CN101305575B - 无线通信***中归一化到信道解码器的输入度量的方法和装置 - Google Patents

Abstract

提供了一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的装置和方法。解映射器使用接收到的调制符号(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系数(g_k)和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值(c)来产生软度量。归一化器接收该软度量，通过将该软度量乘以该常数值与噪声变量值的比值来计算归一化的对数似然比(LLR)，将该归一化的LLR变换到期望的范围和期望比特数，并输出信道解码器的输入LLR。

Description

无线通信***中归一化到信道解码器的输入度量的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及无线通信***。更具体地，本发明涉及用于归一化到信道解码器的输入度量(metric)的方法和装置。 

背景技术

码分多址2000(CDMA 2000)、宽带CDMA(WCDMA)和电气和电子工程师协会(IEEE)802.16***执行正交相移键控(QPSK)、8PSK、16正交幅度调制(16-QAM)、64正交幅度调制(64-QAM)等调制方式。此外，这些***结合诸如turbo代码之类的信道代码来执行自适应调制和编码(AMC)。该***获得适合于信道状况的最佳传输速率。接收级根据各种调制方式利用解映射器(demapper)计算每比特的对数似然比(LLR)，并获取到信道解码器的输入度量。该信道解码器接收并解码该度量。 

图1示出了在传统无线通信***中的收发器的结构。 

参照图1，在发射器100之内的信道编码器110中编码要发送的二进制数据i(n)。信道编码器110产生一系列二进制代码符号c(n)。映射器120产生所产生的代码符号的几个代码符号的块，执行到信号星座上的一个点的映射，并变换为复数值的调制符号x(n)。调制符号x(n)施加于调制器130上。调制器130根据调制符号x(n)产生在码分多址(CDMA)或正交频分复用(OFDM)方案中的时间连续波，并将所产生的波通过信道140发送到接收器150。 

在接收器150中，解调器/信道估算器160对接收到的信号执行基带解调和信道估算处理。可以根据各种技术来实现该解调器。例如，该解调器可以是与CDMA瑞克接收器或快速傅立叶逆变换(IFFT)处理器和信道估算器一起实现的OFDM解调器。在基带解调之后，得到信道估算c(n)和接收到的通过QAM或PSK调制的符号y(n)。 

解映射器170使用接收到的符号y(n)和信道估算c(n)来计算构成信道代码的码字的比特的度量。与在解映射器170中计算的度量值对应的序列Λ(n) 被输入到信道解码器180中，并被解码成原始发送的二进制数据。当信道解码器180完成解码操作时，接收器150在物理层中完成基本操作。此时，信道解码器180可以使用对于卷积码的维特比解码器、对于turbo码的软输出维特比算法(SOVA)迭代解码器、对数最大后验概率(MAP)迭代解码器以及最大对数MAP迭代解码器等。 

在实现如上所述工作的传统无线通信***时，当按照传统方式执行浮点运算时，输入到解码器的度量的动态范围不受限制。然而，当实现用于执行定点运算的硬件时，根据动态范围，其受到量化噪声、限幅噪声等等的影响。因此，通信***的每一步都应当通过执行适合于度量表示法的归一化操作来确保最佳性能同时具有最少硬件。但是，由于传统方法不考虑在解映射器中计算的度量的归一化，因此存在一个问题：高编码速率和高阶调制的性能低于传统编码速率和调制的性能。 

发明内容

因而，本发明的特定示范性实施例解决现有技术中存在的上述和其它问题。本发明的示范性方面提供了一种无线通信***中在信道解码时利用少量比特的对数似然比(LLR)能够获得最佳性能的方法和装置。 

此外，本发明的示范性实施例提供了一种在无线通信***中通过归一化用作信道解码器的输入的度量利用少量比特能够改进解码性能的方法和装置。 

此外，本发明的示范性实施例提供了一种在无线通信***中根据调制阶次和当前状态的噪声电平能够适当归一化用作信道解码器的输入的度量的方法和装置。 

此外，本发明的示范性实施例提供了一种在无线通信***中当缺少用作信道解码器的输入的关于噪声变量(noise variance)的信息时可以使用关于调制阶次、信道编码速率和信道编码帧长度的信息来执行适当的归一化的方法和装置。 

根据本发明的一个示范性方面，提供了一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的装置。在示范性实施中，该装置包括：解映射器，用于使用接收到的调制符号(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系数(g_k)和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值(c)来 产生软度量；以及归一化器，用于接收该软度量，通过将该软度量乘以该常数值与噪声变量值的比值来计算归一化的对数似然比(LLR)，将该归一化的LLR变换到期望的范围和期望的比特数，并输出信道解码器的输入LLR。 

根据本发明的另一个示范性方面，提供了一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的装置。在示范性实施中，该装置包括：解映射器，用于使用接收到的调制符号(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系数(g_k)和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值(c)来产生软度量；以及归一化器，用于接收该软度量，通过将该软度量乘以由自适应调制和编码(AMC)信息计算的归一化系数来计算归一化的对数似然比(LLR)，将该归一化的LLR变换到期望的范围和期望的比特数，并输出信道解码器的输入LLR。 

根据本发明的又一个示范性方面，提供了一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的方法。在示范性实施中，该方法包括：使用接收到的调制符号(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系数(g_k)和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值(c)来产生软度量；接收该软度量，并通过将该软度量乘以该常数值与噪声变量值的比值来计算归一化的对数似然比(LLR)；以及将该归一化的LLR变换到期望的范围和期望的比特数，并输出信道解码器的输入LLR。 

根据本发明的另一个示范性方面，提供了一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的方法。在示范性实施中，该方法包括：使用接收到的调制符号(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系数(g_k)和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值(c)来产生软度量；接收该软度量，并通过将该软度量乘以由自适应调制和编码(AMC)信息计算的归一化系数来计算归一化的对数似然比(LLR)；以及将该归一化的LLR变换到期望的范围和期望的比特数，并输出信道解码器的输入LLR。 

