。したがって、本発明の範囲は、前述の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものに基づいて定められるべきである。
従来の無線通信システムにおける送受信機の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による入力メトリック正規化器が適用される送受信機の構成を示す図である。 ＱＰＳＫの信号点配置及びマッピングを示す図である。 １６-ＱＡＭの信号点配置及びマッピングを示す図である。 ６４-ＱＡＭの信号点配置及びマッピングを示す図である。 ソフトメトリックを計算する一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による入力メトリック正規化器の動作構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による入力メトリック正規化器の他の動作構成を示す図である。 ＡＷＧＮチャンネルのＦＥＲ性能を示す図である。 本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器が適用される送受信器の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の動作構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器の他の動作構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態による入力メトリック正規化器のさらに他の動作構成を示す図である。 本発明の第１及び第２の実施形態によるメトリック正規化器に適用される６ビットの入力メトリックに対する畳み込みターボデコーダの性能を示す図である。 本発明の第１及び第２の実施形態によるメトリック正規化器に適用されり６ビットの入力メトリックに対する畳み込みターボデコーダの性能を示す図である。
符号の説明
１００ 送信器
１１０ チャンネルエンコーダ
１２０ マッパ
１３０ 変調器
１４０ チャンネル
１５０ 受信器
１６０ 復調器/チャンネル推定器
１７０ デマッパ
１８０ チャンネルデコーダ
２００ 送信器
２１０ チャンネルエンコーダ
２２０ マッパ
２３０ 変調器
２４０ チャンネル
２５０ 受信器
２６０ 復調器/チャンネル推定器
２６５ 雑音分散推定器
２７０ デマッパ
２７５ ＬＬＲ正規化器
２８０ チャンネルデコーダ
５１０ 変換テーブル
５２０ 乗算器
５３０ ラウンディング/クリッピング器
６１０ 正規化インデックス計算部
６２０ 正規化テーブル
６３０、６４０ シフター
６５０ 加算器
６６０ ラウンディング/クリッピング器
８００ 送信器
８１０ チャンネルエンコーダ
８２０ マッパ
８３０ 変調器
８４０ チャンネル
８５０ 受信器
８６０ 復調器/チャンネル推定器
８６５ 制御器
８７０ デマッパ
８７５ ＬＬＲ正規化器
８８０ チャンネルデコーダ
９１０ 雑音分散テーブル
９２０ 変換テーブル
９３０ 乗算器
９４０ ラウンディング/クリッピング器
１０１０ 正規化インデックス計算部
１０２０ 正規化テーブル
１０３０ 乗算器
１０４０ ラウンディング/クリッピング器
１１１０ 正規化インデックス計算部
１１２０ 正規化テーブル
１１３０、１１４０ シフター
１１５０ 加算器
１１６０ ラウンディング/クリッピング器

Claims (28)

