JP2009246605A - Pll回路およびそのic - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 測定時、第1の制御電圧をVCO31に供給する電圧供給回路302と、VCO31の発振周波数を測定する周波数測定回路303とを設ける。使用時、VCO31に供給される第2の制御電圧の大きさを測定する電圧測定回路304を設ける。測定時、電圧供給回路302および周波数測定回路303により、第1の制御電圧とVCO31の発振周波数の変化の割り合いとの関係を示すデータテーブルを作成する。使用時、データテーブルを参照して、電圧測定回路の測定した第2の制御電圧を発振周波数の変化の割り合い示す制御感度に変換する。可変分周回路32の分周比Nにかかわらずオープンループ時の伝達関数が一定となるように、変換結果の制御感度によりチャージポンプ回路34のチャージポンプ電流の大きさを制御する。
【選択図】 図7
Description
fVCO=N・fREF
となり、分周比Nを変更すれば、VCO31の発振周波数fVCOを変更することができる。したがって、VCO31の発振信号SVCO(あるいはその分周信号)を局部発振信号として使用して受信信号の周波数変換を行うとともに、分周比Nを変更すれば、受信周波数を変更することができる。すなわち、シンセサイザ方式の受信を行うことができる。
VCOと、
このVCOの発振信号を1/N(Nは正の整数)の周波数の信号に分周する可変分周回路と、
この可変分周回路から出力される分周信号と、基準周波数の信号との位相比較を行う位相比較回路と、
この位相比較回路の比較出力が供給されるチャージポンプ回路と、
このチャージポンプ回路の出力から直流分を取り出して上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給するループフィルタと
を有するPLL回路であって、
測定時、上記チャージポンプ回路の出力に代わって所定の第1の制御電圧を上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給する電圧供給回路と、
上記測定時、上記VCOの発振周波数を測定する周波数測定回路と、
使用時、上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給される第2の制御電圧の大きさを測定する電圧測定回路と
を有し、
上記測定時、上記電圧供給回路および上記周波数測定回路により、上記第1の制御電圧と上記VCOの発振周波数の変化の割り合いとの関係を示すデータテーブルを作成し、
上記使用時、上記データテーブルを参照して、上記電圧測定回路の測定した上記第2の制御電圧を上記発振周波数の変化の割り合い示す制御感度に変換し、
上記分周比Nにかかわらずオープンループ時の伝達関数が一定となるように、上記変換結果の制御感度により上記チャージポンプ回路のチャージポンプ電流の大きさを制御する
ようにしたPLL回路
とするものである。
まず、この発明を適用できるテレビ受像機の一例について説明する。この例におけるテレビ受像機は、各国のテレビ放送を、その放送形式にかかわらず受信できるようにした場合であり、フロントエンド回路と、ベースバンド回路とから構成されている。
(A) 46〜147MHz(VLバンド)
(B) 147〜401MHz(VHバンド)
(C) 401〜887MHz(Uバンド)
の3バンドに分割し、それぞれの受信バンドにおいて、周波数を目的とするチャンネルに対応して変更できるようにした場合である。
図1において、鎖線で囲った部分10が、そのフロントエンド回路を示し、これは1チップICにIC化されている。また、このIC(フロントエンド回路)10は、外部接続用の端子ピンT11〜T18を有する。
fVCO=N・fREF ・・・ (11)
となるので、システム制御用のマイクロコンピュータ(図示せず)により分周比Nを制御すれば、VCO31の発振周波数fVCOを変更することができる。例えば、発振周波数fVCOは、受信バンドおよび受信周波数(受信チャンネル)に対応して1.8〜3.6GHzとされる。
fLO:局部発振信号SLOI、SLOQの周波数
とすれば、
fLO=fVCO/(2M)
=N・fREF/(2M)
=fREF・N/(2M) ・・・ (12)
となる。したがって、分周比M、Nを変更することにより、局部発振周波数fLOを、所定の周波数ステップで広い範囲にわたって変更することができる。例えば、上記(A)〜(C)項に対応して、fLO=28.125〜900MHとされる。
SRX:受信を希望する受信信号
SUD:イメージ妨害信号
とし、簡単のため、
SRX=ERX・sinωRXt
