CN102208964A - 一种数字***中对数似然比的实现***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字***中对数似然比的实现***，***中的LLR核心处理单元用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元；噪声归一化单元用于根据LLR中间值获得最终的LLR值。本发明还公开了一种数字***中对数似然比的实现方法，该方法包括：LLR核心处理单元根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元；噪声归一化单元根据LLR中间值获得最终的LLR值。采用本发明的***及方法，不仅能降低信号接收解调的误码率，而且能兼顾LLR计算复杂度和解调性能两方面的问题。

Description

一种数字***中对数似然比的实现***及方法

技术领域

本发明主要应用于数字通信领域，尤其涉及一种数字***中对z＝Ax+N_o信号求对数似然比(LLR)的实现***及方法。

背景技术

无线数字通信正在向宽带化、高速化发展，基本的低阶调制方式已不能满足需要。为了提高频谱效率，满足高***容量和高数据速率的业务需求，越来越多的通信***采用高阶调制方式。但是阶数越高，对于接收机的接收性能要求越高，误码率也就越高。

由于信道环境的影响，会使接收星座点相对于标准星座点有一定的相位旋转和扩展；噪声的影响会使接收星座点的位置不确定。假设接收信号为y＝h·x+n_o，则接收***一般都会先根据下面公式z＝h^*·y＝h^*·h·x+h^*·n_o＝Ax+N_o消除相位的旋转的影响，其中，y表示接收到的信号，h表示信道冲击响应，x表示发送的数据，n_o表示发送数据过程中引入的噪声，h^*表示h的共轭转置，A表示h^*和h的乘积，本文后续公式中出现的A也是这里的含义，N_o表示h^*和n_o的乘积；然后再进行LLR值的计算，以降低信号接收解调的误码率。然而该方案虽然能一定程度地降低信号接收解调的误码率，却并不能兼顾LLR计算复杂度和解调性能两方面的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种数字***中对数似然比的实现***及方法，不仅能降低信号接收解调的误码率，而且能兼顾LLR计算复杂度和解调性能两方面的问题。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种数字***中对数似然比的实现***，该***包括：LLR预处理单元、LLR核心处理单元和噪声归一化处理单元；其中，

所述LLR预处理单元，用于对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数；

所述LLR核心处理单元，用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；

所述噪声归一化单元，用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

其中，所述LLR预处理单元，进一步用于对输入的Z信号的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值，对于Z中间值根据不同调制模式对应选择平方根数值后，采用移位等效电路将Z中间值与对应选择的平方根数值相乘后输出Z_N给LLR核心处理单元。

其中，所述LLR核心处理单元，进一步用于采用移位等效电路实现乘法操作，采用加法/减法电路实现比较操作，根据不同调制模式下LLR中间值的计算公式对应选择相应的数据进行输出，得到LLR中间值。

其中，所述LLR预处理单元，进一步用于对应选择的平方根数值具体为：

和

其中，

$\sqrt{2}=2^0+2^{-2}+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{10}=2^1+2^0+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{42}=2^2+2^1+2^{-1}+2^{-5}.$

其中，所述LLR核心处理单元，进一步用于在不同调制模式下LLR中间值的计算公式包括：

令z_N＝c·z＝c·(Re{z}+Im{z})，则：

a、对于BPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则LLR(Re，0)＝S·z′；

b、对于QPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则有LLR(Re，0)＝S·z′；

令z′＝Im{z_N}，则有LLR(Im，0)＝z′；

c、对于16QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\·z^{\′}& \left|z^{\′}\right|\≤2A\\ S\·\mathrm{sign}\left(z^{\′}\right)2\left(\right|z^{\′}|-A)& \left|z^{\′}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，1)＝S·(2A-|z′|)；

若令z′Im{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\·z^{\′}& \left|z^{\′}\right|\≤2A\\ S\·\mathrm{sign}\left(z^{\′}\right)2\left(\right|z^{\′}|-A)& \left|z^{\′}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，1)＝S·(2A-|z′|)；

d、对于64QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

若令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，2)＝S·(2A-|z″|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{\&Phi;}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，2)＝S·(2A-|z″|)。

一种数字***中对数似然比的实现方法，该方法包括：

LLR预处理单元对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})，将Z_N输出给LLR核心处理单元；所述z＝Ax+N_o，所述Re{z}表示复数Z的实部，所述Im{z}表示复数Z的虚部，所述c是不同调制模式的星座点的归一化系数；