  1. 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化装置であって、
    ソフトメトリックを生成するデマッパと、
    前記ソフトメトリックを受信し、雑音分散値に対する定数値の比を前記ソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求め、前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する正規化器と、
    を含むことを特徴とする装置。
  2. 前記デマッパは、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び前記受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いて前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項１に記載の装置。
  3. 前記正規化器は、前記ソフトメトリックに
    Figure 2009513087
     を乗算して正規化を遂行し、ここで、
    Figure 2009513087
     は受信された変調シンボルのチャンネル推定値から求められる前記雑音分散値であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  4. 前記ソフトメトリックは、下記の表によって生成されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
    Figure 2009513087
    Figure 2009513087
     ここで、Ｉｋ、Ｑｋ、ａｋは、それぞれ|ｇｋ|２Ｘｋ、|ｇｋ|２Ｙｋ、|ｇｋ|２ｃである。
  5. 前記正規化器は、
    受信された変調シンボルのチャンネル推定値から計算された前記雑音分散値を受信し、前記雑音分散値に対する定数値の比を出力する変換テーブルと、
    前記デマッパから出力される前記ソフトメトリックに前記雑音分散値に対する定数値の比を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する乗算器と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力するラウンディング/クリッピング部と、
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
  6. 前記正規化器は、
    前記受信された変調シンボルのチャンネル推定値から計算された前記雑音分散値を受信し、前記雑音分散値による除算に対応する臨時正規化インデックスを選択し、前記選択された臨時正規化インデックスから前記変調次数による所定値を減算して正規化インデックスを生成する正規化インデックス計算部と、
    前記正規化インデックスを、正規化係数と乗算して正規化利得値に変換する正規化テーブルと、
    前記正規化利得値により、前記受信された変調シンボルの同相成分及び直交成分をシフトさせるシフターと、
    前記シフトされた値を加算して正規化されたＬＬＲを出力する加算器と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力するラウンディング/クリッピング部と、
    を含むことを特徴とする請求項２に記載の装置。
  7. 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化装置であって、
    ソフトメトリックを生成するデマッパと、
    前記ソフトメトリックを受信し、適応変調及び符号化(ＡＭＣ)情報によって求められた正規化係数を前記ソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求め、前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する正規化器と、
    を含むことを特徴とする装置。
  8. 前記デマッパは、受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び前記受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いて前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項７に記載の装置。
  9. 前記正規化器は、前記ソフトメトリックに正規化係数を乗算することによって正規化を遂行し、ここで正規化係数はＡＭＣ情報により計算された正規化インデックスによって設定されることを特徴とする請求項７に記載の装置。
  10. 前記ソフトメトリックは、下記の表によって生成されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
    Figure 2009513087
    Figure 2009513087
     ここで、Ｉｋ、Ｑｋ、ａｋは、それぞれ|ｇｋ|２Ｘｋ、|ｇｋ|２Ｙｋ、|ｇｋ|２ｃである。
  11. 前記正規化器は、
    前記ＡＭＣ及びブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により雑音分散値と定数値を設定して出力する雑音分散テーブルと、
    前記雑音分散値と定数値を受信して雑音分散値に対する前記定数値の比を出力する変換テーブルと、
    前記デマッパから出力される前記ソフトメトリックに雑音分散値に対する前記定数値の比を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する乗算器と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換することによって、前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力するラウンディング/クリッピング部と、
    を含むことを特徴とする装置。
  12. 前記正規化器は、
    前記ＡＭＣ情報とブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により定数値及び雑音分散値が反映される正規化インデックスを生成する正規化インデックス計算部と、
    前記正規化インデックスにマッピングされる正規化係数を設定する正規化テーブルと、
    前記デマッパから出力される前記ソフトメトリックに前記設定された正規化係数を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する乗算器と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換することによって、前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力するラウンディング/クリッピング部と、
    を含むことを特徴とする請求項７に記載の装置。
  13. 前記正規化器は、
    前記ＡＭＣ情報とブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により定数値及び雑音分散値が反映される正規化インデックスを生成する正規化インデックス計算部と、
    前記正規化インデックスを、正規化係数と乗算して正規化利得値に変換する正規化テーブルと、
    前記正規化利得値により、前記受信された変調シンボルの同相成分及び直交成分をシフトさせるシフターと、
    シフトされた値を加算して正規化されたＬＬＲを出力する加算器と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換することによって、前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力するラウンディング/クリッピング部と、
    を含むことを特徴とする請求項７に記載の装置。
  14. 前記ＡＭＣ情報は、変調次数、符号化率、及びフレームサイズのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項７に記載の装置。
  15. 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化方法であって、
    ソフトメトリックを生成する段階と、
    前記ソフトメトリックを受信し、定数値に対する雑音分散値の比を前記ソフトメトリックに乗算して正規化されたＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)を求める段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換する段階と、
    チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階と、
    を有することを特徴とする方法。
  16. 前記ソフトメトリックを生成する段階は、