ERX:受信信号SRXの振幅
ωRX=2πfRX
fRX:受信信号SRXの中心周波数
SUD=EUD・sinωUDt
EUD:イメージ妨害信号SUDの振幅
ωUD=2πfUD
fUD:イメージ妨害信号SUDの中心周波数
とする。
SLOI=ELO・sinωLOt
SLOQ=ELO・cosωLOt
ELO:信号SLOI、SLOQの振幅
ωLO=2πfLO
とする。
ωIF=2πfIF
fIF:中間周波数。例えば、4〜5.5MHz(放送方式により変更する)
とすれば、アッパーヘテロダイン方式の場合には、
fRX=fLO−fIF
fUD=fLO+fIF
である。
SIFI=(SRX+SUD)×SLOI
=ERX・sinωRXt×ELO・sinωLOt
+EUD・sinωUDt×ELO・sinωLOt
=α{cos(ωRX−ωLO)t−cos(ωRX+ωLO)t}
+β{cos(ωUD−ωLO)t−cos(ωUD+ωLO)t}
SIFQ=(SRX+SUD)×SLOQ
=ERX・sinωRXt×ELO・cosωLOt
+EUD・sinωUDt×ELO・cosωLOt
=α{sin(ωRX+ωLO)t+sin(ωRX−ωLO)t}
+β{sin(ωUD+ωLO)t+sin(ωUD−ωLO)t}
α=ERX・ELO/2
β=EUD・ELO/2
の信号SIFI、SIFQが取り出される。
SIFI=α・cos(ωRX−ωLO)t+β・cos(ωUD−ωLO)t
=α・cosωIFt+β・cosωIFt ・・・ (13)
SIFQ=α・sin(ωRX−ωLO)t+β・sin(ωUD−ωLO)t
=−α・sinωIFt+β・sinωIFt ・・・ (14)
が取り出される。
(a) バンドパスフィルタの周波数特性を有する。
(b) 信号SIFIと信号SIFQとの間に、90°の位相差を与える。
(c) 周波数軸上において、零周波数に対して対称の周波数f0と周波数−f0とを中心周波数とする2つのバンドパス特性を有するものであり、入力信号の相対位相によりこれを選択することができる。
の特性を有するものである。
SIFI=α・cosωIFt+β・cosωIFt ・・・ (15)
SIFQ=−α・sin(ωIFt−90°)+β・sin(ωIFt−90°)
=α・cosωIFt−β・cocωIFt ・・・ (16)
とされる。つまり、信号SIFIと、信号SIFQとの間では、信号成分α・cosωIFtは互いに同相であり、信号成分β・cocωIFtは互いに逆相である。
SIF=SIFI+SIFQ
=2α・cosωIFt
=ERX・ELO・cosωIFt ・・・ (17)
が取り出される。
図2に示すベースバンド処理回路(詳細は後述する)において、AGC電圧VAGCが形成され、このAGC電圧VAGCが端子ピンT14を通じてAGC用の可変利得アンプ26にその利得の制御信号として供給される。したがって、これにより中間周波段のAGCが行われる。
ローパスフィルタ22から出力される信号SIFI、SIFQがリニア検波回路44に供給され、検波および平滑されることにより信号SIFI、SIFQのレベルを示す直流電圧V44とされ、この電圧V44が端子ピンT13に出力される。
上述の複素バンドパスフィルタ24の中心周波数および通過帯域幅、振幅位相補正回路23の補正量、レベル補正用アンプ25の利得は、受信するテレビ放送の放送方式に対応する必要があるので、可変とされるとともに、外部から設定できるようにされている。例えば、複素バンドパスフィルタ24の中心周波数は3.8〜5.5MHz、通過帯域は5.7〜8MHzの範囲で可変とされている。
SIF=SIFI+SIFQ
=−2β・cosωIFt
=EUD・ELO・cosωIFt
となるので、端子ピンT13にはイメージ妨害信号SUDが取り出されることになる。したがって、このときのイメージ妨害信号SUDが最小となるように、振幅位相補正回路23を調整し、その調整データを不揮発性メモリ51に書き込んでおくことになる。
このIC10を使用した受信機の電源が投入されたときも、不揮発性メモリ51の設定値がバッファメモリ52にコピーされ、このコピーされた設定値が回路12A〜12C、14A〜14C、23〜25、53のそれぞれにデフォルト値として供給される。
図1に示すフロントエンド回路10によれば、(A)〜(C)項に示すように、46〜887MHzの周波数帯におけるテレビ放送を受信することができる。そして、そのとき、複素バンドパスフィルタ24の中心周波数および通過帯域幅が可変とされているの、国内の地上デジタルテレビ放送や地上アナログテレビ放送だけでなく、国外のデジタルテレビ放送やアナログテレビ放送にも対応できる。