LLR核心处理单元根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；

噪声归一化单元根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

其中，所述对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N具体包括：对输入的Z信号的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值，对于Z中间值根据不同调制模式对应选择平方根数值后，采用移位等效电路将Z中间值与对应选择的平方根数值相乘后输出Z_N。

其中，对应选择的平方根数值具体为：

和其中，

$\sqrt{2}=2^0+2^{-2}+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{10}=2^1+2^0+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{42}=2^2+2^1+2^{-1}+2^{-5}.$

其中，不同调制模式下LLR中间值的计算公式包括：

令z_N＝c·z＝c·(Re{z}+Im{z})，则：

a、对于BPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则LLR(Re，0)＝S·z′；

b、对于QPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则有LLR(Re，0)＝S·z′；

令z′＝Im{z_N}，则有LLR(Im，0)＝z′；

c、对于16QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，1)＝S·(2A-|z′|)；

若令z′Im{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，1)＝S·(2A-|z′|)；

d、对于64QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

若令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，2)＝S·(2A-|z″|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{\&Phi;}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，2)＝S·(2A-|z″|)。

本发明的LLR预处理单元用于对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数；LLR核心处理单元用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；噪声归一化单元用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

采用本发明的对z＝Ax+N_o信号求LLR值的方案，简化了LLR值的计算，且适用于多种调制模式BPSK/QPSK/16QAM/64QAM的通信***，不仅能降低信号接收解调的误码率，而且能兼顾LLR计算复杂度和解调性能两方面的问题，也就是说，不仅降低了数字通信中数据接收解调的误码率，而且在简化LLR值复杂度计算基础上提高了***的解调性能。

附图说明

图1为本发明LLR实现***的***结构示意图；

图2为本发明LLR实现***的LLR预处理单元一实例的电路结构示意图；

图3为本发明LLR实现***的LLR核心处理单元一实例的电路结构示意图。

具体实施方式

本发明的基本思想是：LLR预处理单元用于对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数；LLR核心处理单元用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；噪声归一化单元用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

一种数字***中对数似然比的实现***，主要包括以下内容：

如图1所示，该***包括：LLR预处理单元、LLR核心处理单元和噪声归一化处理单元。其中，LLR预处理单元，用于对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数。这里，文中的Re都是指实部，文中的Im都是指虚部，针对实部和虚部与复数Z的关系举例，比如复数z＝a+bi，Re(z)＝a，Im(z)＝b。

LLR核心处理单元，用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，这里，LLR中间值LLRi_temp为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)，i＝0，1，2，3，4，5。

噪声归一化单元，用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

进一步的，LLR预处理单元，用于对输入的Z信号的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值，对于Z中间值根据不同调制模式对应选择平方根数值后，采用移位等效电路将Z中间值与对应选择的平方根数值相乘后输出Z_N给LLR核心处理单元。

这里需要指出的是：现有技术对输入数据的归一化操作均为定系数的运算，而本发明为了简化运算逻辑，均将输入数据转化为数据的移位操作。

进一步的，LLR核心处理单元，用于先采用移位等效电路实现乘法操作，然后采用加法/减法电路实现比较操作，最后根据不同调制模式对应选择相应的数据进行输出，得到LLR中间值。

一种数字***中对数似然比的实现方法，该方法主要包括以下内容：

LLR预处理单元对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数；

LLR核心处理单元根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，这里，LLR中间值LLR_temp为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)，i＝0，1，2，3，4，5；

噪声归一化单元，用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

综上所述，采用本发明，这种对z＝Ax+N_o信号求LLR值的方案，降低了数字通信中数据接收解调的误码率，提高了解调性能节；通过对LLR计算公式的变化，使适用于多种调制模式BPSK/QPSK/16QAM/64QAM的LLR实现***的硬件实现结构更加统一。

以下对本发明进行举例阐述。

图2为本发明LLR实现***的LLR预处理单元一实例的电路结构示意图，LLR预处理单元首先对z的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值z_temp值，以进行资源复用；然后对z_temp值分别乘上

