JP3159672B2 - Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置 - Google Patents
Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置Info
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- JP3159672B2 JP3159672B2 JP35880097A JP35880097A JP3159672B2 JP 3159672 B2 JP3159672 B2 JP 3159672B2 JP 35880097 A JP35880097 A JP 35880097A JP 35880097 A JP35880097 A JP 35880097A JP 3159672 B2 JP3159672 B2 JP 3159672B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、位相成分により情
報を伝送するＰＳＫ（Phase Sift Keying ：位相偏移変
調）方式の信号を受信する際に、位相成分から各ビット
の位相軟判定値を求めるＰＳＫの軟判定方法及び軟判定
回路に関する。
報を伝送するＰＳＫ（Phase Sift Keying ：位相偏移変
調）方式の信号を受信する際に、位相成分から各ビット
の位相軟判定値を求めるＰＳＫの軟判定方法及び軟判定
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル放送の研究が活発に行
われている。地上ディジタル放送の研究も活発に行わ
れ、その伝送方式にはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division multiplex ：直交周波数分割多重）変調が有
力視されている。また、誤り訂正符号は、外符号をリー
ドソロモン符号、内符号をたたみ込み符号とする連接符
号が有力である。情報の伝送には、位相成分に変調をか
けることにより情報を伝送するＰＳＫ方式が考えられて
いる。
われている。地上ディジタル放送の研究も活発に行わ
れ、その伝送方式にはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division multiplex ：直交周波数分割多重）変調が有
力視されている。また、誤り訂正符号は、外符号をリー
ドソロモン符号、内符号をたたみ込み符号とする連接符
号が有力である。情報の伝送には、位相成分に変調をか
けることにより情報を伝送するＰＳＫ方式が考えられて
いる。
【０００３】ところで、従来の位相変調信号の伝送方式
にあっては、受信信号のデマッピング処理を位相情報か
ら行っている。例えば、ＤＱＰＳＫ（Differential Qua
drature Phase Sift Keying ：差動４相位相偏移変調）
では、図１８（ａ）の２シンボルＳ１，Ｓ２を受信した
時、位相差θからθ＝ｎπ／２＋π／４を境にして硬判
定する。この例では、図１８（ｂ）に示す通り、硬判定
結果［ｙ1 ，ｙ0 ］＝［１０］となる。誤り訂正符号と
して、たたみ込み符号化−ビタビ復号を用いた場合、
［ｙ1 ，ｙ0 ］を軟判定することにより、訂正能力が向
上することが知られている。
にあっては、受信信号のデマッピング処理を位相情報か
ら行っている。例えば、ＤＱＰＳＫ（Differential Qua
drature Phase Sift Keying ：差動４相位相偏移変調）
では、図１８（ａ）の２シンボルＳ１，Ｓ２を受信した
時、位相差θからθ＝ｎπ／２＋π／４を境にして硬判
定する。この例では、図１８（ｂ）に示す通り、硬判定
結果［ｙ1 ，ｙ0 ］＝［１０］となる。誤り訂正符号と
して、たたみ込み符号化−ビタビ復号を用いた場合、
［ｙ1 ，ｙ0 ］を軟判定することにより、訂正能力が向
上することが知られている。
【０００４】一方、図１９に示すように、送信側で差動
符号化された２シンボルの位相差から軟判定するＱＰＳ
Ｋ軟判定方法が、特開昭６２−６０３３９号公報（特願
昭６０−２０００１７号、以下第１の引用文献と称す
る）に記載されている。この第１の引用文献に記載され
ている軟判定方法による受信装置は、遅延検波回路１１
の入力がＩＱで表される時、変換回路１１１にてＩＱ→
位相変換を行い、シンボル遅延回路（Ｚ-1）１１２及び
減算器１１３により現時点のシンボルと遅延したシンボ
ルの位相差θを求め、位相軟判定回路１１４により位相
情報から軟判定値を得る。そして、この軟判定値を用い
てＱＰＳＫ用ビタビ復号器１２によりビタビ復号を行う
というものである。この軟判定方法を用いれば、硬判定
時より訂正能力が向上する。
符号化された２シンボルの位相差から軟判定するＱＰＳ
Ｋ軟判定方法が、特開昭６２−６０３３９号公報（特願
昭６０−２０００１７号、以下第１の引用文献と称す
る）に記載されている。この第１の引用文献に記載され
ている軟判定方法による受信装置は、遅延検波回路１１
の入力がＩＱで表される時、変換回路１１１にてＩＱ→
位相変換を行い、シンボル遅延回路（Ｚ-1）１１２及び
減算器１１３により現時点のシンボルと遅延したシンボ
ルの位相差θを求め、位相軟判定回路１１４により位相
情報から軟判定値を得る。そして、この軟判定値を用い
てＱＰＳＫ用ビタビ復号器１２によりビタビ復号を行う
というものである。この軟判定方法を用いれば、硬判定
時より訂正能力が向上する。
【０００５】図２０に上記受信装置における軟判定の一
例を示す。今、strong“０”の軟判定値＝０、weekly
“０”の軟判定値＝３、strong“１”の軟判定値＝７、
weekly“１”の軟判定値＝４とする８値軟判定を考え
る。図２０（ａ）に従って、位相差θからｙ0 ＝“０”
と硬判定し、ｙ1 について軟判定する。この場合、ｙ1
の軟判定値＝５、ｙ2 の軟判定値＝０となり、図２０
（ｂ）に示すようにマッピングされ（シンボルＳ３）、
ＱＰＳＫ用ビタビ復号器１２の入力Ｉ″，Ｑ″となる。
例を示す。今、strong“０”の軟判定値＝０、weekly
“０”の軟判定値＝３、strong“１”の軟判定値＝７、
weekly“１”の軟判定値＝４とする８値軟判定を考え
る。図２０（ａ）に従って、位相差θからｙ0 ＝“０”
と硬判定し、ｙ1 について軟判定する。この場合、ｙ1
の軟判定値＝５、ｙ2 の軟判定値＝０となり、図２０
（ｂ）に示すようにマッピングされ（シンボルＳ３）、
ＱＰＳＫ用ビタビ復号器１２の入力Ｉ″，Ｑ″となる。
【０００６】しかしながら、上記のような軟判定方法で
は、振幅が小さいことによるデータの不確からしさが、
軟判定値に反映されないという問題点を有する。
は、振幅が小さいことによるデータの不確からしさが、
軟判定値に反映されないという問題点を有する。
【０００７】また、特開平４−３５２５４１号公報（特
願平３−１２７６６０号、以下第２の引用文献と称す
る）には、硬判定された復号データに振幅情報で重み付
けを行って軟判定する方法が記載されている。しかしな
がら、この方法では、位相方向の不確からしさの度合い
が軟判定値に反映されないという問題点を有する。
願平３−１２７６６０号、以下第２の引用文献と称す
る）には、硬判定された復号データに振幅情報で重み付
けを行って軟判定する方法が記載されている。しかしな
がら、この方法では、位相方向の不確からしさの度合い
が軟判定値に反映されないという問題点を有する。
【０００８】地上ディジタル放送では、図２１（ａ）に
示す通り、マルチパス（ゴースト）やフェージングによ
る受信レベルの変動が生じる（図中、矢印Ａの部分では
受信レベルが大きく、矢印Ｂの部分では受信レベルが小
さい。）。例えば、ＯＦＤＭ変調において、マッピング
がＤＱＰＳＫの時、矢印Ａで示す範囲の受信レベルの大
きいキャリア同士の遅延検波では、図２１（ｂ）に示す
通り、位相情報の信頼性が高いのに対し、矢印Ｂで示す
範囲の受信レベルの小さいキャリア同士の遅延検波で
は、図２１（ｃ）に示す通り、位相情報の信頼性が低
い。特に、ノイズがある時は後者の方が誤りやすい。
示す通り、マルチパス（ゴースト）やフェージングによ
る受信レベルの変動が生じる（図中、矢印Ａの部分では
受信レベルが大きく、矢印Ｂの部分では受信レベルが小
さい。）。例えば、ＯＦＤＭ変調において、マッピング
がＤＱＰＳＫの時、矢印Ａで示す範囲の受信レベルの大
きいキャリア同士の遅延検波では、図２１（ｂ）に示す
通り、位相情報の信頼性が高いのに対し、矢印Ｂで示す
範囲の受信レベルの小さいキャリア同士の遅延検波で
は、図２１（ｃ）に示す通り、位相情報の信頼性が低
い。特に、ノイズがある時は後者の方が誤りやすい。
【０００９】尚、上記のようなＰＳＫ変調信号の受信装
置にあっては、図２２に示すように、共役複素乗算で遅