    受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び前記受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いて前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  17. 前記正規化されたＬＬＲを求める段階は、
    前記ソフトメトリックに
    Figure 2009513087
     を乗算して正規化を遂行し、ここで、
    Figure 2009513087
     は受信された変調シンボルのチャンネル推定値から求められる前記雑音分散値であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  18. 前記ソフトメトリックを生成する段階は、下記の表によって前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項１７に記載の方法。
    Figure 2009513087
    Figure 2009513087
     ここで、Ｉｋ、Ｑｋ、ａｋは、それぞれ|ｇｋ|２Ｘｋ、|ｇｋ|２Ｙｋ、|ｇｋ|２ｃである。
  19. 前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階は、
    前記受信された変調シンボルのチャンネル推定値から計算された前記雑音分散値を受信して前記定数値に対する雑音分散値の比を出力する段階と、
    前記ソフトメトリックに前記定数値に対する雑音分散値の比を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換することによって、前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階と、
    を有することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  20. 前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階は、
    前記受信された変調シンボルのチャンネル推定値から計算された前記雑音分散値を受信し、前記雑音分散値による除算に対応する臨時正規化インデックスを選択する段階と、
    前記選択された臨時正規化インデックスから変調次数による値を減算して正規化インデックスを生成する段階と、
    前記正規化インデックスを、正規化係数と乗算して正規化利得値に変換する段階と、
    前記正規化利得値により、前記受信された変調シンボルの同相成分及び直交成分をシフトさせる段階と、
    前記シフトされた値を加算して正規化されたＬＬＲを出力する段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲとして出力する段階と、
    を有することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
  21. 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるソフトメトリックの正規化方法であって、
    ソフトメトリックを生成する段階と、
    前記ソフトメトリックを受信し、適応変調及び符号化(ＡＭＣ)情報によって求められた正規化係数に前記ソフトメトリックを乗算して正規化されたＬＬＲを求める段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換してチャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階と、
    を有することを特徴とする方法。
  22. 前記ソフトメトリックを生成する段階は、
    受信された変調シンボル(Ｒｋ)の同相成分(Ｘｋ)と直交成分(Ｙｋ)、チャンネルフェージング係数(ｇｋ)及び前記受信された変調シンボルの変調次数によって定められる定数値(ｃ）のうちの少なくとも一つを用いて前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  23. 前記正規化されたＬＬＲを求める段階は、
    前記ソフトメトリックに
    Figure 2009513087
     を乗算して正規化を遂行し、ここで、
    Figure 2009513087
     は受信された変調シンボルのチャンネル推定値から求められる前記雑音分散値であることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  24. 前記ソフトメトリックを生成する段階は、下記の表によって前記ソフトメトリックを生成することを特徴とする請求項２３に記載の方法。
    Figure 2009513087
    Figure 2009513087
     ここで、Ｉｋ、Ｑｋ、ａｋは、それぞれ|ｇｋ|２Ｘｋ、|ｇｋ|２Ｙｋ、|ｇｋ|２ｃである。
  25. 前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階は、
    前記ＡＭＣとブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により雑音分散値と定数値を設定する段階と、
    前記雑音分散値及び定数値を受信して前記雑音分散値に対する定数値の比を出力する段階と、
    前記ソフトメトリックに前記雑音分散値に対する定数値の比を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを、所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲとして出力する段階と、
    を有することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  26. 前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階は、
    前記ＡＭＣとブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により定数値及び雑音分散値が反映される正規化インデックスを生成する段階と、
    前記正規化インデックスにマッピングされる正規化係数を設定する段階と、
    前記ソフトメトリックに前記設定された正規化係数を乗算して前記正規化されたＬＬＲを出力する段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階と、
    を有することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  27. 前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階は、
    前記ＡＭＣとブースティング情報を格納している受信制御器から入力される少なくとも一つの情報により定数値及び雑音分散値が反映される正規化インデックスを生成する段階と、
    前記正規化インデックスを、正規化係数と乗算して正規化利得値に変換する段階と、
    前記正規化利得値により、前記受信された変調シンボルの同相成分及び直交成分をシフトさせる段階と、
    前記シフトされた値を加算して正規化されたＬＬＲを出力する段階と、
    前記正規化されたＬＬＲを所定の範囲とビット数に変換して前記チャンネルデコーダの入力ＬＬＲを出力する段階と、
    を有することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  28. 前記ＡＭＣ情報は、変調次数、符号化率、及びフレームサイズのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
JP2008537609A 2005-11-11 2006-11-10 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化方法及び装置 Expired - Fee Related JP4763057B2 (ja)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20050108264 2005-11-11
KR10-2005-0108264 2005-11-11
KR10-2006-0022387 2006-03-09
KR20060022387A KR100856212B1 (ko) 2005-11-11 2006-03-09 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의정규화 방법 및 장치
PCT/KR2006/004708 WO2007055533A1 (en) 2005-11-11 2006-11-10 Method and apparatus for normalizing input metric to a channel decoder in a wireless communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2009513087A true JP2009513087A (ja) 2009-03-26
JP4763057B2 JP4763057B2 (ja) 2011-08-31