附图说明

通过以下结合附图的详细描述，本发明的上述和其它特征和优点将变得更容易理解，在附图中，相同的附图参考数字将被理解为指代相同的元件、特征和结构，其中： 

图1示出了在传统无线通信***中收发器的结构； 

图2示出了根据本发明的第一示范性实施例的应用了输入度量归一化器的收发器的结构； 

图3A示出了正交相移键控(QPSK)星座和映射； 

图3B示出了16正交幅度调制(16-QAM)星座和映射； 

图3C示出了64正交幅度调制(64-QAM)星座和映射； 

图4示出了计算软度量的示例； 

图5示出了根据本发明的第一示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构； 

图6示出了根据本发明的第一示范性实施例的输入度量归一化器的另一工作结构； 

图7示出了加性白高斯噪声(AWGN)信道的误帧率(FER)性能； 

图8示出了根据本发明的第二示范性实施例的应用了输入度量归一化器的收发器的结构； 

图9示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构； 

图10示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的另一工作结构； 

图11示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的又一工作结构； 

图12示出了施加于根据本发明的第一和第二示范性实施例的度量归一化器的6比特输入度量的卷积turbo解码器的性能；以及 

图13示出了施加于根据本发明的第一和第二示范性实施例的度量归一化器的6比特输入度量的卷积turbo解码器的性能。 

具体实施方式

下面将参照附图详细描述本发明的示范性实施例的工作原理。在以下的描述中，为了简明清晰，将略去合并于此的本领域技术人员公知的功能和结构的详细描述。应当理解，这里所采用的用语和术语仅为了描述的目的，不应当被认为用于限制本发明。 

本发明的示范性实施例提供了一种在编码信道时利用少量比特的对数似然比(LLR)度量获得最佳解码性能的方法和装置。本发明的特定示范性 实施方式通过归一化信道解码器的输入度量利用少量比特使得提高了解码性能。 

<第一示范性实施例> 

本发明的第一示范性实施例提供了一种利用用作信道解码器的输入的关于噪声变量的信息来执行归一化的结构和操作过程。 

图2示出了根据本发明的第一示范性实施例的应用了输入度量归一化器的无线通信收发器的结构。 

参照图2，在发射器200之内的信道编码器210中编码要发送的二进制数据i(n)。信道编码器210产生一系列二进制代码符号c(n)。映射器220产生所产生的代码符号的几个代码符号的块，映射到信号星座上的一个点，并变换为复数值的调制符号x(n)。序列x(n)施加于调制器230上。调制器230根据该符号在码分多址(CDMA)或正交频分复用(OFDM)方案中产生时间连续波，并将所产生的波通过信道240发送到接收器250。 

在接收器250中，解调器/信道估算器260对经过信道240的信号执行基带解调和信道估算处理。可以根据应用于基带的各种技术来实现该解调器。例如，该解调器可以是与CDMA瑞克接收器或快速傅立叶逆变换(IFFT)处理器和信道估算器一起实现的OFDM解调器。 

在本发明的示范性实施例中，将主要描述电气和电子工程师协会(IEEE)802.16e和正交频分多址(OFDMA)***。在解调器/信道估算器260完成了基带解调之后，将接收到的符号和信道估算输出到噪声变量估算器265和解映射器270中。噪声变量估算器265使用各种算法根据信道估算来估算噪声变量值σ_n ²，并将估算的噪声变量值输出到LLR归一化器275。 

解映射器270从解调器/信道估算器260中接收信道估算c(n)和通过正交幅度调制(QAM)或相移键控(PSK)调制的接收到的符号y(n)，并通过解映射来输出每比特的度量。解映射器270能够使用各种算法来获得该度量。解映射方法传统上使用接近于最佳算法的简化算法。该多种算法之一是在参考文献1(Y.Xu，H.-J.Su，E.Geraniotis，″Pilot symbol assisted QAM withinterleaved filtering and turbo decoding over Rayleigh flat-fading channel，″inProc.MILCOM ′99，pp.86-91)中提出的双最小度量方法，其公开内容通过引用被合并于此。 

IEEE 802.16e***使用16正交幅度调制(16-QAM)或64正交幅度调 制(64-QAM)的高阶调制。由于信道衰落和噪声，调制后发送的信号可能会失真。由于在IEEE 802.16***的接收器250中充当信道解码器280的卷积turbo解码器接收并解码与每比特的可靠性信息对应的软度量，因此在信道解码器280的前级需要从失真的接收到的信号中计算软度量的过程。该过程由接收器250中的解映射器270来执行。现在，将描述应用于本发明的解映射算法。 

IEEE 802.16***使用正交相移键控(QPSK)、16QAM或64QAM的调制方法。当代表二进制信道编码器的输出序列中的一个调制符号的比特数为m时，星座中的信号点数为M＝2^m，其中m＝2，4，6等等。该m比特被映射为信号点的特定信号点。当用一个等式来表达M-QAM映射时，从如等式(1)所示的m个二进制符号中可以获得调制符号的同相和正交分量。 

在等式(1)中，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)是映射到第k个信号点的二进制信道编码器的输出序列的第i个符号，x_k和y_k分别是第k个信号点的同相分量和正交分量。在16QAM的情况下，m＝4。 

图3A到3C分别示出了QPSK星座、16QAM星座和64QAM星座。 

从图3A到3C中可以看出，要被调制的符号的x_k由s_k，m-1，s_k，m-2，...，s_k，m/2来确定，而yk由s_k，m/2，1，...，s_k，0来确定。能够确定每个星座点的常数c由等式(2)定义。这是用于将符号的平均能量设置为1的值。 

$c_4=\frac{1}{\sqrt{2}}=0.70711$

$c_{16}=\frac{1}{\sqrt{10}}=0.3162$

$c_{64}=\frac{1}{\sqrt{42}}=0.1543......\left(2\right)$

这里，c₄为QPSK的参考值，c₁₆为16QAM的参考值，c₆₄为64QAM的参考值。调制后的符号具有x_k+jy_k的复数值。在调制后的符号经过信道240和基带解调器260之后，如等式(3)所示的信号输入到解映射器270中。 

R_k＝g_k(x_k+jy_k)+n_xk+jn_yk

＝X_k+jY_k......(3) 

这里，g_k为信道衰落系数并且表达为g_k＝g_xk+jg_yk·n_xk和n_yk是噪声和干扰分量。与QAM符号的元素对应的比特符号s_k，i的对数似然比(LLR)可以近似如等式(4)所示。 

$\widetilde{\text{\&Lambda;}}\left(s_{k,i}\right)=\log \frac{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=0|X_k,Y_k\}}{\mathrm{Pr}\{s_{k,i}=1|X_k,Y_k\}}$

$=\log \frac{\underset{z_k}{\mathrm{\&Sigma;}}\exp \left\{\frac{-1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{|R_k-z_k(s_{k,i}=0)|}^2\right\}}{\underset{z_k}{\mathrm{\&Sigma;}}\exp \left\{\frac{-1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{|R_k-z_k(s_{k,i}=1)|}^2\right\}}$

$\&ap;\log \frac{\exp \left\{\frac{-1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}\min {|R_k-z_k(s_{k,i}=0)|}^2\right\}}{\exp \left\{\frac{-1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}\min {|R_k-z_k(s_{k,i}=1)|}^2\right\}}$

$=\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}[\min {\left|R_k{-z}_k(s_{k,i}=1)\right|}^2-\min {|R_k-z_k(s_{k,i}=0)|}^2]$

......(4) 

这里，z_k(s_k，i＝0)为通过将s_k，i＝0的符号乘以衰落常数g_k计算的改变的星座点，σ_n ²为噪声和干扰变量。 

在等式(4)中，应用对数最大后验概率(MAP)方案来计算LLR，使用少量计算可以获得高可靠的估算。等式(4)可以近似如等式(5)所示. 

$\widetilde{\mathrm{\&Lambda;}}\left(s_{k,i}\right)=\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}({2n}_{k,i}-1)[{|R_k-z_k(s_{k,i}=n_{k,i})|}^2-\min {|R_k-z_k(s_{k,i}={\stackrel{\&OverBar;}{n}}_{k,i})|}^2]......\left(5\right)$

这里，n_k，i为映射到接近于接收到的符号R_k的星座点的第i个信息比特值， n_k，i为n_k，i的求反(negation)。构成QPSK，16QAM和64QAM符号的比特符号s_k，i分别仅与接收到的符号的同相和正交分量之一相关。关于等式(5)的R_k和z_k，根据s_k，i来估算x和y轴分量之一。 

图4示出了当g_k为实数值时计算LLR的示例。 

假定已接收到R_k，可以由如图4所示的等式(6)来定义s₃的LLR。 

$\widetilde{\mathrm{\&Lambda;}}\left(s_{k,3}\right)=\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}(-1)[{|X_k-3g_k{c}_{16}|}^2-{\left|{X_k+g_{k}c}_{16}\right|}^2]$

$=\frac{{4c}_{16}}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}(2{\left|g_k\right|}^2{X}_k-2{\left|g_k\right|}^2{c}_{16})$

......(6) 

当使用如等式(6)所示的方法计算LLR时，每种情况下都存在系数 

并且括号中的部分是对于输入信号的线性等式。在示范性实施方式中，能够利用软度量产生器(SMG)的线性函数来实现解映射器。在包括衰落系数g_k 的常数输入到SMG中时，能够以合适的定标(scale)方法来处理该常数。假定用于通过从LLR中估算系数 

来产生软度量的函数为SMG(a，b)，则用于计算LLR的等式(6)可以被改写为等式(7)。 

$\widetilde{\mathrm{\&Lambda;}}\left(s_{k,i}\right)=\frac{4c}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{\mathrm{SMG}}_i({{\left|g_k\right|}^{2}X}_k,{\left|g_k\right|}^{2}c)$

$=\frac{4c}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}\mathrm{\&Lambda;}\left(s_{k,i}\right)$ ......(7) 

等式(7)示出了仅与同相分量X_k有关的LLR计算。当然，仅与正交分量Y_k有关的LLR计算可以使用|g_k|²Y_k来代替|g_k|²X_k。 

SMG的输入是|g_k|²X_k、|g_k|²Y_k和|g_k|²c，其中g_k是由信道估算得到的。因而，可以容易地由接收到的符号和信道估算来计算SMG的输入。 

当g_k是复数时，映射到同相信号分量和正交信号分量的SMG的输入可以如等式(8)所示定义。 

$R_k{g}_k^{*}=(X_k+j{Y}_k)(g_{\mathrm{xk}}-{\mathrm{jg}}_{\mathrm{yk}})$

$=(X_k{g}_{\mathrm{xk}}+Y_k{g}_{\mathrm{yk}})+j(Y_k{g}_{\mathrm{xk}}-X_k{g}_{\mathrm{yk}})$

$={\left|g_k\right|}^2{X}_k+j{\left|g_k\right|}^2{Y}_k$

......(8) 

也就是说，等式(8)中SMG的输入可以容易地由接收到的信号使用等式(9)计算得到。 

(X_kg_xk+Y_kg_yk，|g_k|²c)＝(I_k，a_k) 

(Y_kg_xk-Y_kg_yk，|g_k|²c)＝(Q_k，a_k)......(9) 

在共同附在SMG的输出之间的系数 

中，值4为QPSK，16QAM和 64QAM的公共系数，因此反映量化。设置 

从而使得在产生软输出之后执行归一化，并且量化的LLR具有合适的范围和分辨率。 

然后，将要在解映射器270中计算的度量可以被简化为如等式(10)所示，SMG_i()的函数是仅利用移位操作和加法器实施的简单的线性计算。 

$\mathrm{\&Lambda;}\left(s_{k,i}\right)=\mathrm{SM}{G}_i(I_k,a_k)$

$=\frac{2n_{k,i}-1}{4c}[{|R_k-z_k(s_{k,i}=n_{k,i})|}^2-\min {|R_k-z_k(s_{k,i}={\stackrel{\&OverBar;}{n}}_{k,i})|}^2]......\left(10\right)$

这里，a_k为|g_k|²c。等式(10)用于计算与同相分量有关的软度量。SMG_i(Q_k，a_k)用于计算与等式(7)所示的正交分量有关的软度量。 

如下表所示，由函数SMG_i()得到的16QAM的度量可以根据由接收到的符号计算的同相信号分量I_k和正交信号分量Q_k以及信道衰落系数所属的域来得到。为了计算软度量，仅考虑I_k、Q_k和a_k。 

表1 

Ik的条件	Λ(sk，3)	Λ(sk，2)
			Ik＞2ak	2Ik-2ak	2ak-Ik
0＜Ik≤2ak	Ik	2ak-Ik
			-2ak＜Ik≤0	Ik	Ik+2ak
Ik≤-2ak	2Ik+2ak	Ik+2ak

表2 

Qk的条件	Λ(sk，1)	Λ(sk，0)
			Qk＞2ak	2Qk-2ak	2ak-Qk
0＜Qk≤2ak	2Qk-2ak	2ak-Qk
			-2ak＜Qk≤0	Qk	Qk+2ak
Qk≤-2ak	2Qk+2ak	Qk+2ak

表1示出了由I_k产生的16QAM的度量，表2示出了由Q_k产生的16QAM的度量。以相同的方式，可以计算出与64QAM有关的Λ(s_k，5)、Λ(s_k，4)和Λ(s_k，3)的软比特度量，如表3所示。此外，可以由Q_k计算出Λ(s_k，2)、Λ(s_k，1)和Λ(s_k，0)。下面将描述与I_k有关的软输出。 

表3 

Ik的条件	Λ(sk，5)	Λ(sk，4)	A(sk，3)
				Ik＞6ak	4Ik-12ak	10ak-2Ik	6ak-Ik
4ak＜Ik≤6ak	3Ik-6ak	4ak-Ik	6ak-Ik
				2ak＜Ik≤4ak	2Ik-2ak	4ak-Ik	Ik-2ak
0＜Ik≤2ak	Ik	6ak-2Ik	Ik-2ak
				-2ak＜Ik≤0	Ik	6ak+2Ik	-Ik-2ak
-4ak＜Ik≤-2ak	2Ik+2ak	4ak+Ik	-Ik-2ak
				-6ak＜Ik≤-4ak	3Ik+6ak	4ak+Ik	6ak+Ik
Ik≤-6ak	4Ik+12ak	10ak+2Ik	6ak+Ik

表3示出了由I_k产生的64QAM的软度量。使用这种方式，可以计算出QPSK、16QAM和64QAM的软输出。但是，软输出值本身是通过从用于表达解码器的原始输入LLR的等式(7)中除去 

而计算得到的。 

在示范性硬件实施方式中，解码器的输入度量的动态范围可能额外增加，或者其性能可能退化。因此， 

反映在归一化中。 

图5示出了根据本发明的第一示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构的示范性实施方式。 

图5示出了用于反映 

的值的度量归一化器的示例。由于“c”值是根据QPSK、16QAM和64QAM调制方案而存储的，因此归一化器275可以在接收调制阶次或映射到调制阶次的调制信息mod_order时设置“c”值。为了计算与噪声与干扰的总和变量对应的噪声变量 

需要噪声变量估算器(如由图2的参考数字265所指示的)。噪声变量估算器265能够使用各种算法估算噪声变量值 

在归一化器275中，乘法器520接收通过使用反映除法的变换表510将变量值变换而计算得到的 

当乘法器520将来自解映射器270的度量Λ(n)乘以 

时，归一化LLR。在归一化LLR之后，舍入/截断部分530将具有期望范围和期望比特数的LLR Λ′(n)输入到解码器中。根据***支持的调制阶次或编码速率，输入度量的比特数M大约为24～26，归一化的输出比特数为6～8。 

在图5中，可以使用各种方法来估算噪声变量。例如，可以使用参考文献1(T.A.Summers and S.G.Wilson，″SNR mismatch and online estimation inturbo decoding，″IEEE Trans.Commun.vol.46，no.4，Apr.1998)中公开的方法，其公开的内容通过应用而合并于此。此外，可以由CDMA***的导频信道或OFDM***的导频音来估算与噪声和干扰有关的变量(即，噪声变量)。 

图6示出了根据本发明的第一示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构的另一示范性实施方式。 

图6示出了实现图5的归一化器的示例。利用两个移位器630和640以及一个加法器650来实现归一化。该归一化结构可以执行适当的归一化同时最小化功率消耗。 

在图6中，调制阶次(mod_order)和噪声变量输入到归一化索引计算器610中，使得计算出归一化索引(norm_index)。 

接着，将详细描述归一化方法的示例。该归一化索引计算器610具有映射到能够从噪声变量估算器265中接收到的估算值的temp_norm_index。由于应当反映除以噪声变量，因此应当选择与噪声变量值成反比的temp_norm_index。例如，应当选择temp_norm_index以使得  $\left[(\mathrm{temp}\_\mathrm{norm}\_\mathrm{index})\left(\mathrm{dB}\right)\right]+\left[{\mathrm{\&sigma;}}_n^2\left(\mathrm{dB}\right)\right]+a=0.$ 只不过，“a”是与噪声和数据信道值的工作范围有关而定义的常数。增益和噪声估算需要进行对数函数运算并且由dB标度来表达。此外，[.]表示变换成最接近于输入的整数。为了反映乘以随着调制阶次变化的常数c，使用下面的计算来获得norm_index值。 

norm_index＝temp_norm_index，  (QPSK) 

norm_index＝temp_norm_index-2，(16QAM) 

norm_index＝temp_norm_index-4，(64QAM) 

在归一化表620中，norm_index值被变换成乘以表4所示的归一化系数的归一化增益值。在表4的一个步长(step)中，可能调节大约3dB的LLR归一化。仅在能够更精确的调节并且LLR比特数要被减少的时候，表4的 归一化系数可以被分成更精确的步长并且可以使用多个加法器。 

然后，通过将norm_index值乘以归一化系数而计算得到的值被输入到移位器630和640中，并用于对来自解映射器270的度量Λ(n)进行移位操作。在加法器650中将移位的值相加，从而计算LLR。归一化的LLR被输入到舍入/截断部分660中。从舍入和截断部分660中输出期望范围和期望比特数的LLRΛ′(n)。 

表4 

NORM_INDEX	增益
		‘0’00000	96
‘1’00001	64
		‘2’00010	48
‘3’00011	32
		‘4’00100	24
‘5’00101	16
		‘6’00110	12＝8+4
‘7’00111	8
		‘8’01000	6＝4+2
‘9’01001	4
		‘10’01010	3＝2+1
‘11’01011	2
		‘12’01100	1.5＝1+1/2
‘13’01101	1
		‘14’01110	0.75＝1/2+1/4
‘15’01111	0.5
		‘16’10000	0.375＝1/4+1/8
‘17’10001	0.25
		‘18’10010	0.1875＝1/8+1/16
‘19’10011	0.125
		‘20’10100	0.09375＝1/16+1/32
’21’10101	0.0625
		‘22’10110	0.046875＝1/32+1/64
‘23’10111	0.03125
		‘24’-‘31’	-

上述归一化方法是在使用QPSK、16QAM和64QAM的***的信道解码 器中实施归一化的示例。当然，本发明包括使用噪声估算和调制阶次的SMG的输出LLR的所有可能的方法。 

<第二示范性实施例> 

存在很难计算出通信***中准确的噪声变量值的情况，这不同于第一示范性实施例。在诸如turbo码和低密度奇偶校验(LDPC)码的信道编码无误地接近信道容量的香农极限的情况下，在预定的信噪比(SNR)时存在噪声阈值，在较高的SNR时能够无误传输。也就是说，如果在使用多种调制方法和编码速率的通信***中设置调制阶次、编码速率和帧尺寸，则操作区域的SNR被定义为能够达到***所需的误帧率(FER)的那些SNR。当在***中预定义此SNR时，其可以用于LLR的归一化。 

在示范性实施方式中，当在***中能够设置调制方式和编码速率时，通过***仿真可以得到期望值。 

图7示出了在IEEE 802.16e***中对于QPSK及¹/₂编码、QPSK及³/₄编码以及16QAM及¹/₂编码的加性白高斯噪声(AWGN)信道的FER性能。 

参照图7，当***所需的FER大约为1％时，在QPSK及¹/₂编码的情况下静态操作的载波干扰噪声比(CINR)区域大约为2～3dB。由于即使在LLR的归一化不是最佳时，在超过大约2～3dB的SNR区域中的CINR也足够高，因此FER被充分减小，因此整个***的性能不受影响。在较低CINR的情况下，FER具有接近于“1”的值，而不管LLR归一化如何。 

因此，即使在***使用预定义值而不用实际测量的噪声变量时，LLR归一化的性能也几乎不会退化。当基本知道由自动增益控制得到的信号功率时，定义了SNR，从而也可以检测出噪声变量值。在QPSK及¹/₂编码的情况下，假定基本操作带具有3dB。此外，假定应用自动增益环路并且信号功率P是常数，映射到信号功率P和3dB的CINR的噪声变量具有下面等式所示的关系。 

$20\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\frac{P}{{\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}_n^2}\right)=3......\left(11\right)$

也就是说，噪声变量由下面等式所示的来定义。 

${\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}_n^2=\frac{P}{{10}^{0.15}}......\left(12\right)$

在QPSK及¹/₂编码的情况下，如果计算的噪声变量预存储在接收器中，则即使每次不计算实际的噪声变量值而使用预存储的噪声变量值来执行LLR的归一化时也能够得到最佳性能。 

在本发明的第二示范性实施例中，基于AWGN，CINR被固定为大约3dB。在示范性情形下，构成一帧的QAM符号由于交错等原因而受到几乎独立的衰落。与AWGN相比，在较高CINR时达到***所需的1％的FER。因而，在示范性情形时，应当考虑FER来设置预存储在***中的噪声变量值。已描述了QPSK及¹/₂编码的示例。当然，即使在选择其它调制阶次和其它编码速率时也可以应用相同的方式。 

在示范性实施方式中，***的自动增益控制器(AGC)在上述配置的情况下正常工作，并且距离理想值的变化不大。 

图8示出了根据本发明的第二示范性实施例的应用了度量归一化器的无线通信收发器的结构。 

参照图8，在发射器800之内的信道编码器810中编码要发送的二进制数据i(n)。信道编码器810产生一系列二进制代码符号c(n)。映射器820产生所产生的代码符号的几个代码符号的块，映射到信号星座上的一个点，并变换为复数值的调制符号x(n)。序列x(n)施加于调制器830上。调制器830根据该符号产生CDMA或OFDM方案中的时间连续波，并将所产生的波通过信道840发送到接收器850。 

在接收器850中，解调器/信道估算器860对经过信道840的信号执行基带解调和信道估算处理。可以根据应用于基带的各种技术来实现该解调器。例如，该解调器可以是与CDMA瑞克接收器或IFFT处理器和信道估算器一起实现的OFDM解调器。 

基带调制之后得到的信道估算和接收到的符号从解调器/信道估算器860输出到解映射器870中。解映射器870接收来自解调器/信道估算器860的信道估算c(n)和接收到的通过QAM或PSK调制的符号y(n)，并通过解映射输出每比特的度量。解映射器870能够使用多种算法来得到度量。可以使用参照图2描述的解映射算法。 

由于在IEEE 802.16***的接收器850中充当信道解码器880的卷积 turbo解码器接收并解码与每比特的可靠性信息对应的软度量，因此在信道解码器880的前级需要从失真的接收到的信号中计算软度量的过程。该过程由接收器850中的解映射器870来执行。 

根据从解映射器870输出的度量Λ(n)以及来自控制器865的上述调制方式和编码速率的自适应调制和编码(MAC)信息，LLR归一化器875接收并归一化预定义的噪声变量值。信道解码器880接收归一化值Λ′(n)并然后输出i(n)。 

图9示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构的示范性实施方式。 

在图9中，根据调制方式和编码速率的AMC信息使用预定义的噪声变量表。参照图9，归一化器875的噪声变量表910存储根据QPSK、16QAM和64QAM的调制方案的“c”值。当接收到诸如调制阶次、编码速率、帧尺寸等AMC信息时，归一化器875能够根据由AMC信息预定的噪声值和调制阶次来设置参考“c”值。 

在归一化器875中，乘法器930接收通过使用反映除法的变换表920将噪声变量值和参考“c”值变换而计算得到的c/σ_n ²。当乘法器930将来自解映射器870的度量Λ(n)乘以c/σ_n ²时，归一化LLR。在归一化LLR之后，舍入/截断部分940将具有期望范围和期望比特数的LLRΛ′(n)输入到解码器中。 

图10示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构的另一示范性实施方式。 

在图10中，归一化器预定义一组归一化系数来代替图9的变换表920，仅接收归一化索引，并设置归一化系数。 

归一化索引接收器1010接收关于调制阶次、编码速率、帧尺寸等的信息，设置其中能够反映“c”值和噪声变量值的归一化索引，输出该设置的归一化索引到归一化表1020中。可以使用预定义的表来设置归一化索引值。 

当接收到所设置的归一化索引时，在归一化表1020中可以预定义一组可能的归一化系数。当接收到归一化索引时，设置归一化系数。当乘法器930将来自解映射器870的度量Λ(n)乘以归一化系数时，LLR被归一化。在归一化LLR之后，舍入/截断部分1040将具有期望范围和期望比特数的LLRΛ′(n)输入到解码器中。 

图11示出了根据本发明的第二示范性实施例的输入度量归一化器的工作结构的又一示范性实施方式。 

图11示出了通过简化图10的结构得到的结构。利用两个移位器1130和1140以及一个加法器1150来实现归一化。该归一化结构可以执行适当的归一化同时最小化功率消耗。 

关于调制方式和编码速率(或前向纠错(FEC)编码类型)的信息被输入到归一化索引计算器1110中，使得计算出归一化索引(norm_index)。在归一化表1120中，计算的norm_index值被变换成乘以表4所示的归一化系数的归一化增益值。在表4的一个步长中，可能调节大约3dB的LLR归一化。仅在能够更精确的调节并且LLR比特数要被减少的时候，表4的归一化系数可以被分成更精确的步骤并且可以使用多个加法器。 

然后，通过将norm_index值乘以归一化系数而计算得到的值被输入到移位器1130和1140中，并用于对来自解映射器870的度量Λ(n)进行移位操作。在加法器1150中将移位的值相加，从而计算LLR。归一化的LLR被输入到舍入/截断部分1160中。输出具有期望范围和期望比特数的LLRΛ′(n)。 

使用表4的归一化方法的示例如下。 

该示例用于在IEEE 802.16e***中很难估算准确的噪声变量的情况。使用了这样一个事实：在相同调制方案中相同编码速率时的代码在基本相同的SNR时具有1％的FER。在每个调制方案中，计算FER为1％时的SNR，并且提供其中反映虚拟(virtual)噪声索引的norm_index。IEEE 802.16e***具有对于应用了卷积turbo编码的数据突发的下述调制代码。在此实施例中，norm_index_basic用于实际的norm_index。表5示出了当实施图8的结构时IEEE 802.16e归一化的示例。 

表5 

FEC  代码类型	调制方式	编码速率	增益	Norm_index_basic
					0	QPSK	1/2	2.0	11
1	QPSK	3/4	6.0	8
					2	16QAM	1/2	3.0	10
3	16QAM	3/4	8.0	7
					4	64QAM	1/2	8.0	7

[0145] 

5	64QAM	2/3	12.0	6
					6	64QAM	3/4	16.0	5
7	64QAM	5/6	24.0	4

在表5中，norm_index_basic用于反映IEEE 802.16e***中定义的突发增大(boosting)或区域增大。在突发功率控制概念中，IEEE 802.16e***支持-12dB～9dB的增大。当频率重用因子为1/3时，支持4.77dB的区域增大。在这种情况下，由于LLR值受增大的影响，因此需要对其进行补偿，使得可以减小LLR的有效工作区域。例如，可以利用下面的等式来计算norm_index。 

在等式(13)中，增大单位是dB，[a]表示舍入为最接近的整数。此外，norm_index具有在给定范围[024]范围内的值。使用此方法，更一般的LLR归一化是可能的。 

本发明的上述实施方法是使用归一化系数和AMC信息来归一化与输入到解码器的度量对应的LLR的方法的示例。本发明对充当解映射器的软输出产生器的输出应用归一化，并包括使用AMC信息执行归一化的所有实施方式。 

图12和13示出了在使用6或8比特软输入度量的情况下和在执行浮点运算的情况下，IEEE 802.16e***中定义的卷积turbo码的性能。Turbo解码器使用最大对数MAP方法。可以看出，使用6或8比特(由“衰落，6比特”或“AWGN，6比特”和“衰落，8比特”表示)的归一化LLR和浮点运算(由“衰落，Ft”和“AWGN，Ft”表示)在本发明的示范性实施方式之间基本不存在性能差。 

从上面的描述中可知，本发明的特定实施例的示范性实施方式具有下述效果。 

根据本发明的示范性实施例，在无线通信***中，通过归一化来自解映射器的软输出，信道在每个符号中都有不同值。同样在需要较高的度量分辨 率的OFDM***的情况下，利用输入到turbo解码器的少量比特可以获得期望的性能。 

尽管为了说明的目的已对本发明的示范性实施例进行了公开，但本领域技术人员应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以进行各种修改、增加和替换。因此，本发明不限于上述实施例，而是由所附权利要求书以及等效物的全部范围来限定。 

Claims (20)

1.一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的装置，包括：

解映射器，用于使用接收到的第k个调制符号R_k的同相分量X_k和正交分量Y_k中的至少一个、信道衰落系数g_k和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值c来产生接收的调制符号的每比特的软度量，其中k是自然数；以及

归一化器，用于接收该软度量，通过将该软度量乘以

来来计算归一化的对数似然比LLR，将该归一化的LLR变换到一比特数，并输出变换的LLR作为信道解码器的输入LLR，其中是由接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值。

2.如权利要求1所述的装置，其中，该软度量Λ()由下表来产生：

  I_k的条件   Λ(s_k，3)   Λ(s_k，2)   I_k＞2a_k   2I_k-2a_k   2a_k-I_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   2a_k-I_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   I_k+2a_k   I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   I_k+2a_k

和

  Q_k的条件   Λ(s_k，1)   Λ(s_k，0)   Q_k＞2a_k   2Q_k-2a_k   2a_k-Q_k   0＜Q_k≤2a_k   2Q_k-2a_k   2a_k-Q_k   -2a_k＜Q_k≤0   Q_k   Q_k+2a_k   Q_k≤-2a_k   2Q_k+2a_k   Q_k+2a_k

，其中，I_k、Q_k和a_k分别为|g_k|²X_k、|g_k|²Y_k和|g_k|²c，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)是映射到第k个信号点的二进制信道编码器的输出序列的第i个符号，m是用于代表二进制信道编码器的输出序列中的一个调制符号的比特数。

3.如权利要求1所述的装置，其中，该归一化器包括：

变换表，用于接收由所接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值，并输出常数值与噪声变量值的比值；

乘法器，用于输出通过将从解映射器输出的软度量乘以常数值与噪声变量值的比值而得到的归一化LLR；以及

舍入/截断部分，用于输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

4.如权利要求1所述的装置，其中，该归一化器包括：

归一化索引计算器，用于接收由接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值，选择映射到除以该噪声变量值的临时归一化索引，并通过从所选的临时归一化索引中减去根据调制阶次的预定值来产生归一化索引；

归一化表，用于将该归一化索引变换为通过将该归一化索引乘以归一化系数而计算得到的归一化增益值；

移位器，用于根据该归一化增益值移位接收到的调制符号的同相分量和正交分量；

加法器，用于输出通过将移位后的值相加得到的归一化LLR；以及

舍入/截断部分，用于输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

5.一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的装置，包括：

解映射器，用于使用接收到的第k个调制符号R_k的同相分量X_k和正交分量Y_k中的至少一个、信道衰落系数g_k和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值c来产生接收的调制符号的每比特的软度量，其中k是自然数；以及

归一化器，用于接收该软度量，通过将该软度量乘以由自适应调制和编码AMC信息计算的归一化索引设置的归一化系数来计算归一化的对数似然比LLR，将该归一化的LLR变换到一比特数，并输出变换的LLR作为信道解码器的输入LLR。

6.如权利要求5所述的装置，其中，该软度量Λ()由下表来产生：

  I_k的条件   Λ(s_k，3)   Λ(s_k，2)   I_k＞2a_k   2I_k-2a_k   2a_k-I_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   2a_k-I_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   I_k+2a_k   I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   I_k+2a_k

或

  I_k的条件   Λ(s_k，5)   Λ(s_k，4)   Λ(s_k，3)   I_k＞6a_k   4I_k-12a_k   10a_k-2I_k   6a_k-I_k   4a_k＜I_k≤6a_k   3I_k-6a_k   4a_k-I_k   6a_k-I_k   2a_k＜I_k≤4a_k   2I_k-2a_k   4a_k-I_k   I_k-2a_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   6a_k-2I_k   I_k-2a_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   6a_k+2I_k   -I_k-2a_k   -4a_k＜I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   4a_k+I_k   -I_k-2a_k   -6a_k＜I_k≤-4a_k   3I_k+6a_k   4a_k+I_k   6a_k+I_k   I_k≤-6a_k   4I_k+12a_k   10a_k+2I_k   6a_k+I_k

，其中，I_k、Q_k和a_k分别为|g_k|²X_k、|g_k|²Y_k和|g_k|²c，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)是映射到第k个信号点的二进制信道编码器的输出序列的第i个符号，m是用于代表二进制信道编码器的输出序列中的一个调制符号的比特数。

7.如权利要求5所述的装置，其中，该归一化器包括：

噪声变量表，用于根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中至少一条来设置并输出噪声变量值和常数值；

变换表，用于接收该噪声变量值和该常数值，并输出常数值与噪声变量值的比值；

乘法器，用于输出通过将从解映射器输出的软度量乘以常数值与噪声变量值的比值而得到的归一化LLR；以及

舍入/截断部分，用于输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

8.如权利要求5所述的装置，其中，该归一化器包括：

归一化索引计算器，用于根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中至少一条来产生其中反映噪声变量值和常数值的归一化索引；

归一化表，用于设置映射到该归一化索引的归一化系数；

乘法器，用于输出通过将从该解映射器输出的软度量乘以所设置的归一化系数而得到的归一化LLR；以及

舍入/截断部分，用于输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

9.如权利要求5所述的装置，其中，该归一化器包括：

归一化索引计算器，用于根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中至少一条来产生其中反映噪声变量值和常数值的归一化索引；

归一化表，用于将该归一化索引变换为通过将该归一化索引乘以归一化系数而计算得到的归一化增益值；

移位器，用于根据该归一化增益值移位接收到的调制符号的同相分量和正交分量；

加法器，用于输出通过将移位后的值相加得到的归一化LLR；以及

舍入/截断部分，用于输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

10.如权利要求5所述的装置，其中，该AMC信息包括调制阶次、编码速率和帧尺寸中的至少一个。

11.一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的方法，包括：

使用接收到的第k个调制符号R_k的同相分量X_k和正交分量Y_k、信道衰落系数g_k和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值c来产生接收的调制符号的每比特的软度量，其中k是自然数；

接收该软度量，并通过将该软度量乘以

来计算归一化的对数似然比LLR，其中

是由接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值；

将该归一化的LLR变换到一比特数；以及

输出变换的LLR作为信道解码器的输入LLR。

12.如权利要求11所述的方法，其中，所述产生软度量Λ()的步骤包括由下表来产生软度量：

  I_k的条件   Λ(s_k，3)   Λ(s_k，2)   I_k＞2a_k   2I_k-2a_k   2a_k-I_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   2a_k-I_k

  -2a_k＜I_k≤0   I_k   I_k+2a_k   I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   I_k+2a_k

或

  I_k的条件   Λ(s_k，5)   Λ(s_k，4)   Λ(s_k，3)   I_k＞6a_k   4I_k-12a_k   10a_k-2I_k   6a_k-I_k   4a_k＜I_k≤6a_k   3I_k-6a_k   4a_k-I_k   6a_k-I_k   2a_k＜I_k≤4a_k   2I_k-2a_k   4a_k-I_k   I_k-2a_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   6a_k-2I_k   I_k-2a_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   6a_k+2I_k   -I_k-2a_k   -4a_k＜I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   4a_k+I_k   -I_k-2a_k   -6a_k＜I_k≤-4a_k   3I_k+6a_k   4a_k+I_k   6a_k+I_k   I_k≤-6a_k   4I_k+12a_k   10a_k+2I_k   6a_k+I_k

，其中，I_k、Q_k和a_k分别为|g_k|²X_k、|g_k|²Y_k和|g_k|²c，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)是映射到第k个信号点的二进制信道编码器的输出序列的第i个符号，m是用于代表二进制信道编码器的输出序列中的一个调制符号的比特数。

13.如权利要求11所述的方法，其中，所述输出归一化的LLR的步骤包括：

接收由接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值，并输出常数值与噪声变量值的比值；和

输出通过将该软度量乘以常数值与噪声变量值的比值而得到的归一化LLR。

14.如权利要求11所述的方法，其中，所述输出信道解码器的输入LLR的步骤包括：

接收由接收到的调制符号的信道估算而计算的噪声变量值，并选择映射到除以该噪声变量值的临时归一化索引；

通过从所选的临时归一化索引中减去根据调制阶次的值来产生归一化索引；

将该归一化索引变换为通过将该归一化索引乘以归一化系数而计算得到的归一化增益值；

根据该归一化增益值移位接收到的调制符号的同相分量和正交分量；

输出通过将移位后的值相加得到的归一化LLR；以及

输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

15.一种在无线通信***中归一化输入到信道解码器的软度量的方法，包括：

使用接收到的第k个调制符号R_k的同相分量X_k和正交分量Y_k、信道衰落系数g_k和由接收到的调制符号的调制阶次定义的常数值c来产生接收的调制符号的每比特的软度量，其中k是自然数；

接收该软度量，并通过将该软度量乘以由自适应调制和编码AMC信息计算的归一化索引设置的归一化系数来计算归一化的对数似然比LLR；以及

将该归一化的LLR变换到一比特数，并输出变换的LLR作为信道解码器的输入LLR。

16.如权利要求15所述的方法，其中，所述产生软度量Λ()的步骤包括由下表来产生软度量：

  I_k的条件   Λ(s_k，3)   Λ(s_k，2)   I_k＞2a_k   2I_k-2a_k   2a_k-I_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   2a_k-I_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   I_k+2a_k   I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   I_k+2a_k

或

  I_k的条件   Λ(s_k，5)   Λ(s_k，4)   Λ(s_k，3)   I_k＞6a_k   4I_k-12a_k   10a_k-2I_k   6a_k-I_k   4a_k＜I_k≤6a_k   3I_k-6a_k   4a_k-I_k   6a_k-I_k   2a_k＜I_k≤4a_k   2I_k-2a_k   4a_k-I_k   I_k-2a_k   0＜I_k≤2a_k   I_k   6a_k-2I_k   I_k-2a_k   -2a_k＜I_k≤0   I_k   6a_k+2I_k   -I_k-2a_k   -4a_k＜I_k≤-2a_k   2I_k+2a_k   4a_k+I_k   -I_k-2a_k   -6a_k＜I_k≤-4a_k   3I_k+6a_k   4a_k+I_k   6a_k+I_k

  I_k≤-6a_k   4I_k+12a_k   10a_k+2I_k   6a_k+I_k

，其中，I_k、Q_k和a_k分别为|g_k|²X_k、|g_k|²Y_k和|g_k|²c，s_k，i(i＝0，1，…，m-1)是映射到第k个信号点的二进制信道编码器的输出序列的第i个符号，m是用于代表二进制信道编码器的输出序列中的一个调制符号的比特数。

17.如权利要求15所述的方法，其中，所述输出信道解码器的输入LLR的步骤包括：

根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中的至少一条来设置噪声变量值和常数值；

接收该噪声变量值和该常数值，并输出常数值与噪声变量值的比值；

输出通过将该软度量乘以常数值与噪声变量值的比值而得到的归一化LLR；以及

输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

18.如权利要求15所述的方法，其中，所述输出信道解码器的输入LLR的步骤包括：

根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中的至少一条来产生其中反映噪声变量值和常数值的归一化索引；

设置映射到该归一化索引的归一化系数；

输出通过将该软度量乘以所设置的归一化系数而得到的归一化LLR；以及

输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

19.如权利要求15所述的方法，其中，所述输出信道解码器的输入LLR的步骤包括：

根据从存储AMC信息和突发增大或区域增大信息的接收控制器中输入的多条信息中的至少一条来产生其中反映噪声变量值和常数值的归一化索引；

将该归一化索引变换为通过将该归一化索引乘以归一化系数而计算得到的归一化增益值；

根据该归一化增益值移位接收到的调制符号的同相分量和正交分量；

输出通过将移位后的值相加得到的归一化LLR；以及

输出通过将归一化的LLR变换到该比特数而得到的信道解码器的输入LLR。

20.如权利要求15所述的方法，其中，该AMC信息包括调制阶次、编码速率和帧尺寸中的至少一个。

Images