延検波を行う遅延検波回路１３を用いて構成されること
もある。この遅延検波回路１３は、入力ＩＱ信号を遅延
させる遅延回路１３１と、入力ＩＱ信号及び遅延回路１
３１の出力の共役複素乗算を行う複素乗算回路１３２と
から成る。複素乗算回路１３２の出力Ｉ′Ｑ′を位相シ
フト回路１４でπ／４位相シフトすることにより、ビタ
ビ復号器１５の入力軟判定値Ｉ″Ｑ″が得られる。
置にあっては、図２２に示すように、共役複素乗算で遅
延検波を行う遅延検波回路１３を用いて構成されること
もある。この遅延検波回路１３は、入力ＩＱ信号を遅延
させる遅延回路１３１と、入力ＩＱ信号及び遅延回路１
３１の出力の共役複素乗算を行う複素乗算回路１３２と
から成る。複素乗算回路１３２の出力Ｉ′Ｑ′を位相シ
フト回路１４でπ／４位相シフトすることにより、ビタ
ビ復号器１５の入力軟判定値Ｉ″Ｑ″が得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
のＰＳＫの軟判定方法において、第１の引用文献の方法
では、振幅が小さいことによるデータの不確からしさ
が、軟判定値に反映されない。また、第２の引用文献の
方法では、位相方向の不確からしさの度合が、軟判定値
に反映されない。
のＰＳＫの軟判定方法において、第１の引用文献の方法
では、振幅が小さいことによるデータの不確からしさ
が、軟判定値に反映されない。また、第２の引用文献の
方法では、位相方向の不確からしさの度合が、軟判定値
に反映されない。
【００１１】そこで本発明は、上記問題点を解決するべ
く、位相方向の不確からしさの度合と、振幅が小さいこ
とによるデータの不確からしさの度合の双方を軟判定値
に反映することができ、誤り訂正符号の特性を最大限に
発揮させることのできるＰＳＫの軟判定方法及び受信装
置を提供することを目的とする。
く、位相方向の不確からしさの度合と、振幅が小さいこ
とによるデータの不確からしさの度合の双方を軟判定値
に反映することができ、誤り訂正符号の特性を最大限に
発揮させることのできるＰＳＫの軟判定方法及び受信装
置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るＰＳＫの軟判定方法は以下のような手
段を用いる。
に、本発明に係るＰＳＫの軟判定方法は以下のような手
段を用いる。
【００１３】（１）位相成分により情報を伝送するＰＳ
Ｋ方式の信号を受信する際に、位相成分から求まる各ビ
ットの位相軟判定値に、振幅情報から求まる重み付け係
数で重み付けをして、各ビットの軟判定値とする。
Ｋ方式の信号を受信する際に、位相成分から求まる各ビ
ットの位相軟判定値に、振幅情報から求まる重み付け係
数で重み付けをして、各ビットの軟判定値とする。
【００１４】（２）（１）の方法において、前記受信す
る信号が多値ＰＳＫ、多値ＤＰＳＫ、多値ＡＰＳＫ、多
値ＤＡＰＳＫのいずれかの方式で変調されているとき、
前記重み付け係数を正規化振幅以上をクリッピングした
振幅値とする。
る信号が多値ＰＳＫ、多値ＤＰＳＫ、多値ＡＰＳＫ、多
値ＤＡＰＳＫのいずれかの方式で変調されているとき、
前記重み付け係数を正規化振幅以上をクリッピングした
振幅値とする。
【００１５】（３）（１）の方法において、前記受信す
る信号が多値ＤＰＳＫまたは多値ＤＡＰＳＫ方式で変調
されているとき、前記重み付け係数を２シンボルの振幅
の相加平均、２シンボルの相乗平均、２シンボルの振幅
の積、２シンボルのうちの小さい方の振幅、２シンボル
のうちの現時点での振幅のうちのいずれかとする。
る信号が多値ＤＰＳＫまたは多値ＤＡＰＳＫ方式で変調
されているとき、前記重み付け係数を２シンボルの振幅
の相加平均、２シンボルの相乗平均、２シンボルの振幅
の積、２シンボルのうちの小さい方の振幅、２シンボル
のうちの現時点での振幅のうちのいずれかとする。
【００１６】（４）（３）の方法において、前記重み付
け係数として用いる振幅を、正規化振幅以上をクリッピ
ングした振幅値とする。
け係数として用いる振幅を、正規化振幅以上をクリッピ
ングした振幅値とする。
【００１７】また、本発明に係るＰＳＫの軟判定回路を
用いる受信装置は、以下のような構成とする。
用いる受信装置は、以下のような構成とする。
【００１８】（５）位相成分により情報を伝送するＰＳ
Ｋ方式による信号から位相情報及び振幅情報を抽出する
位相振幅変換手段と、この手段で得られた位相情報から
各ビットの位相軟判定値を求める位相軟判定手段と、こ
の手段で得られた位相軟判定値を所定の重み付け係数で
重み付けして出力する重み付け手段とを具備する。
Ｋ方式による信号から位相情報及び振幅情報を抽出する
位相振幅変換手段と、この手段で得られた位相情報から
各ビットの位相軟判定値を求める位相軟判定手段と、こ
の手段で得られた位相軟判定値を所定の重み付け係数で
重み付けして出力する重み付け手段とを具備する。
【００１９】（６）位相成分により情報を伝送するＰＳ
Ｋ方式による信号から位相情報及び振幅情報を抽出する
位相振幅変換手段と、この手段で得られた位相情報から
各ビットの位相軟判定値を求める位相軟判定手段と、前
記位相振幅変換手段で得られた振幅情報に基づいて重み
付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記位相
軟判定手段で得られた位相軟判定値に前記重み付け係数
生成手段で得られた重み付け係数で重み付けして軟判定
値を出力する重み付け手段とを具備する。
Ｋ方式による信号から位相情報及び振幅情報を抽出する
位相振幅変換手段と、この手段で得られた位相情報から
各ビットの位相軟判定値を求める位相軟判定手段と、前
記位相振幅変換手段で得られた振幅情報に基づいて重み
付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記位相
軟判定手段で得られた位相軟判定値に前記重み付け係数
生成手段で得られた重み付け係数で重み付けして軟判定
値を出力する重み付け手段とを具備する。
【００２０】（７）（６）の構成において、前記受信す
る信号が多値ＤＰＳＫまたは多値ＤＡＰＳＫ方式で変調
されているとき、前記重み付け係数生成手段は、２シン
ボルの振幅の相加平均、２シンボルの相乗平均、２シン
ボルの振幅の積、２シンボルのうちの小さい方の振幅、
２シンボルのうちの現時点での振幅のうちのいずれかと
する。
る信号が多値ＤＰＳＫまたは多値ＤＡＰＳＫ方式で変調
されているとき、前記重み付け係数生成手段は、２シン
ボルの振幅の相加平均、２シンボルの相乗平均、２シン
ボルの振幅の積、２シンボルのうちの小さい方の振幅、
２シンボルのうちの現時点での振幅のうちのいずれかと
する。
【００２１】（８）（６）の構成において、前記重み付
け係数生成手段は、重み付け係数として用いる振幅を、
正規化振幅以上をクリッピングした振幅値とする。
け係数生成手段は、重み付け係数として用いる振幅を、
正規化振幅以上をクリッピングした振幅値とする。
【００２２】また、本発明に係る遅延検波回路は、以下
のような構成とする。
のような構成とする。
【００２３】（９）入力信号にクリッピングを施すクリ
ッピング手段と、このクリッピング手段の出力を遅延さ
せる遅延手段と、前記クリッピング手段の出力と前記遅
延手段の出力との共役複素乗算を行う複素乗算手段とを
具備する。
ッピング手段と、このクリッピング手段の出力を遅延さ
せる遅延手段と、前記クリッピング手段の出力と前記遅
延手段の出力との共役複素乗算を行う複素乗算手段とを
具備する。
【００２４】（１０）入力信号から振幅を求める振幅検
出手段と、前記入力信号に振幅検出手段の出力を用いて
クリッピングを施すクリッピング手段と、前記クリッピ
ング手段の出力を遅延させる遅延手段と、前記クリッピ
ング手段の出力と遅延手段の出力との共役複素乗算を行
う複素乗算手段とを備える。
出手段と、前記入力信号に振幅検出手段の出力を用いて
クリッピングを施すクリッピング手段と、前記クリッピ
ング手段の出力を遅延させる遅延手段と、前記クリッピ
ング手段の出力と遅延手段の出力との共役複素乗算を行
う複素乗算手段とを備える。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図１７を参照して
本発明の実施の形態について詳細に説明する。
本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２６】［第１の実施の形態］図１は、本発明に係
る第１の実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調
信号の軟判定方法を採用したＤＱＰＳＫ受信装置の構成
を示すものである。この受信装置に用いられる遅延検波
回路２１では、ＤＱＰＳＫ変調入力Ｉ，ＱがＩＱ→位相
振幅変換回路２１１に供給され、シンボル毎に位相情報