和

其中乘法操作采用移位等效电路来实现；最后根据调制模式选择其中一路进行输出，得到z_N＝c·z输出给LLR核心处理单元。其中，

和

的量化如以下表1所示。

表1

图3为本发明LLR实现***的LLR核心处理单元一实例的电路结构示意图，LLR核心处理单元首先采用移位等效电路实现乘法操作，然后加法/减法电路实现比较操作，最后根据调制方式的不同选择相应的数据进行输出，得到LLR不同调制模式下的中间值LLRi_temp值。不同调制模式下的中间值的计算公式如下所示：

令z_N＝c·z＝c·(Re{z}+Im{z})，则：

1、对于BPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则LLR(Re，0)＝S·z′；

2、对于QPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则有LLR(Re，0)＝S·z′；

令z′＝Im{z_N}，则有LLR(Im，0)＝z′；

3、对于16QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，1)＝S·(2A-|z′|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，1)＝S·(2A-|z′|)；

4、对于64QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

若令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，2)＝S·(2A-|z″|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{\&Phi;}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，2)＝S·(2A-|z″|)。

图3中，LLR0_temp、LLR1_temp和LLR2_temp在不同调制模式下对应的含义如以下表2所示：

在LLR核心处理单元还需计算：

S是计算过程中定义的一个变量，噪声归一化处理单元中采用的S指的就是这里的S。

若LLR预处理单元、LLR核心处理单元分别采用上述如图2、图3所示的具体实现，则对应的噪声归一化处理单元主要采用除法电路实现以下功能：

LLR(0)＝S×LLR(Re，0)

LLR(1)＝S×LLR(Im，0)

LLR(2)＝S×LLR(Re，1)

LLR(3)＝S×LLR(Im，1)

LLR(4)＝S×LLR(Re，2)

LLR(5)＝S×LLR(Im，2)

其中 $S=\frac{4}{c^2{N}_o}.$

这里需要指出的是：对于z＝Ax+N_o信号，也通过下面的公式得到其中一个比特b_k的LLR值：

${\mathrm{LLR}}_k=\ln \frac{P(b_k=1|z)}{P(b_k=0|z)}$

$=\ln \frac{P(b_k=1)P\left(z\right|b_k=1)}{P(b_k=0)P\left(z\right|b_k=0)}$

$=\ln \frac{P\left(z\right|b_k=1)}{P\left(z\right|b_k=0)}$

$=\ln \frac{\underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^1}{\mathrm{\&Sigma;}}P\left(z\right|x)}{\underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^0}{\mathrm{\&Sigma;}}P\left(z\right|x)}$

$=\ln \underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^1}{\mathrm{\&Sigma;}}P\left(z\right|x)-\ln \underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^0}{\mathrm{\&Sigma;}}P\left(z\right|x)$

$\&ap;\ln \underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^1}{\max }\left\{P\left(z\right|x)\right\}-\ln \underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^0}{\max }\left\{P\left(z\right|x)\right\}$

$\&ap;\frac{1}{N_0}\underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^0}{\min }{(z-x)}^2-\frac{1}{N_0}\underset{x\&Element;{\stackrel{\&OverBar;}{C}}_k^1}{\min }{(z-x)}^2$

其中

是所有第k位为0的星座点的集合；是所有第k位为1的星座点的集合。x(代表发送的数据)分布在整数格点上，可以根据z(代表接收到的数据)的输入，决定各个区间LLR值的表达式。本发明上述提到的一系列公式是这里公式的等效结果，不做赘述。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种数字***中对数似然比的实现***，其特征在于，该***包括：LLR预处理单元、LLR核心处理单元和噪声归一化处理单元；其中，

所述LLR预处理单元，用于对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})；其中，z＝Ax+N_o，Re{z}表示复数Z的实部，Im{z}表示复数Z的虚部，c是不同调制模式的星座点的归一化系数；

所述LLR核心处理单元，用于根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；

所述噪声归一化单元，用于根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

2.根据权利要求1所述的***，其特征在于，所述LLR预处理单元，进一步用于对输入的Z信号的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值，对于Z中间值根据不同调制模式对应选择平方根数值后，采用移位等效电路将Z中间值与对应选择的平方根数值相乘后输出Z_N给LLR核心处理单元。

3.根据权利要求1所述的***，其特征在于，所述LLR核心处理单元，进一步用于采用移位等效电路实现乘法操作，采用加法/减法电路实现比较操作，根据不同调制模式下LLR中间值的计算公式对应选择相应的数据进行输出，得到LLR中间值。