図2は、ベースバンド処理回路の一例を示し、これはフロントエンド回路10から出力される中間周波信号SIFを処理してカラー映像信号および音声信号を出力するものである。すなわち、図2において、鎖線で囲った部分60が、そのベースバンド処理回路を示し、これは1チップICにIC化されている。また、このIC(ベースバンド処理回路)60は、外部接続用の端子ピンT61〜T67を有する。
〔2−1〕 VCO31の発振周波数fVCOおよび制御感度KVCOの温度特性について
図4Aは、VCO31の制御電圧VCと発振周波数fVCOとの特性の測定結果の一例を示し、図4Bは、制御電圧VCと制御感度KVCO(=ΔfVCO/ΔVC)との特性の測定結果の一例を示す。なお、どちらも、周囲温度Tをパラメータとし、太線がT=25℃のときの特性、細線がT=90℃のときの特性である。
ここでは、図4Bに示すように、制御感度KVCOの温度変化が小さいことについて考察する。LC型発振回路における発振周波数fVCOは、周知のように、
fVCO=1/(2π√(LC))
L:共振回路のインダクタンス
C:共振回路の静電容量
で示される。
上述を考慮して、VCO31(VCO31A〜31C)は、例えば図4に示すようにLC型に構成されるとともに、その共振回路の共振容量Cは、図14と同様、可変容量ダイオードCDと、4つの(n=3)コンデンサC0〜C3およびスイッチ回路S0〜S3の直列回路とが並列接続されて構成される。なお、このとき、
C0=基準値
C1=2・C0
C2=4・C0
C3=8・C0
とされる。
C=CD(最小値)
C=CD+C0
C=CD+2・C0
・・・
C=CD+15・C0(最大値)
のように、最小値から最大値まで、容量C0を変化単位として16ステップに変化することになる。また、それぞれのステップにおいて、可変容量ダイオードCDの容量CDを制御電圧VCにより制御できることになる。
中方の16本の曲線(破線図示)がVCO31Bの特性を示し、下方の16本の曲線(実線図示)がVCO31Cの特性を示す。
図7は、この発明によるPLL回路30の一例を示す。このPLL回路30は、上述の〔2−1〕〜〔2−3〕に基づくものであり、VCO31がVCO31A〜31Cから構成されるとともに、n=3の場合である。
ΔVC=VC(i+1)−VC(i) ・・・ (31)
VC(i+1)>VC(i)
とする。
KVCO(i)=fVCO(i)−fVCO(i+1)
で示される差分KVCO(i)を求める。このようにすれば、その差分KVCO(i)を制御電圧VC(i)における制御感度KVCOとすることができる。
ICP・KVCO/N=κ ・・・ (32)
κ:所定の一定値
となるように、チャージポンプ電流ICPが制御される。
図9に示す例においては、PLL回路30が、基本的には図8のPLL回路30と同様に構成される。そして、VCO31の発振信号SVCOが分周回路305に供給されて1/m(mは正の整数)の周波数に分周され、この分周信号が周波数カウンタ303にカウント入力として供給される。また、図示はしないが、カウンタ303は、1MHzのパルスを1/mの周波数に分周した分周信号により、カウントのスタートおよびストップが制御される。つまり、カウンタ303は、周波数が1MHzのパルスの1サイクル期間におけるVCO31の発振信号SVCOのサイクル数をカウントすることになる。
図10に示す例においては、PLL回路30の可変分周回路32として、マルチ・モジュラス型分周回路、例えばデュアル・モジュラス・プリスケーラを用いてパルス・スワロー型に構成した場合である。
N=(Q+1)S+Q(P−S)
=QP+S
となる。したがって、値P、Sを選択することにより、分周比Nを「1」ずつ変更することができる。
上述のPLL回路30によれば、VCO31の制御感度KVCOが、IC10の製造プロセスによりばらついても、目的とするPLL特性を保持することができるとともに、そのとき、トリミングなどを行う必要がない。
上述において、VCO31の制御電圧VCと制御感度KVCOとのデータテーブルを作成する場合、D/Aコンバータ回路302およびA/Dコンバータ回路304の分解能や信号レベル(アナログ値)を等しくすれば、上記データテーブルの作成を容易化できる。例えば、A/Dコンバータ回路304を、D/Aコンバータ回路302により基準電圧を発生させてA/D変換を行う順次比較型A/Dコンバータ回路とすることができる。
A/D:Analog to Digital
AGC:Automatic Gain Control
D/A:Digital to Analog
D/U:Desire to Undesire ratio
IC :Integrated Circuit
MOS:Metal Oxide Semiconductor
PLL:Phase Locked Loop
PN :Positive-Negative
VCO:Voltage Controlled Oscillator
Claims (6)
- VCOと、
このVCOの発振信号を1/N(Nは正の整数)の周波数の信号に分周する可変分周回路と、
この可変分周回路から出力される分周信号と、基準周波数の信号との位相比較を行う位相比較回路と、
この位相比較回路の比較出力が供給されるチャージポンプ回路と、
このチャージポンプ回路の出力から直流分を取り出して上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給するループフィルタと
を有するPLL回路であって、
測定時、上記チャージポンプ回路の出力に代わって所定の第1の制御電圧を上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給する電圧供給回路と、
上記測定時、上記VCOの発振周波数を測定する周波数測定回路と、
使用時、上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給される第2の制御電圧の大きさを測定する電圧測定回路と
を有し、
上記測定時、上記電圧供給回路および上記周波数測定回路により、上記第1の制御電圧と上記VCOの発振周波数の変化の割り合いとの関係を示すデータテーブルを作成し、
上記使用時、上記データテーブルを参照して、上記電圧測定回路の測定した上記第2の制御電圧を上記発振周波数の変化の割り合い示す制御感度に変換し、
上記分周比Nにかかわらずオープンループ時の伝達関数が一定となるように、上記変換結果の制御感度により上記チャージポンプ回路のチャージポンプ電流の大きさを制御する
ようにしたPLL回路。 - 請求項1に記載のPLL回路において、
上記電圧供給回路が、
D/Aコンバータ回路と、
このD/Aコンバータ回路に、上記第1の制御電圧にD/A変換されるデジタルデータを供給する制御回路と
により構成され、
上記電圧測定回路が、上記第2の制御電圧をA/D変換して上記制御回路に供給するA/Dコンバータ回路により構成された
ことを特徴とするPLL回路。 - 請求項1あるいは請求項2に記載のPLL回路において、
上記VCOの発振信号を、1/m(mは正の整数)の周波数に分周し、その分周信号を上記周波数測定回路にその測定入力として供給するカウンタを有し、
上記周波数測定回路は、1MHzのパルスを1/mの周波数に分周した分周信号により、周波数測定のスタートおよびストップが制御される
ようにしたことを特徴とするPLL回路。 - 請求項1、請求項2あるいは請求項3に記載のPLL回路において、
上記可変分周回路が、パルス・スワロー型に構成された
ことを特徴とするPLL回路。 - 請求項1〜請求項4のいずれかの請求項に記載のPLL回路において、
上記VCOの発振信号から周波数変換用の局部発振信号を形成する
ことを特徴とするPLL回路。 - VCOと、
このVCOの発振信号を1/N(Nは正の整数)の周波数の信号に分周する可変分周回路と、
この可変分周回路から出力される分周信号と、基準周波数の信号との位相比較を行う位相比較回路と、
この位相比較回路の比較出力が供給されるチャージポンプ回路と、
このチャージポンプ回路の出力から直流分を取り出して上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給するループフィルタと
を有するPLL回路であって、
測定時、上記チャージポンプ回路の出力に代わって所定の第1の制御電圧を上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給する電圧供給回路と、
上記測定時、上記VCOの発振周波数を測定する周波数測定回路と、
使用時、上記VCOにその発振周波数の制御信号として供給される第2の制御電圧の大きさを測定する電圧測定回路と
が1チップICされ、
上記測定時、上記電圧供給回路および上記周波数測定回路により、上記第1の制御電圧と上記VCOの発振周波数の変化の割り合いとの関係を示すデータテーブルを作成し、
上記使用時、上記データテーブルを参照して、上記電圧測定回路の測定した上記第2の制御電圧を上記発振周波数の変化の割り合い示す制御感度に変換し、
上記分周比Nにかかわらずオープンループ時の伝達関数が一定となるように、上記変換結果の制御感度により上記チャージポンプ回路のチャージポンプ電流の大きさを制御する
ようにしたPLL用IC。
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