と振幅情報に変換される。位相情報は、シンボル遅延回
路（Ｚ-1）２１２及び減算器２１３により現時点のシン
ボルと遅延したシンボルの位相差情報θとなって位相軟
判定回路２１４に供給され、ここでその位相差情報から
軟判定値が得られる。この位相軟判定値は乗算器２１
５，２１６を介してＤＱＰＳＫ用ビタビ復号器２２に出
力され、ビタビ復号によりシリアルデータに変換され
る。
る第１の実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調
信号の軟判定方法を採用したＤＱＰＳＫ受信装置の構成
を示すものである。この受信装置に用いられる遅延検波
回路２１では、ＤＱＰＳＫ変調入力Ｉ，ＱがＩＱ→位相
振幅変換回路２１１に供給され、シンボル毎に位相情報
と振幅情報に変換される。位相情報は、シンボル遅延回
路（Ｚ-1）２１２及び減算器２１３により現時点のシン
ボルと遅延したシンボルの位相差情報θとなって位相軟
判定回路２１４に供給され、ここでその位相差情報から
軟判定値が得られる。この位相軟判定値は乗算器２１
５，２１６を介してＤＱＰＳＫ用ビタビ復号器２２に出
力され、ビタビ復号によりシリアルデータに変換され
る。
【００２７】一方、上記遅延検波回路２１において、変
換回路２１１で得られた振幅情報は、シンボル遅延回路
（Ｚ-1）２１７により１シンボル期間遅延され、その遅
延出力amp1は現在のシンボルの振幅情報amp0と共に重み
付け係数生成回路２１８に供給される。この重み付け係
数生成回路２１８は、現時点のシンボルの振幅情報amp0
と遅延したシンボルの振幅情報amp1から重み付け係数am
p-factorを生成するもので、この重み付け係数amp-fact
orは乗算器２１５，２１６に供給され、位相軟判定値の
乗算係数となる。
換回路２１１で得られた振幅情報は、シンボル遅延回路
（Ｚ-1）２１７により１シンボル期間遅延され、その遅
延出力amp1は現在のシンボルの振幅情報amp0と共に重み
付け係数生成回路２１８に供給される。この重み付け係
数生成回路２１８は、現時点のシンボルの振幅情報amp0
と遅延したシンボルの振幅情報amp1から重み付け係数am
p-factorを生成するもので、この重み付け係数amp-fact
orは乗算器２１５，２１６に供給され、位相軟判定値の
乗算係数となる。
【００２８】上記構成において、具体的に第１乃至第６
の実施例をあげて、ＤＱＰＳＫ変調の軟判定方法を説明
する。
の実施例をあげて、ＤＱＰＳＫ変調の軟判定方法を説明
する。
【００２９】図１において、遅延検波回路２１の入力が
ＩＱで表される時、変換回路２１にてＩＱ→位相振幅変
換を行い、遅延回路２１２及び減算器２１３により現時
点のシンボルと遅延したシンボルの位相差θを求め、図
２０に示した場合と同様に位相軟判定値を得る。また、
現時点のシンボルの振幅情報amp0と遅延回路２１７で遅
延したシンボルの振幅情報amp1から、重み付け係数生成
回路２１８にて重み付け係数amp-factorを生成する。そ
して、位相軟判定値に重み付け係数amp-factorで重み付
けを行い、図２に示す要領で軟判定値Ｉ″Ｑ″を得る。
この軟判定値を用いてビタビ復号を行うと、位相方向の
不確からしさの度合と振幅が小さいことによるデータの
不確からしさの度合の双方を軟判定値に反映することが
でき、誤り訂正符号の特性を最大限に発揮させることの
できるので、位相情報のみからの軟判定時及び振幅情報
のみからの軟判定時より訂正能力を向上させることがで
きる。
ＩＱで表される時、変換回路２１にてＩＱ→位相振幅変
換を行い、遅延回路２１２及び減算器２１３により現時
点のシンボルと遅延したシンボルの位相差θを求め、図
２０に示した場合と同様に位相軟判定値を得る。また、
現時点のシンボルの振幅情報amp0と遅延回路２１７で遅
延したシンボルの振幅情報amp1から、重み付け係数生成
回路２１８にて重み付け係数amp-factorを生成する。そ
して、位相軟判定値に重み付け係数amp-factorで重み付
けを行い、図２に示す要領で軟判定値Ｉ″Ｑ″を得る。
この軟判定値を用いてビタビ復号を行うと、位相方向の
不確からしさの度合と振幅が小さいことによるデータの
不確からしさの度合の双方を軟判定値に反映することが
でき、誤り訂正符号の特性を最大限に発揮させることの
できるので、位相情報のみからの軟判定時及び振幅情報
のみからの軟判定時より訂正能力を向上させることがで
きる。
【００３０】（第１の実施例）重み付け係数amp-factor
を差動符号化された２シンボルの振幅の相加平均、すな
わちamp-factor＝（amp1＋amp0）／２とする。例えば、
amp1＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.75と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
1.0 と求まる。
を差動符号化された２シンボルの振幅の相加平均、すな
わちamp-factor＝（amp1＋amp0）／２とする。例えば、
amp1＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.75と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
1.0 と求まる。
【００３１】（第２の実施例）重み付け係数amp-factor
を差動符号化された２シンボルの振幅の相乗平均、すな
わちamp-factor＝√（amp1×amp0）とする。例えば、am
p1＝1.0 ，amp0＝0.5のとき、amp-factor＝0.707 と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
0.866 と求まる。
を差動符号化された２シンボルの振幅の相乗平均、すな
わちamp-factor＝√（amp1×amp0）とする。例えば、am
p1＝1.0 ，amp0＝0.5のとき、amp-factor＝0.707 と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
0.866 と求まる。
【００３２】（第３の実施例）重み付け係数amp-factor
を差動符号化された２シンボルの振幅の積、すなわちam
p-factor＝amp1×amp0とする。例えば、amp1＝1.0 ，am
p0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求まる。amp1＝0.
5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝0.75と求まる。
を差動符号化された２シンボルの振幅の積、すなわちam
p-factor＝amp1×amp0とする。例えば、amp1＝1.0 ，am
p0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求まる。amp1＝0.
5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝0.75と求まる。
【００３３】（第４の実施例）重み付け係数amp-factor
を差動符号化された２シンボルの小さい方の振幅、すな
わちamp-factor＝ min（amp1，amp0）とする。例えば、
amp1＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
0.5 と求まる。
を差動符号化された２シンボルの小さい方の振幅、すな
わちamp-factor＝ min（amp1，amp0）とする。例えば、
amp1＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求
まる。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝
0.5 と求まる。
【００３４】（第５の実施例）重み付け係数amp-factor
を差動符号化された２シンボルの振幅のうちの現時点の
振幅、すなわちamp-factor＝amp0とする。例えば、amp1
＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求ま
る。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝1.
5 と求まる。
を差動符号化された２シンボルの振幅のうちの現時点の
振幅、すなわちamp-factor＝amp0とする。例えば、amp1
＝1.0 ，amp0＝0.5 のとき、amp-factor＝0.5 と求ま
る。amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、amp-factor＝1.
5 と求まる。
【００３５】（第６の実施例）amp1及びamp0を正規化し
た振幅値１でクリッピングする。例として、重み付け係
数amp-factorを差動符号化された２シンボルの振幅の相
加平均で作り、amp-factor＝（amp1＋amp0）／２とした
場合、amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、クリッピング
しない時、amp-factor＝1.0 と求まるが、amp0＝1.0 に
クリッピングすると、amp-factor＝0.75となる。このよ
うにクリッピング処理を施すことで、amp1＝0.5 と振幅
が小さいことによる位相情報の信頼性の低さがamp-fact
orに反映され、クリッピングしない時と比較して、ビタ
ビ復号の訂正能力を向上させることができる。
た振幅値１でクリッピングする。例として、重み付け係
数amp-factorを差動符号化された２シンボルの振幅の相
加平均で作り、amp-factor＝（amp1＋amp0）／２とした
場合、amp1＝0.5 ，amp0＝1.5 のときは、クリッピング
しない時、amp-factor＝1.0 と求まるが、amp0＝1.0 に
クリッピングすると、amp-factor＝0.75となる。このよ
うにクリッピング処理を施すことで、amp1＝0.5 と振幅
が小さいことによる位相情報の信頼性の低さがamp-fact
orに反映され、クリッピングしない時と比較して、ビタ
ビ復号の訂正能力を向上させることができる。
【００３６】尚、振幅情報amp1及びamp0の正規化値１の
レベルは、図１８の単位円上としてもよいし、単位円の
内側としてもよいし、外側としてもよい。また、間の刻
み方を、線形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
レベルは、図１８の単位円上としてもよいし、単位円の
内側としてもよいし、外側としてもよい。また、間の刻
み方を、線形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
【００３７】［第２の実施の形態］本発明に係る第２の
実施の形態として、８ＰＳＫ方式による変調信号の軟判
定方法について図３を参照して説明する。
実施の形態として、８ＰＳＫ方式による変調信号の軟判
定方法について図３を参照して説明する。
【００３８】図３中の白丸の位置に同期検波後の受信シ
ンボルＳ４がある時、位相成分θから位相軟判定値が求
まる。θが［ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“０１１”と［ｙ2
，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“００１”の間にあるから、ｙ2 ＝
０、ｙ0 ＝１と硬判定し、ｙ1について軟判定する。こ
れによりｙ2 の位相軟判定値＝０、ｙ1 の位相軟判定値
＝２、ｙ0 の位相軟判定値＝７を得る。次に、振幅成分
amp0により、各ビットの位相軟判定値に重み付けをす
る。図４（ａ）に示す要領でｙ2 の軟判定値＝１、図４
（ｂ）に示す要領でｙ1 の軟判定値＝３、図４（ｃ）に
示す要領でｙ2 の軟判定値＝６を得る。
ンボルＳ４がある時、位相成分θから位相軟判定値が求
まる。θが［ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“０１１”と［ｙ2
，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“００１”の間にあるから、ｙ2 ＝
０、ｙ0 ＝１と硬判定し、ｙ1について軟判定する。こ
れによりｙ2 の位相軟判定値＝０、ｙ1 の位相軟判定値
＝２、ｙ0 の位相軟判定値＝７を得る。次に、振幅成分
amp0により、各ビットの位相軟判定値に重み付けをす
る。図４（ａ）に示す要領でｙ2 の軟判定値＝１、図４
（ｂ）に示す要領でｙ1 の軟判定値＝３、図４（ｃ）に
示す要領でｙ2 の軟判定値＝６を得る。
【００３９】amp0が１より大きい時は、位相情報が確か
らしい方向へ、すなわち軟判定値が０または７に近い方
向へ重み付けしてもよい。また、amp0が１より大きい時
は、amp0を正規化振幅値１でクリッピングして用いる、
すなわち位相軟判定値を軟判定値としてもよい。
らしい方向へ、すなわち軟判定値が０または７に近い方
向へ重み付けしてもよい。また、amp0が１より大きい時
は、amp0を正規化振幅値１でクリッピングして用いる、
すなわち位相軟判定値を軟判定値としてもよい。
【００４０】この軟判定値を用いてビタビ復号を行う
と、位相方向の不確からしさの度合と振幅が大きいこと
による位相情報の信頼性の高さがamp-factorに反映さ
れ、クリッピングしない時と比較して、ビタビ復号の訂
正能力を向上させることができ、位相情報のみからの軟
判定時及び振幅情報のみからの軟判定時より訂正能力を
向上させることができる。
と、位相方向の不確からしさの度合と振幅が大きいこと
による位相情報の信頼性の高さがamp-factorに反映さ
れ、クリッピングしない時と比較して、ビタビ復号の訂
正能力を向上させることができ、位相情報のみからの軟
判定時及び振幅情報のみからの軟判定時より訂正能力を
向上させることができる。
【００４１】尚、振幅情報amp0の正規化値１のレベル
は、図３の単位円上としてもよいし、単位円の内側とし
てもよいし、外側としてもよい。また、間の刻み方を線
形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
は、図３の単位円上としてもよいし、単位円の内側とし
てもよいし、外側としてもよい。また、間の刻み方を線
形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
【００４２】［第３の実施の形態］本発明に係る第３の
実施の形態として、１６ＤＡＰＳＫ方式による変調信号
の軟判定方法について、図５乃至図８を参照して説明す
る。ここでは、図５に示すように、振幅amp1となる白丸
の遅延したシンボルＳ５と、振幅amp0となる白丸の現時
点のシンボルＳ６との遅延検波における軟判定方法を考
える。この場合、２シンボルの位相差θより、図６に示
す要領で位相軟判定値が求まる。
実施の形態として、１６ＤＡＰＳＫ方式による変調信号
の軟判定方法について、図５乃至図８を参照して説明す
る。ここでは、図５に示すように、振幅amp1となる白丸
の遅延したシンボルＳ５と、振幅amp0となる白丸の現時
点のシンボルＳ６との遅延検波における軟判定方法を考
える。この場合、２シンボルの位相差θより、図６に示
す要領で位相軟判定値が求まる。
【００４３】ここで、１６ＤＡＰＳＫのシンボルが［ｙ
3 ，ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］の４ビットからなる場合を考え
る。ｙ3 の情報は振幅比に、ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 の情報は
位相差に乗せて伝送する。ｙ3 により振幅は２通り、ｙ
2 ，ｙ1 ，ｙ0 により位相は８通りとなる。
3 ，ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］の４ビットからなる場合を考え
る。ｙ3 の情報は振幅比に、ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 の情報は
位相差に乗せて伝送する。ｙ3 により振幅は２通り、ｙ
2 ，ｙ1 ，ｙ0 により位相は８通りとなる。
【００４４】θが［ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“０１１”と
［ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“０１０”の間にあるからｙ2
＝０、ｙ1 ＝１と硬判定し、ｙ0 について軟判定する。
これにより、ｙ2 の位相軟判定値＝０、ｙ1 の位相軟判
定値＝７、ｙ0 の位相軟判定値＝３を得る。
［ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ］＝“０１０”の間にあるからｙ2
＝０、ｙ1 ＝１と硬判定し、ｙ0 について軟判定する。
これにより、ｙ2 の位相軟判定値＝０、ｙ1 の位相軟判
定値＝７、ｙ0 の位相軟判定値＝３を得る。
【００４５】次に、振幅成分amp0及びamp1から求まる重
み付け係数amp-factorを用いて、各ビットの位相軟判定
値に重み付けをする。図７（ａ）に示す要領でｙ2 の軟
判定値＝２、図７（ｂ）に示す要領でｙ1 の軟判定値＝
５、図７（ｃ）に示す要領でｙ2 の軟判定値＝３を得
る。この軟判定値を用いてビタビ復号を行うと、前述の
実施の形態と同様に、位相情報のみからの軟判定時及び
振幅情報のみからの軟判定時より訂正能力を向上させる
ことができる。
み付け係数amp-factorを用いて、各ビットの位相軟判定
値に重み付けをする。図７（ａ）に示す要領でｙ2 の軟
判定値＝２、図７（ｂ）に示す要領でｙ1 の軟判定値＝
５、図７（ｃ）に示す要領でｙ2 の軟判定値＝３を得
る。この軟判定値を用いてビタビ復号を行うと、前述の
実施の形態と同様に、位相情報のみからの軟判定時及び
振幅情報のみからの軟判定時より訂正能力を向上させる
ことができる。
【００４６】尚、振幅情報amp1及びamp0の正規化値１の
レベルは、図５の内外いずれかの円上としてもよいし、
円の内側、外側または中間としてもよい。また、間の刻
み方を線形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
レベルは、図５の内外いずれかの円上としてもよいし、
円の内側、外側または中間としてもよい。また、間の刻
み方を線形にしてもよいし、非線形にしてもよい。
【００４７】振幅の正規化値の位置、間の刻み方とし
て、様々な方法が考えられる。例えば、図８（ａ）に示
すように、正規化値を小さいシンボルの載る円上とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｂ）に示
すように、正規化値を大きいシンボルの載る円上とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｃ）に示
すように、正規化値をコンスタレーションの重心とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｄ）に示
すように、正規化値を大きいシンボルの載る円上とし、
２つの円の間は粗く、小さい円の内側を細かく刻んでも
よい。また、図８（ｅ）に示すように、正規化値を大き
いシンボルの載る円上とし、その間を非線形に刻んでも
よい。
て、様々な方法が考えられる。例えば、図８（ａ）に示
すように、正規化値を小さいシンボルの載る円上とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｂ）に示
すように、正規化値を大きいシンボルの載る円上とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｃ）に示
すように、正規化値をコンスタレーションの重心とし、
その間を等間隔に刻んでもよい。また、図８（ｄ）に示
すように、正規化値を大きいシンボルの載る円上とし、
２つの円の間は粗く、小さい円の内側を細かく刻んでも
よい。また、図８（ｅ）に示すように、正規化値を大き
いシンボルの載る円上とし、その間を非線形に刻んでも
よい。
【００４８】［第４の実施の形態］本発明に係る第４の
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図９を参照して説明
する。ここでもＩＱ信号で表されるシンボルを受信した
時を考える。
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図９を参照して説明
する。ここでもＩＱ信号で表されるシンボルを受信した
時を考える。
【００４９】軟判定回路３１は、入力ＩＱ信号から位相
情報θ′及び振幅情報amp0を得る位相振幅変換回路３１
１と、位相情報θ′から位相軟判定値を得る位相軟判定
回路３１２と、振幅情報amp0から重み付け係数amp-fact
orを得る重み付け生成回路３１３と、位相軟判定値に重
み付け係数amp-factorで重み付けして軟判定値Ｉ″及び
Ｑ″を得る重み付け回路３１４とから成る。
情報θ′及び振幅情報amp0を得る位相振幅変換回路３１
１と、位相情報θ′から位相軟判定値を得る位相軟判定
回路３１２と、振幅情報amp0から重み付け係数amp-fact
orを得る重み付け生成回路３１３と、位相軟判定値に重
み付け係数amp-factorで重み付けして軟判定値Ｉ″及び
Ｑ″を得る重み付け回路３１４とから成る。
【００５０】位相軟判定回路３１２は、位相情報θ′の
１シンボル遅延を得る位相遅延回路（Ｚ-1）３１２１
と、２シンボルの位相差θを求める減算器３１２２と、
位相差θから位相軟判定値を得る位相差軟判定回路３１
２３とから成る。また、重み付け係数生成回路３１３
は、振幅情報amp0の１シンボル遅延した振幅情報amp1を
得る振幅遅延回路（Ｚ-1）３１３１と、２シンボルの振
幅amp0及びamp1から重み付け係数amp-factorを得る重み
付け係数生成演算回路３１３２とから成る。重み付け係
数の生成方法は、第１の実施の形態で説明した第１から
第６の実施例のいずれの方法でもよい。
１シンボル遅延を得る位相遅延回路（Ｚ-1）３１２１
と、２シンボルの位相差θを求める減算器３１２２と、
位相差θから位相軟判定値を得る位相差軟判定回路３１
２３とから成る。また、重み付け係数生成回路３１３
は、振幅情報amp0の１シンボル遅延した振幅情報amp1を
得る振幅遅延回路（Ｚ-1）３１３１と、２シンボルの振
幅amp0及びamp1から重み付け係数amp-factorを得る重み
付け係数生成演算回路３１３２とから成る。重み付け係
数の生成方法は、第１の実施の形態で説明した第１から
第６の実施例のいずれの方法でもよい。
【００５１】上記構成による受信装置では、軟判定回路
３１において、位相差軟判定回路３１２３で得られた位
相差軟判定値に、重み付け係数生成演算回路３１３２で
得られた重み付け係数で重み付けしているので、軟判定
回路３１の出力であるところの軟判定値Ｉ″及びＱ″に
位相方向の不確からしさの度合と振幅の大小によるデー
タの不確からしさの度合いを軟判定値に反映させ、誤り
訂正符号の特性を最大限に発揮させることのできる。こ
のため、重み付けされた位相軟判定値Ｉ″及びＱ″をビ
タビ復号器３２に入力することにより、位相情報のみか
ら求まる軟判定値を用いる時または振幅情報のみから求
まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号の訂正能力を
向上させることができる。
３１において、位相差軟判定回路３１２３で得られた位
相差軟判定値に、重み付け係数生成演算回路３１３２で
得られた重み付け係数で重み付けしているので、軟判定
回路３１の出力であるところの軟判定値Ｉ″及びＱ″に
位相方向の不確からしさの度合と振幅の大小によるデー
タの不確からしさの度合いを軟判定値に反映させ、誤り
訂正符号の特性を最大限に発揮させることのできる。こ
のため、重み付けされた位相軟判定値Ｉ″及びＱ″をビ
タビ復号器３２に入力することにより、位相情報のみか
ら求まる軟判定値を用いる時または振幅情報のみから求
まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号の訂正能力を
向上させることができる。
【００５２】尚、ＯＦＤＭ変調等のマルチキャリア伝送
方式受信時等において、位相遅延回路３１２１及び振幅
遅延回路３１３１を１個のＲＡＭで構成できるのは、勿
論のことである。
方式受信時等において、位相遅延回路３１２１及び振幅
遅延回路３１３１を１個のＲＡＭで構成できるのは、勿
論のことである。
【００５３】［第５の実施の形態］本発明に係る第５の
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１０を参照して説
明する。ここでは、差動符号化された２シンボルの位相
差情報θ及び２シンボルの振幅amp0及びamp1で表される
遅延検波後のシンボルを入力とする時を考える。
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１０を参照して説
明する。ここでは、差動符号化された２シンボルの位相
差情報θ及び２シンボルの振幅amp0及びamp1で表される
遅延検波後のシンボルを入力とする時を考える。
【００５４】軟判定回路４１は、位相差情報θから位相
軟判定値を得る位相軟判定回路４１１と、振幅情報amp0
及びamp1から重み付け係数amp-factorを得る重み付け生
成回路４１２と、位相軟判定値に重み付け係数amp-fact
orで重み付けして軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重み付け
回路４１３とから成る。
軟判定値を得る位相軟判定回路４１１と、振幅情報amp0
及びamp1から重み付け係数amp-factorを得る重み付け生
成回路４１２と、位相軟判定値に重み付け係数amp-fact
orで重み付けして軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重み付け
回路４１３とから成る。
【００５５】重み付け係数の生成方法は、第１の実施の
形態の説明で述べた第１から第６の実施例のいずれの方
法でもよい。
形態の説明で述べた第１から第６の実施例のいずれの方
法でもよい。
【００５６】上記構成の軟判定回路４１の出力であると
ころの軟判定値Ｉ″及びＱ″は、位相方向の不確からし
さの度合と振幅の大小によるデータの不確からしさの度
合いが反映されている。このため、上記軟判定値Ｉ″及
びＱ″をビタビ復号器４２に入力することにより、位相
情報のみから求まる軟判定値を用いる時、または振幅情
報のみから求まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号
の訂正能力を向上させることができる。
ころの軟判定値Ｉ″及びＱ″は、位相方向の不確からし
さの度合と振幅の大小によるデータの不確からしさの度
合いが反映されている。このため、上記軟判定値Ｉ″及
びＱ″をビタビ復号器４２に入力することにより、位相
情報のみから求まる軟判定値を用いる時、または振幅情
報のみから求まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号
の訂正能力を向上させることができる。
【００５７】［第６の実施の形態］本発明に係る第６の
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１１を参照して説
明する。ここでは差動符号化された２シンボルの位相差
情報θ及び現時点での振幅amp0で表される遅延検波後の
シンボルを入力とする時を考える。この実施の形態は、
第１の実施の形態の説明で述べた第５の実施例と同じ
く、重み付け係数amp-factor＝amp0を、差動符号化され
た２シンボルの振幅のうちの現時点の振幅とした場合の
軟判定回路の例である。
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１１を参照して説
明する。ここでは差動符号化された２シンボルの位相差
情報θ及び現時点での振幅amp0で表される遅延検波後の
シンボルを入力とする時を考える。この実施の形態は、
第１の実施の形態の説明で述べた第５の実施例と同じ
く、重み付け係数amp-factor＝amp0を、差動符号化され
た２シンボルの振幅のうちの現時点の振幅とした場合の
軟判定回路の例である。
【００５８】軟判定回路５１は、位相差情報θから位相
軟判定値を得る位相軟判定回路５１１と、位相軟判定値
に重み付け係数amp-factorすなわちamp0で重み付けして
軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重み付け回路５１２とから
成る。
軟判定値を得る位相軟判定回路５１１と、位相軟判定値
に重み付け係数amp-factorすなわちamp0で重み付けして
軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重み付け回路５１２とから
成る。
【００５９】上記構成の軟判定回路５１の出力であると
ころの軟判定値Ｉ″及びＱ″は、位相方向の不確からし
さの度合と振幅の大小によるデータの不確からしさの度
合いが反映さけている。このため、上記軟判定値Ｉ″及
びＱ″をビタビ復号器５２に入力することにより、位相
情報のみから求まる軟判定値を用いる時、または振幅情
報のみから求まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号
の訂正能力を向上させることができる。
ころの軟判定値Ｉ″及びＱ″は、位相方向の不確からし
さの度合と振幅の大小によるデータの不確からしさの度
合いが反映さけている。このため、上記軟判定値Ｉ″及
びＱ″をビタビ復号器５２に入力することにより、位相
情報のみから求まる軟判定値を用いる時、または振幅情
報のみから求まる軟判定値を用いる時より、ビタビ復号
の訂正能力を向上させることができる。
【００６０】［第７の実施の形態］本発明に係る第７の
実施の形態として、８ＰＳＫ方式による変調信号の軟判
定回路を用いた受信装置について図１２を参照して説明
する。ここではＩＱ信号で表されるシンボルを受信した
時を考える。
実施の形態として、８ＰＳＫ方式による変調信号の軟判
定回路を用いた受信装置について図１２を参照して説明
する。ここではＩＱ信号で表されるシンボルを受信した
時を考える。
【００６１】軟判定回路６１は、入力ＩＱ信号から位相
情報θ及び振幅情報amp0を得る位相振幅変換回路６１１
と、位相情報θから位相軟判定値を得る位相軟判定回路
６１２と、位相軟判定値に重み付け係数amp-factorすな
わちamp0で重み付けして軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重
み付け回路６１３とから成る。
情報θ及び振幅情報amp0を得る位相振幅変換回路６１１
と、位相情報θから位相軟判定値を得る位相軟判定回路
６１２と、位相軟判定値に重み付け係数amp-factorすな
わちamp0で重み付けして軟判定値Ｉ″及びＱ″を得る重
み付け回路６１３とから成る。
【００６２】上記構成の軟判定回路６１の出力は速度変
換回路６２により速度変換され、軟判定値Ｉ″及びＱ″
としてビタビ復号器６３に入力される。ここで、速度変
換回路６２の出力が３本になっているのは、８ＰＳＫ１
シンボルには、３ビットの情報が含まれるが、ビタビ復
号器は２ビット分の軟判定値を入力するためである。
換回路６２により速度変換され、軟判定値Ｉ″及びＱ″
としてビタビ復号器６３に入力される。ここで、速度変
換回路６２の出力が３本になっているのは、８ＰＳＫ１
シンボルには、３ビットの情報が含まれるが、ビタビ復
号器は２ビット分の軟判定値を入力するためである。
【００６３】この構成によっても、位相情報のみから求
まる軟判定値を用いる時、または振幅情報のみから求ま
る軟判定値を用いる時より、ビタビ復号の訂正能力が向
上する。
まる軟判定値を用いる時、または振幅情報のみから求ま
る軟判定値を用いる時より、ビタビ復号の訂正能力が向
上する。
【００６４】尚、軟判定回路６１に位相情報θ及び振幅
情報amp0を直接入力する場合には、図１２の先頭の位相
振幅変換回路６１１が不要となる。
情報amp0を直接入力する場合には、図１２の先頭の位相
振幅変換回路６１１が不要となる。
【００６５】［第８の実施の形態］本発明に係る第８の
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１３及び図１４を
参照して説明する。
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について図１３及び図１４を
参照して説明する。
【００６６】図１３において、遅延検波回路７１は、入
力ＩＱ信号から振幅を求める振幅検出回路７１１と、入
力ＩＱ信号に振幅検出回路７１１の出力を用いて振幅方
向のクリッピングを施すクリッピング回路７１２と、ク
リッピング回路７１２の出力を１シンボル分遅延させる
シンボル遅延回路７１３と、クリッピング回路７１２及
びシンボル遅延回路７１３の各出力の共役複素乗算を行
う複素乗算回路７１４とから成る。複素乗算回路７４の
出力Ｉ′Ｑ′信号を位相シフト回路７２でπ／４位相シ
フトすることで、ビタビ復号器７３の入力軟判定値が得
られる。
力ＩＱ信号から振幅を求める振幅検出回路７１１と、入
力ＩＱ信号に振幅検出回路７１１の出力を用いて振幅方
向のクリッピングを施すクリッピング回路７１２と、ク
リッピング回路７１２の出力を１シンボル分遅延させる
シンボル遅延回路７１３と、クリッピング回路７１２及
びシンボル遅延回路７１３の各出力の共役複素乗算を行
う複素乗算回路７１４とから成る。複素乗算回路７４の
出力Ｉ′Ｑ′信号を位相シフト回路７２でπ／４位相シ
フトすることで、ビタビ復号器７３の入力軟判定値が得
られる。
【００６７】共役複素乗算は、位相差を求め振幅の積で
重み付けをしたことと等化である。
重み付けをしたことと等化である。
【００６８】振幅方向のクリッピングは、図１４（ａ）
に示すように、正規化振幅以上の振幅値をもつシンボル
Ｓ７を受信した時、単位円上に振幅方向にクリッピング
をする。すなわち、ＩＱ各々を振幅値で除算する。クリ
ッピング後のＩＱ信号を用いて従来と同様に遅延検波を
行う。クリッピング後のＩＱ信号の共役複素乗算によ
り、図１４（ｂ）に示すＩ′Ｑ′信号を得る。
に示すように、正規化振幅以上の振幅値をもつシンボル
Ｓ７を受信した時、単位円上に振幅方向にクリッピング
をする。すなわち、ＩＱ各々を振幅値で除算する。クリ
ッピング後のＩＱ信号を用いて従来と同様に遅延検波を
行う。クリッピング後のＩＱ信号の共役複素乗算によ
り、図１４（ｂ）に示すＩ′Ｑ′信号を得る。
【００６９】このようにして得られたＩ′Ｑ′信号を位
相シフト回路７２でπ／４位相シフトするとＩ″Ｑ″信
号が得られ、さらにＩ″Ｑ″信号より軟判定値が求ま
る。
相シフト回路７２でπ／４位相シフトするとＩ″Ｑ″信
号が得られ、さらにＩ″Ｑ″信号より軟判定値が求ま
る。
【００７０】例えばamp0＝0.5 、amp1＝1.5 のとき、ク
リッピングしない場合amp-factor＝amp1×amp0＝0.75と
求まる。一方、クリッピングした場合、amp-factor＝0.
5 （＜0.75）と求まる。amp0＝0.5 による位相情報の信
頼性の無さが、クリッピングを施した方がamp-factorに
反映される。
リッピングしない場合amp-factor＝amp1×amp0＝0.75と
求まる。一方、クリッピングした場合、amp-factor＝0.
5 （＜0.75）と求まる。amp0＝0.5 による位相情報の信
頼性の無さが、クリッピングを施した方がamp-factorに
反映される。
【００７１】この遅延検波回路７１を用いることによ
り、図２２の遅延検波回路を用いた場合と比較して、ビ
タビ復号の訂正能力が向上する。
り、図２２の遅延検波回路を用いた場合と比較して、ビ
タビ復号の訂正能力が向上する。
【００７２】［第９の実施の形態］本発明に係る第９の
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について、図１５を参照して
説明する。
実施の形態として、ＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟
判定回路を用いた受信装置について、図１５を参照して
説明する。
【００７３】図１５において、遅延検波回路８１は、入
力ＩＱ信号にクリッピングを施すクリッピング回路８１
１と、クリッピング回路８１１の出力を１シンボル遅延
させるシンボル遅延回路８１２と、クリッピング回路８
１１及びシンボル遅延回路８１２の出力の共役複素乗算
を行う複素乗算回路８１３とから成る。複素乗算回路８
１３の出力Ｉ′Ｑ′信号を位相シフト回路８２によりπ
／４位相シフトすることにより、ビタビ復号器８３の入
力軟判定値が得られる。
力ＩＱ信号にクリッピングを施すクリッピング回路８１
１と、クリッピング回路８１１の出力を１シンボル遅延
させるシンボル遅延回路８１２と、クリッピング回路８
１１及びシンボル遅延回路８１２の出力の共役複素乗算
を行う複素乗算回路８１３とから成る。複素乗算回路８
１３の出力Ｉ′Ｑ′信号を位相シフト回路８２によりπ
／４位相シフトすることにより、ビタビ復号器８３の入
力軟判定値が得られる。
【００７４】共役複素乗算は、位相差を求め振幅の積で
重み付けをしたことと等化である。
重み付けをしたことと等化である。
【００７５】尚、図１５に示すような遅延検波回路を用
いて、振幅方向のクリッピング以外のクリッピングを行
った場合（例えば、Ｉ，Ｑ独立にクリッピングを行う）
も、第８の実施の形態と同じ理由から、図２２の遅延検
波回路を用いた場合と比較して、ビタビ復号の訂正能力
が向上する。
いて、振幅方向のクリッピング以外のクリッピングを行
った場合（例えば、Ｉ，Ｑ独立にクリッピングを行う）
も、第８の実施の形態と同じ理由から、図２２の遅延検
波回路を用いた場合と比較して、ビタビ復号の訂正能力
が向上する。
【００７６】［第１０の実施の形態］本発明に係る第１
０の実施の形態として、π／４シフトＤＱＰＳＫ方式に
よる変調信号の軟判定回路を用いた受信装置について、
図１６及び図１７を用いて説明する。
０の実施の形態として、π／４シフトＤＱＰＳＫ方式に
よる変調信号の軟判定回路を用いた受信装置について、
図１６及び図１７を用いて説明する。
【００７７】図１６において、遅延検波回路９１は、入
力ＩＱ信号から振幅を求める振幅検出回路９１１と、入
力ＩＱ信号に振幅検出回路９１１の出力を用いて振幅方
向のクリッピングを施すクリッピング回路９１２と、ク
リッピング回路９１２の出力を１シンボル遅延させるシ
ンボル遅延回路９１３と、クリッピング回路９１２及び
シンボル遅延回路９１３の出力の共役複素乗算を行う複
素乗算回路９１４とから成る。複素乗算回路９１４の出
力によりビタビ復号器９２の入力軟判定値が得られる。
力ＩＱ信号から振幅を求める振幅検出回路９１１と、入
力ＩＱ信号に振幅検出回路９１１の出力を用いて振幅方
向のクリッピングを施すクリッピング回路９１２と、ク
リッピング回路９１２の出力を１シンボル遅延させるシ
ンボル遅延回路９１３と、クリッピング回路９１２及び
シンボル遅延回路９１３の出力の共役複素乗算を行う複
素乗算回路９１４とから成る。複素乗算回路９１４の出
力によりビタビ復号器９２の入力軟判定値が得られる。
【００７８】ここで、π／４シフトＤＱＰＳＫの場合、
遅延検波後の位相情報は、π／４、３π／４、５π／
４、７π／４となり、ＱＰＳＫのマッピングに相当する
ことが知られている。共役複素乗算は、位相差を求め振
幅の積で重み付けをしたことと等化である。
遅延検波後の位相情報は、π／４、３π／４、５π／
４、７π／４となり、ＱＰＳＫのマッピングに相当する
ことが知られている。共役複素乗算は、位相差を求め振
幅の積で重み付けをしたことと等化である。
【００７９】振幅方向のクリッピングは、図１７（ａ）
に示すように行う。すなわち、正規化振幅以上の振幅値
をもつシンボルＳ８を受信した時、ＩＱ各々を振幅値で
除算することにより、単位円上に振幅方向にクリッピン
グを行う。クリッピング後のＩＱ信号を用いて従来と同
様の遅延検波を行う。
に示すように行う。すなわち、正規化振幅以上の振幅値
をもつシンボルＳ８を受信した時、ＩＱ各々を振幅値で
除算することにより、単位円上に振幅方向にクリッピン
グを行う。クリッピング後のＩＱ信号を用いて従来と同
様の遅延検波を行う。
【００８０】クリッピング後のＩＱ信号の共役複素乗算
により、図１７（ｂ）に示すＩ″Ｑ″信号を得る。Ｉ″
Ｑ″信号より軟判定値が求まる。このとき、位相をシン
ボル毎にπ／４シフトしてあるので、複素乗算後の位相
は、エラーフリーであれば、ＱＰＳＫと同じく、θ＝ｎ
π／２＋π／４となる。したがって、位相シフト回路が
不要となる。
により、図１７（ｂ）に示すＩ″Ｑ″信号を得る。Ｉ″
Ｑ″信号より軟判定値が求まる。このとき、位相をシン
ボル毎にπ／４シフトしてあるので、複素乗算後の位相
は、エラーフリーであれば、ＱＰＳＫと同じく、θ＝ｎ
π／２＋π／４となる。したがって、位相シフト回路が
不要となる。
【００８１】例えばamp0＝0.5 、amp1＝1.5 のとき、ク
リッピングしない場合amp-factor＝amp1×amp0＝0.75と
求まる。一方、クリッピングした場合、amp-factor＝0.
5 （＜0.75）と求まる。amp0＝0.5 による位相情報の信
頼性の無さが、クリッピングを施した方がamp-factorに
反映される。
リッピングしない場合amp-factor＝amp1×amp0＝0.75と
求まる。一方、クリッピングした場合、amp-factor＝0.
5 （＜0.75）と求まる。amp0＝0.5 による位相情報の信
頼性の無さが、クリッピングを施した方がamp-factorに
反映される。
【００８２】この遅延検波回路９１を用いることによ
り、図２２の遅延検波回路を用いた場合と比較して、ビ
タビ復号の訂正能力が向上する。
り、図２２の遅延検波回路を用いた場合と比較して、ビ
タビ復号の訂正能力が向上する。
【００８３】尚、振幅方向のクリッピング以外のクリッ
ピングを行った場合でも、図２２の遅延検波回路を用い
た場合と比較して、ビタビ復号の訂正能力が向上する。
ピングを行った場合でも、図２２の遅延検波回路を用い
た場合と比較して、ビタビ復号の訂正能力が向上する。
【００８４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、位
相方向の不確からしさの度合と、振幅が小さいことによ
るデータの不確からしさの度合の双方を軟判定値に反映
することができ、誤り訂正符号の特性を最大限に発揮さ
せることのできるＰＳＫの軟判定方法及び受信装置を提
供することができる。
相方向の不確からしさの度合と、振幅が小さいことによ
るデータの不確からしさの度合の双方を軟判定値に反映
することができ、誤り訂正符号の特性を最大限に発揮さ
せることのできるＰＳＫの軟判定方法及び受信装置を提
供することができる。
【図１】 本発明に係る第１の実施の形態として、ＤＱ
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定方法を採用したＤＱ
ＰＳＫ受信装置の構成を示すブロック回路図。
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定方法を採用したＤＱ
ＰＳＫ受信装置の構成を示すブロック回路図。
【図２】 同実施形態のＤＱＰＳＫ軟判定における重み
付けの要領を説明するためのＩ″Ｑ″平面図。
付けの要領を説明するためのＩ″Ｑ″平面図。
【図３】 本発明に係る第２の実施の形態として、８Ｐ
ＳＫ方式による変調信号の軟判定方法について説明する
ためのＩＱ平面図。
ＳＫ方式による変調信号の軟判定方法について説明する
ためのＩＱ平面図。
【図４】 同実施形態の８ＰＳＫ軟判定における重み付
けの要領を説明するための図。
けの要領を説明するための図。
【図５】 本発明に係る第３の実施の形態として、１６
ＤＡＰＳＫ方式による変調信号の軟判定方法について説
明するためのＩＱ平面図。
ＤＡＰＳＫ方式による変調信号の軟判定方法について説
明するためのＩＱ平面図。
【図６】 同実施形態の位相軟判定の要領を説明するた
めのＩ′Ｑ′平面図。
めのＩ′Ｑ′平面図。
【図７】 同実施形態の１６ＤＡＰＳＫ軟判定における
重み付けの要領を説明するための図。
重み付けの要領を説明するための図。
【図８】 同実施形態において、振幅の正規化値の位
置、間の刻み方の種々の方法を説明するための図。
置、間の刻み方の種々の方法を説明するための図。
【図９】 本発明に係る第４の実施の形態として、ＤＱ
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信装
置の構成を示すブロック回路図。
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信装
置の構成を示すブロック回路図。
【図１０】 本発明に係る第５の実施の形態として、Ｄ
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
【図１１】 本発明に係る第６の実施の形態として、Ｄ
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
【図１２】 本発明に係る第７の実施の形態として、８
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信装
置の構成を示すブロック回路図。
ＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信装
置の構成を示すブロック回路図。
【図１３】 本発明に係る第８の実施の形態として、Ｄ
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
【図１４】 同実施形態におけるの位相軟判定の要領を
説明するためのＩＱ平面図及びＩ′Ｑ′平面図。
説明するためのＩＱ平面図及びＩ′Ｑ′平面図。
【図１５】 本発明に係る第９の実施の形態として、Ｄ
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
ＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回路を用いた受信
装置の構成を示すブロック回路図。
【図１６】 本発明に係る第１０の実施の形態として、
π／４シフトＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回
路を用いた受信装置の構成を示すブロック回路図。
π／４シフトＤＱＰＳＫ方式による変調信号の軟判定回
路を用いた受信装置の構成を示すブロック回路図。
【図１７】 同実施形態におけるの位相軟判定の要領を
説明するためのＩＱ平面図及びＩ″Ｑ″平面図。
説明するためのＩＱ平面図及びＩ″Ｑ″平面図。
【図１８】 従来のＤＱＰＳＫ方式による位相変調信号
の軟判定について説明するためのＩＱ平面図及びＩ′
Ｑ′平面図。
の軟判定について説明するためのＩＱ平面図及びＩ′
Ｑ′平面図。
【図１９】 従来のＱＰＳＫ軟判定方法による受信装置
の構成を説明するためのブロック回路図。
の構成を説明するためのブロック回路図。
【図２０】 上記受信装置における軟判定の一例を示す
Ｉ′Ｑ′平面図及びＩ″Ｑ″平面図。
Ｉ′Ｑ′平面図及びＩ″Ｑ″平面図。
【図２１】 上記受信装置における受信レベルの変動に
よる位相情報の信頼性のイメージ図。
よる位相情報の信頼性のイメージ図。
【図２２】 従来の遅延検波回路を用いたＰＳＫ受信装
置の構成を示すブロック回路図。
置の構成を示すブロック回路図。
１１…遅延検波回路、１１１…ＩＱ→位相変換回路、１
１２…シンボル遅延回路、１１３…減算器、１１４…位
相軟判定回路、１２…ＱＰＳＫ用ビタビ復号器、２１…
遅延検波回路、２１１…ＩＱ→位相振幅変換回路、２１
２，２１７…シンボル遅延回路、２１３…減算器、２１
４…位相軟判定回路、２１５，２１６…乗算器、２１８
…重み付け係数生成回路、２２…ＤＱＰＳＫ用ビタビ復
号器、３１…軟判定回路、３１１…位相振幅変換回路、
３１２…位相軟判定回路、３１２１…位相遅延回路、３
１２２…減算器、３１２３…位相差軟判定回路、３１３
…重み付け生成回路、３１３１…振幅遅延回路、３１３
２…重み付け係数生成演算回路、３１４…重み付け回
路、４１…軟判定回路、４１１…位相軟判定回路、４１
２…重み付け生成回路、４１３…重み付け回路、４２…
ビタビ復号器、５１…軟判定回路、５１１…位相軟判定
回路、５１２…重み付け回路、５２…ビタビ復号器、６
１…軟判定回路、６１１…位相振幅変換回路、６１２…
位相軟判定回路、６１３…重み付け回路、６２…速度変
換回路、６３…ビタビ復号器、７１…遅延検波回路、７
１１…振幅検出回路、７１２…クリッピング回路、７１
３…シンボル遅延回路、７１４…複素乗算回路、７２…
位相シフト回路、７３…ビタビ復号器、８１…遅延検波
回路、８１１…クリッピング回路、８１２…シンボル遅
延回路、８１３…複素乗算回路、８２…位相シフト回
路、８３…ビタビ復号器、９１…遅延検波回路、９１１
…振幅検出回路、９１２…クリッピング回路、９１３…
シンボル遅延回路、９１４…複素乗算回路、９２…ビタ
ビ復号器。
１２…シンボル遅延回路、１１３…減算器、１１４…位
相軟判定回路、１２…ＱＰＳＫ用ビタビ復号器、２１…
遅延検波回路、２１１…ＩＱ→位相振幅変換回路、２１
２，２１７…シンボル遅延回路、２１３…減算器、２１
４…位相軟判定回路、２１５，２１６…乗算器、２１８
…重み付け係数生成回路、２２…ＤＱＰＳＫ用ビタビ復
号器、３１…軟判定回路、３１１…位相振幅変換回路、
３１２…位相軟判定回路、３１２１…位相遅延回路、３
１２２…減算器、３１２３…位相差軟判定回路、３１３
…重み付け生成回路、３１３１…振幅遅延回路、３１３
２…重み付け係数生成演算回路、３１４…重み付け回
路、４１…軟判定回路、４１１…位相軟判定回路、４１
２…重み付け生成回路、４１３…重み付け回路、４２…
ビタビ復号器、５１…軟判定回路、５１１…位相軟判定
回路、５１２…重み付け回路、５２…ビタビ復号器、６
１…軟判定回路、６１１…位相振幅変換回路、６１２…
位相軟判定回路、６１３…重み付け回路、６２…速度変
換回路、６３…ビタビ復号器、７１…遅延検波回路、７
１１…振幅検出回路、７１２…クリッピング回路、７１
３…シンボル遅延回路、７１４…複素乗算回路、７２…
位相シフト回路、７３…ビタビ復号器、８１…遅延検波
回路、８１１…クリッピング回路、８１２…シンボル遅
延回路、８１３…複素乗算回路、８２…位相シフト回
路、８３…ビタビ復号器、９１…遅延検波回路、９１１
…振幅検出回路、９１２…クリッピング回路、９１３…
シンボル遅延回路、９１４…複素乗算回路、９２…ビタ
ビ復号器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 相沢 雅巳 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 坪井 秀典 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株式会社東芝マルチメディア技術研究所 内 (56)参考文献 特開 平５−315977（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−244211（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−326838（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (4)
- 【請求項１】 位相成分により情報を伝送するＤＰＳＫ
（Differential Phase Sift Keying：差動位相偏移変
調）またはＤＡＰＳＫ（Differential Amplitude Phase
Sift Keying ：差分振幅位相偏移変調）方式の信号を
受信する際に、位相成分から求まる各ビットの位相軟判
定値に、振幅情報から求まる重み付け係数で重み付けを
して、各ビットの軟判定値とする軟判定方法であって、 前記重み付け係数の生成に用いる振幅情報として、２シ
ンボルの振幅の相加平均、２シンボルの相乗平均、２シ
ンボルの振幅の積、２シンボルのうちの小さい方の振
幅、のうちのいずれかを用いることを特徴とする軟判定
方法。 - 【請求項２】 前記重み付け係数の生成に用いる振幅値
が正規化振幅値以上のとき、正規化振幅値にクリッピン
グした振幅値を用いて重み付け係数を生成することを特
徴とする請求項１記載の軟判定方法。 - 【請求項３】 位相成分により情報を伝送するＤＰＳＫ
（Differential Phase Sift Keying：差動位相偏移変
調）またはＤＡＰＳＫ（Differential Amplitude Phase
Sift Keying ：差分振幅位相偏移変調）方式による信
号から位相情報及び振幅情報を抽出する位相振幅変換手
段と、 この手段で得られた位相情報から各ビットの位相軟判定
値を求める位相軟判定手段と、 前記位相振幅変換手段で得られた振幅情報に基づいて重
み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、 前記位相軟判定手段で得られた位相軟判定値に前記重み
付け係数生成手段で得られた重み付け係数で重み付けし
て軟判定値を出力する重み付け手段とを具備する軟判定
回路であって、 前記重み付け係数生成手段は、２シンボルの振幅の相加
平均、２シンボルの相乗平均、２シンボルの振幅の積、
２シンボルのうちの小さい方の振幅、のうちのいずれか
の振幅情報を用いて重み付け係数を生成することを特徴
とする軟判定回路を用いる受信装置。 - 【請求項４】 前記重み付け係数の生成に用いる振幅値
が正規化振幅値以上のとき、正規化振幅値にクリッピン
グした振幅値を用いて重み付け係数を生成することを特
徴とする請求項３記載の軟判定回路を用いる受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35880097A JP3159672B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35880097A JP3159672B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196141A JPH11196141A (ja) | 1999-07-21 |
| JP3159672B2 true JP3159672B2 (ja) | 2001-04-23 |
Family
ID=18461180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35880097A Expired - Lifetime JP3159672B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3159672B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012016022A (ja) * | 2005-05-10 | 2012-01-19 | Qualcomm Inc | ソフト・ビット判定を使用してｓｐｓデータのｄｐｓｋ復調を改善する |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100731348B1 (ko) * | 2000-11-09 | 2007-06-21 | 삼성전자주식회사 | 반송파 위상 동기방법 및 장치 |
| CN100454796C (zh) * | 2003-03-18 | 2009-01-21 | 华为技术有限公司 | 一种网格编码调制方法及多用户接收装置 |
| CN100385886C (zh) * | 2004-11-18 | 2008-04-30 | 中国人民解放军理工大学通信工程学院 | 正交扩频差分相位调制中的差分比特软值输出方法 |
| JPWO2006098050A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2008-08-21 | 富士通株式会社 | ダイバーシティ受信装置 |
| KR100856212B1 (ko) * | 2005-11-11 | 2008-09-03 | 삼성전자주식회사 | 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의정규화 방법 및 장치 |
| US8204156B2 (en) * | 2008-12-31 | 2012-06-19 | Intel Corporation | Phase error detection with conditional probabilities |
| EP2538596B1 (en) * | 2011-06-21 | 2014-05-14 | Alcatel Lucent | Method of decoding a differentially encoded phase modulated optical data signal |
-
1997
- 1997-12-26 JP JP35880097A patent/JP3159672B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012016022A (ja) * | 2005-05-10 | 2012-01-19 | Qualcomm Inc | ソフト・ビット判定を使用してｓｐｓデータのｄｐｓｋ復調を改善する |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11196141A (ja) | 1999-07-21 |
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| Date | Code | Title | Description |
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