4.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述LLR预处理单元，进一步用于对应选择的平方根数值具体为：

和

其中，

$\sqrt{2}=2^0+2^{-2}+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{10}=2^1+2^0+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{42}=2^2+2^1+2^{-1}+2^{-5}.$

5.根据权利要求3所述的***，其特征在于，所述LLR核心处理单元，进一步用于在不同调制模式下LLR中间值的计算公式包括：

令z_N＝c·z＝c·(Re{z}+Im{z})，则：

a、对于BPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则LLR(Re，0)＝S·z′；

b、对于QPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则有LLR(Re，0)＝S·z′；

令z′＝Im{z_N}，则有LLR(Im，0)＝z′；

c、对于16QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，1)＝S·(2A-|z′|)；

若令z′Im{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，1)＝S·(2A-|z′|)；

d、对于64QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

若令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，2)＝S·(2A-|z″|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{\&Phi;}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，2)＝S·(2A-|z″|)。

6.一种数字***中对数似然比的实现方法，其特征在于，该方法包括：

LLR预处理单元对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N，采用的公式为z_N＝cz＝c(Re{z}+Im{z})，将Z_N输出给LLR核心处理单元；所述z＝Ax+N_o，所述Re{z}表示复数Z的实部，所述Im{z}表示复数Z的虚部，所述c是不同调制模式的星座点的归一化系数；

LLR核心处理单元根据Z_N和不同调制模式下LLR中间值的计算公式，获得不同调制模式下对应的LLR中间值并输出给噪声归一化单元，所述LLR中间值为LLR(Re，i)或者LLR(Im，i)；

噪声归一化单元根据LLR中间值获得最终的LLR值，最终的LLR值的计算公式为LLR＝S×LLR(Re，i)或者LLR＝S×LLR(Im，i)。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述对输入的Z信号进行预处理后获得Z_N具体包括：对输入的Z信号的实部和虚部采用并串转换电路得到Z中间值，对于Z中间值根据不同调制模式对应选择平方根数值后，采用移位等效电路将Z中间值与对应选择的平方根数值相乘后输出Z_N。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，对应选择的平方根数值具体为：

和

其中，

$\sqrt{2}=2^0+2^{-2}+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{10}=2^1+2^0+2^{-3}+2^{-5};$

$\sqrt{42}=2^2+2^1+2^{-1}+2^{-5}.$

9.根据权利要求6至8中任一项所述的方法，其特征在于，不同调制模式下LLR中间值的计算公式包括：

令z_N＝c·z＝c·(Re{z}+Im{z})，则：

a、对于BPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则LLR(Re，0)＝S·z′；

b、对于QPSK调制模式：

令z′＝Re{z_N}，则有LLR(Re，0)＝S·z′；

令z′＝Im{z_N}，则有LLR(Im，0)＝z′；

c、对于16QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，1)＝S·(2A-|z′|)；

若令z′Im{z_N}，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;}& \left|z^{\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，1)＝S·(2A-|z′|)；

d、对于64QAM调制模式：

若令z′＝Re{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

若令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Re},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Re，2)＝S·(2A-|z″|)；

若令z′＝Im{z_N}，则有

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},0)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)\left|z^{\&prime;}\right|& \left|z^{\&prime;}\right|<2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;}|-A)& 2A<\left|z^{\&prime;}\right|<4A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)3\left(\right|z^{\&prime;}|-2A)& 4A<\left|z^{\&prime;}\right|<6A\\ S\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(z^{\&prime;}\right)4\left(\right|z^{\&prime;}|-3A)& \left|z^{\&prime;}\right|>6A\end{array}\right.;$

令z″＝4A-|z′|，则有：

$\mathrm{LLR}(\mathrm{Im},1)=\left\{\begin{array}{cc}S\&CenterDot;z^{\&prime;\&prime;}& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|\&le;2A\\ S\&CenterDot;\mathrm{\&Phi;}\left(z^{\&prime;\&prime;}\right)2\left(\right|z^{\&prime;\&prime;}|-A)& \left|z^{\&prime;\&prime;}\right|>2A\end{array}\right.;$

LLR(Im，2)＝S·(2A-|z″|)。

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