Family

ID=38274197

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2008537609A Expired - Fee Related JP4763057B2 (ja) 2005-11-11 2006-11-10 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化方法及び装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP4763057B2 (ja)
KR (1) KR100856212B1 (ja)
CN (1) CN101305575B (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013501395A (ja) * 2009-07-31 2013-01-10 ソ、ホン−ソク 直交周波数分割多重方式によるチャネル状態情報を適用して受信信号を処理する受信信号処理方法
US8457229B2 (en) 2009-09-30 2013-06-04 Fujitsu Limited Radio communication apparatus and error correcting method
JP2013207750A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 受信装置及びプログラム

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102208964A (zh) * 2011-05-25 2011-10-05 中兴通讯股份有限公司 一种数字***中对数似然比的实现***及方法
US8819515B2 (en) * 2011-12-30 2014-08-26 Lsi Corporation Mixed domain FFT-based non-binary LDPC decoder

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3674111B2 (ja) * 1995-10-25 2005-07-20 三菱電機株式会社 データ伝送装置
JP3159672B2 (ja) * 1997-12-26 2001-04-23 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置
KR100557177B1 (ko) * 1998-04-04 2006-07-21 삼성전자주식회사 적응 채널 부호/복호화 방법 및 그 부호/복호 장치
US6594318B1 (en) * 1999-12-02 2003-07-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for computing soft decision input metrics to a turbo decoder
SG97926A1 (en) * 2000-08-29 2003-08-20 Oki Techno Ct Singapore Pte Soft-in soft-out decoder used for an iterative error correction decoder

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013501395A (ja) * 2009-07-31 2013-01-10 ソ、ホン−ソク 直交周波数分割多重方式によるチャネル状態情報を適用して受信信号を処理する受信信号処理方法
US8457229B2 (en) 2009-09-30 2013-06-04 Fujitsu Limited Radio communication apparatus and error correcting method
JP2013207750A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 受信装置及びプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
CN101305575A (zh) 2008-11-12
KR20070050750A (ko) 2007-05-16
CN101305575B (zh) 2012-11-14
KR100856212B1 (ko) 2008-09-03
JP4763057B2 (ja) 2011-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7860194B2 (en) Method and apparatus for normalizing input metric to a channel decoder in a wireless communication system
KR100770189B1 (ko) 터보 디코더에 대한 소프트 판정 입력 메트릭을 계산하는방법 및 장치
RU2322762C1 (ru) Итеративное оценивание и декодирование каналов и помех
JP4829705B2 (ja) ピーク抑圧制御装置
US7586991B2 (en) Method and apparatus for calculating likelihood metric of a received signal in a digital communication system
KR100771996B1 (ko) 다중안테나 시스템의 소프트 복조 및 소프트 변조 방법
US20070086541A1 (en) Apparatus and method for processing LLR for error correction code in a mobile communication system
US20090254797A1 (en) Iterative Signal Receiving Method and Related Iterative Receiver
GB2395097A (en) A decoder apparatus and method of decoding therefor
US8503552B2 (en) Method and digital communication device for receiving data using QAM symbols
JP4763057B2 (ja) 無線通信システムにおけるチャンネルデコーダに入力されるメトリックの正規化方法及び装置
KR100706618B1 (ko) 반복 복호기를 위한 고차변조 방식에 적합한 연판정 디매핑방법 및 그를 이용한 오류 정정 장치
Zhang et al. Universal soft decision demodulator for M-ary adaptive modulation systems
Bittner et al. Joint iterative transmitter and receiver phase noise correction using soft information
KR100945532B1 (ko) 가변 스텝 크기를 이용한 위상 오차 추정 장치 및 그 방법
EP2685656B1 (en) Method and apparatus for dynamic soft decoding
KR101463762B1 (ko) 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치 및 방법
US20090074101A1 (en) Detection Performance in Communication Systems
JP4185557B1 (ja) 有線通信システムにおける復号のためのデータシンボルのデマッピング方法
KR101208517B1 (ko) Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ 통신 시스템에서의 전력 경감방법 및 그 장치
JP5581967B2 (ja) 分散推定方法、分散推定装置、変調信号生成方法、変調信号生成装置、および、コンピュータ・プログラム
KR101413411B1 (ko) 연판정 비터비 알고리즘 채널 등화 방법과 이를 이용한수신기
KR100974745B1 (ko) 베셀 함수의 근사화 방법을 이용한 연산장치

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20110207

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110222

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110311

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20110510

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20110608

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140617

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4763057

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees