JPH11308101A

JPH11308101A - チューナ装置

Info

Publication number: JPH11308101A
Application number: JP10113299A
Authority: JP
Inventors: Shigeto Masuda; 成人升田; Kenji Itagaki; 憲志板垣
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-04-23
Filing date: 1998-04-23
Publication date: 1999-11-05

Abstract

(57)【要約】【課題】受信周波数帯域が広いＰＬＬシンセサイザー
チューナにおいて、受信周波数の偏差による位相雑音特
性の変動を抑制する。【解決手段】電圧制御型発振器で構成した局部発振器
６の制御電圧信号Ｖをアナログデジタル変換器２３でデ
ジタル信号に変換してチャージポンプ電流制御データＣ
０，Ｃ０・・Ｃｎを作り、この制御データでＰＬＬ回路
の位相比較器１７の出力に基づきチャージポンプ回路１
８０より導出するチャージポンプ電流Ｐを最適化しこの
最適化したチャージポンプ電流Ｐをループフィルタ１９
で平滑して上記制御電圧信号Ｖを得るＰＬＬ回路を備え
たチューナ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓ
ｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）シンセサイザ回路を用い
たチューナ装置であり、特にデジタル対応ＣＡＴＶ用の
チューナ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のチューナ装置の構成を図８及び図
９に示す。図８は、従来のダブルコンバージョンチュー
ナの全体の構成を示すものである。受信した高周波ＲＦ
（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、２回の周
波数変換処理によって、中間周波数ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍ
ｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を出力する。

【０００３】図８において、１はＲＦ入力端子、２は受
信帯域内のＲＦ信号のみを通過させるバンドパスフィル
タ、３はＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏ
ｎｔｒｏｌ）増幅回路、４はＲＦ増幅回路、５は第１の
周波数変換器、６は第１の局部発振器、７はＰＬＬ回
路、８はバンドパスフィルタ、９は第１のＩＦ増幅回
路、１０はバンドパスフィルタ、１１は第２の周波数変
換器、１２は第２の局部発振器、１３はバンドパスフィ
ルタ、１４は第２のＩＦ増幅回路、１５はこのチューナ
のＩＦ信号出力端子である。

【０００４】ＲＦ入力端子１より入力されたＲＦ信号
は、バンドパスフィルタ２により、受信周波数帯に対応
したフィルタリング処理が施され、ＡＧＣ増幅回路３
で、ＲＦ信号レベルに応じたＡＧＣ電圧により、所定の
レベル範囲に制限された後、ＲＦ増幅回路４により増幅
されて、第１の周波数変換器５に供給される。第１の周
波数変換器５は、第１の局部発振器６から出力される第
１の局部発振信号に基づいて、入力されたＲＦ信号を第
１のＩＦ信号に周波数変換している。この場合、第１の
局部発振器６は、ＰＬＬ回路７により、受信チャンネル
に合わせてその発振周波数が制御されるとともに周波数
の安定化が図られる。

【０００５】ここで、上記第１の周波数変換器５から出
力された第１のＩＦ信号は、バンドパスフィルタ８によ
り、第１中間周波数帯に対応した帯域フィルタリング処
理が施され、第１のＩＦ増幅回路９で増幅された後、バ
ンドパスフィルタ１０により、再度第１中間周波数帯に
対応した帯域フィルタリング処理が施され、第２の周波
数変換器１１に供給される。第２の周波数変換器１１
は、第２の局部発振器１２から出力される第２の局部発
振信号に基づいて、入力された第１のＩＦ信号を第２の
ＩＦ信号に周波数変換している。

【０００６】そして、上記第２の周波数変換器１１から
出力された第２のＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１３
により、第２中間周波数帯に対応した帯域フィルタリン
グ処理が施され、第２のＩＦ増幅回路１４で増幅された
後、ＩＦ信号出力端子１５より出力される。

【０００７】図９は、図８におけるＰＬＬ回路７の詳細
図である。図９において、図８と同一部分には同一符号
を付して示すと、５は第１の周波数変換器、６は第１の
局部発振器、７はＰＬＬ回路である。このＰＬＬ回路７
において、１６は水晶発振器、１７は位相比較器、１８
はチャージポンプ回路、１９は抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデ
ンサＣ及び増幅器２１より成るループフィルタ、２０は
プログラマブル分周器である。

【０００８】位相比較器１７は、水晶発振器１６からの
基準周波数ｆｒと第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖ
ｃｏをＮ分周した（後述）周波数ｆｖｃｏ／Ｎとの位相
を比較し、位相の進み遅れに対応した位相比較信号Ｑ
１、Ｑ２をチャージポンプ回路１８に出力する。チャー
ジポンプ回路１８は、位相比較信号Ｑ１、Ｑ２に基づ
き、正又は負の直流電流信号Ｐを生成し、増幅器２１、
抵抗Ｒ１、Ｒ２及びコンデンサＣより成るループフィル
タ１９に供給する。

【０００９】ループフィルタ１９は、チャージポンプ信
号Ｐをフィルタリング処理（積分処理）して、平滑した
制御電圧信号Ｖを出力し、第１の局部発振器６に供給す
る。第１の局部発振器６は、制御電圧信号Ｖに基づく発
振周波数ｆｖｃｏで発振して、出力信号を第１の周波数
変換器５に出力するとともに、プログラマブル分周器２
０に出力する。プログラマブル分周器２０は、第１の局
部発振器６からの出力信号をＮ分周し、周波数ｆｖｃｏ
／Ｎを、位相比較器１７に供給する。

【００１０】このような回路は、水晶発振器１６より成
る基準発振器の出力周波数ｆｒに位相同期してＮ倍する
ＰＬＬを構成しており、プログラマブル分周器２０の出
力する分周比は、ユーザが選局したチャネルに対応して
変化される。これによって、第１の局部発振器６の出力
周波数ｆｖｃｏは、第１の周波数変換器５に送られ、受
信したＲＦ信号をＩＦ周波数に変換する。

【００１１】ここで図９に示す抵抗器Ｒ１、Ｒ２とコン
デンサＣで決定されるＰＬＬループフィルタ（低域通過
フィルタ）の時定数及び利得は選局チャネルに対して固
定値である。図９に示すＰＬＬ回路７において、第１の
局部発振器６の出力周波数ｆｖｃｏは、ｆｖｃｏ＝Ｎ・ｆｒ・・・（１）で表され、選局は、マイクロコンピュータ等で構成した
プログラマブル分周器２０の分周比Ｎを変えることによ
って行われる。

【００１２】このような従来のチューナ装置におけるＰ
ＬＬシンセサイザの位相雑音特性を決定づける位相伝達
関数Ｈ（ｓ）は、次式で与えられる。

【００１３】

【数１】

【００１４】上式においてフィルタ時定数τ₁、τ₂は、
τ₁＝Ｒ１・Ｃ、τ₂＝Ｒ２・Ｃで与えられ、自然周波数
ω_nとダンピングファクタζはそれぞれω_n＝（Ｋ／
τ₁）^1/2、ζ＝τ₂／２・（Ｋ／τ₁）^1/2で与えられ、
又ループゲインＫは、Ｋ＝Ｋφ・Ｋｖｃｏ／Ｎである。
但し、Ｋφは位相比較器１７の感度、Ｋｖｃｏは、第１
の局部発振器６の感度であり、Ｓはラプラス演算子であ
る。

【００１５】ここで、チャネル選局にて上記の式（１）
における分周比Ｎが変化すると、上に示した関係から明
らかなようにループゲインＫが変化し、自然周波数ω_n
及びダンピングファクタζが変化して、位相伝達関数Ｈ
（Ｓ）の周波数応答特性が変化する。ＰＬＬシンセサイ
ザの位相雑音特性は、この位相伝達関数Ｈ（Ｓ）の周波
数応答特性に近似的に比例するため、受信チャネルが変
わり、分周比Ｎが変化すれば、位相雑音特性が変わるこ
とになる。このように自然周波数ω_nは、ＰＬＬ回路の
ロックアップ後の位相雑音特性に影響し、ダンピングフ
ァクタζは、ＰＬＬ回路のロックアップタイムに影響す
る。

【００１６】このような問題を解決するため特開平９−
９３１２５号のＰＬＬシンセサイザ回路には、選局時の
分周比設定データに基づき、チャージポンプ回路の出力
電流値を可変制御して、周波数範囲の広いＰＬＬシンセ
サイザ回路における高周波数帯域と低周波数帯域の各周
波数間のロックアップタイム及びノイズ特性の変動を制
御する技術が開示されている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術のダブル
コンバージョンチューナを受信帯域が広い地上波デジタ
ルテレビジョン放送受信用チューナとして使用した場
合、次のような問題を有している。地上波デジタルテレ
ビ放送受信用チューナにおいては、受信帯域が５０ＭＨ
ｚ〜８０６ＭＨｚ（米国使用）と非常に広帯域であるの
で、受信周波数によって位相雑音特性のチャネル間偏差
が大きく、位相雑音特性が大きく変動し、チューナの性
能に大きく影響する。

【００１８】又、特開平９−９３１２５号のＰＬＬシン
セサイザ回路では、デジタル信号であるＰＬＬ分周比デ
ータでチャージポンプ回路のチャージポンプ電流を制御
しているので受信周波数を複数ゾーンに分割して制御す
る場合に各ゾーン間の境界値をアナログ的に任意の最適
値に選択することができないという問題があった。本発
明は、上記の問題に鑑み、簡単な構成で広帯域の周波数
を受信する場合の選局チャネルによる位相雑音特性の偏
差を抑制したチューナを提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のチューナ装置は請求項１では、入力される
電圧に応じて出力周波数を変化させる電圧制御型発振器
で構成された局部発振器と；外部からの指令に応じて分
周比を可変でき、かつこの分周比に応じて前記局部発振
器の出力を分周した分周信号を導出する分周器と；基準
周波数信号を発生する基準周波数発振器と；この基準周
波数信号と上記分周信号の間の位相を比較する位相比較
器と；この位相比較器の出力に基づき前記局部発振器の
発振周波数を制御するためのチャージポンプ電流を生成
するチャージポンプ回路と；前記チャージポンプ電流を
平滑して、前記局部発振器の発振周波数を制御するため
の制御電圧を導出するループフィルタと；この制御電圧
に基づき、前記チャージポンプ回路から導出されるチャ
ージポンプ電流の電流値を前記ループフィルタの時定数
の変化が少なくなる予め定めた最適値に設定するチャー
ジポンプ電流制御手段とで構成したＰＬＬシンセサイザ
ー回路を備えたことを特徴とする。

【００２０】又、請求項２では、請求項１記載のチュー
ナ装置において、前記局部発振器の発振周波数を制御す
るアナログ信号の制御電圧を前記チャージポンプ回路の
チャージポンプ電流を制御するデジタルの制御信号に変
換するアナログデジタル変換手段を備えたことを特徴と
する。

【００２１】又、請求項３では、請求項２記載のチュー
ナ装置において、前記アナログデジタル変換手段を、任
意の複数のコンパレータ回路で構成したことを特徴とす
る。

【００２２】

【作用】プログラマブル分周器は、第１の局部発振器か
らの発振周波数ｆｖｃｏを選局チャネルに応じて１／Ｎ
に分周し、この分周した周波数ｆｖｃｏ／Ｎを位相比較
器で水晶発振器からの基準周波数ｆｒと位相比較して位
相の進み遅れに応じた位相比較信号Ｑ１、Ｑ２をチャー
ジポンプ回路に出力する。チャージポンプ回路は、上記
の位相比較信号Ｑ１、Ｑ２に基づき、正又は負の直流電
流信号Ｐを作りループフィルで平滑して、上記第１の局
部発振器に選局チャネルに応じた制御電圧信号Ｖを供給
する。

【００２３】一方、上記ループフィルタより出力される
制御電圧信号Ｖは、Ａ／Ｄ変換器で、チャージポンプ回
路のチャージポンプ電流制御データＣn、Ｃn-1、……Ｃ
oに変換される。このチャージポンプ電流制御データＣ
n、Ｃn-1、……Ｃoは、選局チャネルによる周波数に応
じたデジタル信号でループフィルタの時定数が周波数に
より偏移するのを抑制するチャージポンプ回路からの正
又は負の直流電流信号Ｐを導出できるように予め設定さ
れている。

【００２４】Ａ／Ｄ変換器より導出された上記チャージ
ポンプ電流制御データＣn、Ｃn-1、……Ｃoはチャージ
ポンプ電流制御回路を介し、チャージポンプ回路に供給
され、チャージポンプ回路で直流電流信号Ｐを作りルー
プフィルタに供給する。従ってループフィルタは選局周
波数が大きく変化した場合でも時定数の偏差が抑制され
ておりＰＬＬシンセサイザ回路の位相雑音特性が悪化す
るのを防止している。上記のようにして導出した第１の
局部発振回路の出力周波数ｆｖｃｏは第１の周波数変換
器で入力ＲＦ信号と混合されＩＦ信号に変換される。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、この発明の一実施形態を図
１から図７を参照して詳細に説明する。本発明のチュー
ナ装置の全体の構成は、ＰＬＬ回路を除いて従来の技術
で説明した図８と全く同一であるため、説明を省略す
る。図１は、図８及び図９に示す従来技術のＰＬＬ回路
７に対応した本発明に用いるＰＬＬ回路７０の構成を示
すブロック図である。

【００２６】図１において、従来の図９に対応する部分
には同一符号を付して示すと、５は第１の周波数変換
器、６は第１の局部発振器、７０は本発明に用いるＰＬ
Ｌ回路である。このＰＬＬ回路７０において、１６は水
晶発振器、１７は位相比較器、１８０はチャージポンプ
回路、１９はループフィルタ、２０はプログラマブル分
周器、２２はチャージポンプ電流制御回路、２３はアナ
ログデジタル変換器である。図９に示す従来技術と比較
して、チャージポンプ電流制御回路２２とアナログデジ
タル変換器２３が追加になった点が異なっている。

【００２７】位相比較器１７は、水晶発振器１６からの
基準周波数ｆｒと第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖ
ｃｏをＮ分周した（後述）周波数ｆｖｃｏ／Ｎとの位相
を比較し、位相の進み遅れに対応した位相比較信号Ｑ
１、Ｑ２をチャージポンプ回路１８０に出力する。チャ
ージポンプ回路１８０は、位相比較信号Ｑ１、Ｑ２に基
づき、正又は負の直流電流信号Ｐを生成し、ループフィ
ルタ１９に供給する。

【００２８】ループフィルタ１９は、チャージポンプ信
号Ｐをフィルタリング処理（積分処理）して、制御電圧
信号Ｖを出力する。第１の局部発振器６は、制御電圧信
号Ｖに基づく発振周波数ｆｖｃｏで発振して、出力信号
を第１の周波数変換器５に出力するとともに、プログラ
マブル分周器２０に出力する。プログラマブル分周器２
０は、第１の局部発振器６からの出力信号をＮ分周し、
周波数ｆｖｃｏ／Ｎを位相比較器１７に供給する。

【００２９】水晶発振器１６からの基準周波数ｆｒと第
１の局部発振器６の発振周波数ｆｖｃｏとの関係は、ｆｖｃｏ＝Ｎ・ｆｒ…（１）式であり、選局はプログラマブル分周器２０の分周比Ｎを
変えることにより行われる。

【００３０】上記の制御電圧信号Ｖは、第１の局部発振
器６とは別に、アナログデジタル変換器２３に供給され
る。アナログデジタル変換器２３は、制御電圧信号Ｖ
（アナログ信号）をチャージポンプ回路１８０のチャー
ジポンプ電流制御データＣn、Ｃn-1、……Ｃo（デジタ
ル信号のパラレルデータ）に変換する。チャージポンプ
電流制御回路２２は、上記チャージポンプ電流制御デー
タＣn、Ｃn-1、……Ｃoに基づき、チャージポンプ回路
１８０のチャージポンプ電流を制御する。ここで、チャ
ージポンプ電流制御データ（Ｃn、Ｃn-1、……Ｃo）
は、任意に設定可能である。

【００３１】図２は、図１におけるチャージポンプ回路
１８０とループフィルタ１９及びチャージポンプ電流制
御回路２２の詳細図である。図２において、図１と同一
部分には同一符号を付して示すと、１７は位相比較器、
１８０はチャージポンプ回路、１９はループフィルタ、
２２はチャージポンプ電流制御回路、２３はアナログデ
ジタル変換器である。

【００３２】チャージポンプ回路１８０は、ＰＮＰバイ
ポーラトランジスタＱ２０、Ｑ２４、Ｑ２６、ＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ２３、Ｑ２５、ＰＭＯＳトラン
ジスタＱ２１、ＮＭＯＳトランジスタＱ２２から構成さ
れる。バイポーラトランジスタＱ２０、Ｑ２４、Ｑ２６
は各々のエミッタが電源（＋Ｂ）に共通に接続され、バ
イポーラトランジスタＱ２０、Ｑ２４は、バイポーラト
ランジスタＱ２６に対し、カレントミラー接続され、バ
イポーラトランジスタＱ２０のコレクタが、ＰＭＯＳト
ランジスタＱ２１のソースに接続される。従って、バイ
ポーラトランジスタＱ２０のコレクタ電流である供給電
流Ｉａは、バイポーラトランジスタＱ２６のコレクタを
流れる制御電流Ｉｃに比例した電流量となる。

【００３３】バイポーラトランジスタＱ２３、Ｑ２５は
各々のエミッタが接地されるとともに、カレントミラー
接続されている。そして、バイポーラトランジスタＱ２
５のコレクタ及びベースが、バイポーラトランジスタＱ
２４のコレクタに接続され、バイポーラトランジスタＱ
２３のコレクタがＮＭＯＳトランジスタＱ２２のソース
に接続される。従って、バイポーラトランジスタＱ２３
のコレクタ電流である供給電流Ｉｂも、バイポーラトラ
ンジスタＱ２６のコレクタを流れる制御電流Ｉｃに比例
した電流量となる。

【００３４】チャージポンプ電流制御回路２２はスイッ
チング機能付き定電流源ＲＩｎ…ＲＩｏより構成され
る。定電流源ＲＩｎ…ＲＩｏの片方は、上記チャージポ
ンプ回路１８０のバイポーラトランジスタＱ２６のコレ
クタに共通に接続され、もう片方は、共通に接地され
る。定電流源ＲＩｎ…ＲＩｏの供給電流量は、Ｉｃｎ…
Ｉｃｏである。定電流源ＲＩｎ…ＲＩｏは、アナログデ
ジタル変換器２３から出力されるチャージポンプ電流制
御データＣｎ…Ｃｏによりオン／オフ制御される。即
ち、上記チャージポンプ電流制御回路２２から出力され
る制御電流Ｉｃは、オン状態となる定電流源ＲＩｎ…Ｒ
Ｉｏの電流Ｉｃｎ…Ｉｃｏの和に比例した電流量となる
ことから、制御電流Ｉｃは、チャージポンプ電流制御デ
ータＣｎ…Ｃｏにて制御可能となる。

【００３５】前記の説明で、チャージポンプ電流制御デ
ータＣｎ…Ｃｏのデータビット数は、任意に設定可能で
ある。また、それに伴い、チャージポンプ電流制御回路
１５のスイッチング機能付き定電流源ＲＩｎ…ＲＩｏの
個数も、任意に設定可能である。

【００３６】このような構成において、チャージポンプ
回路１８０は、位相比較器１７からの位相比較信号Ｑ
１、Ｑ２がそれぞれＰＭＯＳトランジスタＱ２１とＮＭ
ＯＳトランジスタＱ２２のゲートに入力される。位相比
較信号Ｑ１が「Ｌ」の時、ＰＭＯＳトランジスタＱ２１
がオンし、供給電流Ｉａがソースされ、位相比較信号Ｑ
２が「Ｈ」時、ＮＭＯＳトランジスタＱ２２がオンし、
供給電流Ｉｂがシンクされる。

【００３７】そして、ＰＭＯＳトランジスタＱ２１のド
レインとＮＭＯＳトランジスタＱ２２のドレインとの間
から、チャージポンプ信号（電流）Ｐが得られ、このチ
ャージポンプ信号Ｐは、ループフィルタ１９に供給され
る。ループフィルター１９は、増幅器２１と抵抗Ｒ１、
Ｒ２、コンデンサＣから構成される。このループフィル
タ１９に供給されるチャージポンプ信号Ｐ（ソース電流
Ｉａ、シンク電流Ｉｂ）を変えることにより、ループフ
ィルタ１９の時定数を変えている。

【００３８】図３は、図１におけるアナログデジタル変
換器２３の詳細図である。アナログデジタル変換器２３
は、ｎ＋１個のコンパレータＡｏ〜Ａｎと抵抗ＲＡｏ、
ＲＢｏ、ＲＣｏ、ＲＤｏ〜ＲＡｎ、ＲＢｎ、ＲＣｎ、Ｒ
Ｄｎから構成される。コンパレータＡｎの基準電圧Ｖｒ
ｎは、抵抗ＲＡｎ、ＲＢｎにて設定される。チャージポ
ンプ電流制御電圧信号Ｖが、コンパレータＡｎの基準電
圧Ｖｒｎより、高い場合は、コンパレータＡｎの出力
は、「Ｈ」レベルに、電流制御電圧信号Ｖが、コンパレ
ータＡｎの基準電圧Ｖｒｎより、低い場合は、コンパレ
ータＡｎの出力は、「Ｌ」レベルとなる。

【００３９】なお、電流制御電圧信号Ｖが、コンパレー
タＡｎの基準電圧Ｖｒｎの近傍で微少変動した場合は、
コンパレータＡｎの出力は、「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベ
ルを繰り返してしまうので、これを防ぐために抵抗ＲＣ
ｎ，ＲＤｎでコンパレータＡｎにヒステリシス特性を持
たせている。なお、コンパレータＡｎの入力インピーダ
ンスは、非常に高いためにＰＬＬループに影響を与える
ことはない。

【００４０】次に、前記の説明で、第１の局部発振器６
の制御電圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）
Ｖを、低いほうから順に、Ｚ０１，Ｚ１２，Ｚ２３，Ｚ
３４の４つのゾーンに分けた場合について、さらに詳細
に説明する。ここでは、４つのゾーンに分けたが、これ
に限ったことはなく任意の分けかたが可能である。

【００４１】図４は、第１の局部発振器６の制御電圧信
号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖに対する、
第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖｃｏの関係を示し
ている。第１の局部発振器６の制御電圧信号（＝チャー
ジポンプ電流制御電圧信号）Ｖを、低い方から順に、Ｚ
０１，Ｚ１２，Ｚ２３，Ｚ３４の４つのゾーンに分け、
それぞれのゾーンの境界値を、低い方から順にＶ０，Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４とすると、第１の局部発振器６の
発振周波数ｆｖｃｏは、制御電圧信号（＝チャージポン
プ電流制御電圧信号）Ｖに、比例して増加する。制御電
圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖが、低
い方から順にＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４と増加する
と、発振周波数ｆｖｃｏは、低い方から順にｆ０，ｆ
１，ｆ２，ｆ３，ｆ４と増加する。

【００４２】図５は、制御電圧信号（＝チャージポンプ
電流制御電圧信号）Ｖが、低い方から順にＶ０，Ｖ１，
Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４と増加（発振周波数ｆｖｃｏは、低い
方から順にｆ０，ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４と増加）した
場合、即ち、受信チャンネル周波数が低い方から高い方
へ変化した場合、自然周波数ωｎ５４の変化に対するＶ
ＣＯ制御電圧入力レベル５０、Ａ／Ｄ変換器出力５１、
チャージポンプ電流５２、ループフィルタ時定数（τ１
＝Ｒ１・Ｃ）５３の変化をまとめたものである。

【００４３】次に、ＶＣＯ制御電圧入力レベル５０とＡ
／Ｄ変換器出力５１の関係を説明する。図３に示すアナ
ログデジタル変換器において、ｎ＝２とする。制御電圧
信号（チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖとコンパレ
ータＡｎの基準電圧Ｖｒｎを、Ｖ１＝Ｖｒ０，Ｖ２＝Ｖ
ｒ１，Ｖ３＝Ｖｒ２とする。

【００４４】１）制御電圧信号（チャージポンプ電流制
御電圧信号）ＶがゾーンＺ０１にある場合制御電圧信号
（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖは、Ｖ１＝Ｖ
ｒ０より低いので、Ｃ２＝Ｌ，Ｃ１＝Ｌ，Ｃ０＝Ｈとな
る。

【００４５】２）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流
制御電圧信号）ＶがゾーンＺ１２にある場合制御電圧信
号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖは、Ｖ１＝
Ｖｒ０より高く、Ｖ２＝Ｖｒ１より低いので、Ｃ２＝
Ｌ，Ｃ１＝Ｌ，Ｃ０＝Ｈとなる。

【００４６】３）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流
制御電圧信号）ＶがゾーンＺ２３にある場合制御電圧信
号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖは、Ｖ２＝
Ｖｒ１より高く、Ｖ３＝Ｖｒ２より低いので、Ｃ２＝
Ｌ，Ｃ１＝Ｈ，Ｃ０＝Ｈとなる。

【００４７】４）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流
制御電圧信号）ＶがゾーンＺ３４にある場合、制御電圧
信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信号）Ｖは、Ｖ３
＝Ｖｒ２より高いので、Ｃ２＝Ｈ，Ｃ１＝Ｈ，Ｃ０＝Ｈ
となる。

【００４８】次に、Ａ／Ｄ変換器出力５１とチャージポ
ンプ電流５２の関係を説明する。図２にチャージポンプ
回路１８０、チャージポンプ電流制御回路２２で説明し
たように、チャージポンプ電流制御回路２２でｎ＝２と
すると、１）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信
号）ＶがゾーンＺ０１にある場合Ｃ２＝Ｌ，Ｃ１＝Ｌ，
Ｃ０＝Ｌとなり、チャージポンプ制御電流はゼロとな
る。２）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信
号）ＶがゾーンＺ１２にある場合Ｃ２＝Ｌ，Ｃ１＝Ｌ，
Ｃ０＝Ｈとなり、チャージポンプ制御電流はＩｃ０とな
る。３）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信
号）ＶがゾーンＺ２３にある場合Ｃ２＝Ｌ，Ｃ１＝Ｈ，
Ｃ０＝Ｈとなり、チャージポンプ制御電流はＩｃ０＋Ｉ
ｃ１となる。４）制御電圧信号（＝チャージポンプ電流制御電圧信
号）ＶがゾーンＺ３４にある場合、Ｃ２＝Ｈ，Ｃ１＝
Ｈ，Ｃ０＝Ｈとなり、チャージポンプ制御電流はＩｃ０
＋Ｉｃ１＋Ｉｃ２となる。

【００４９】図６は、前記の説明をグラフで示したもの
であり、第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖｃｏが高
くなると、チャージポンプ制御電流Ｉｃが比例して増加
する。チャージポンプ電流Ｐはチャージポンプ制御電流
Ｉｃに比例するのでチャージポンプ電流Ｐは、第１の局
部発振器６の発振周波数に比例して増加することにな
る。

【００５０】次に、チャージポンプ電流５２とループフ
ィルタ時定数５３の関係を説明する。図２のチャージポ
ンプ回路１８０とループフィルタ１９において、ループ
フィルタ１９に供給されるチャージポンプ信号Ｐ（ソー
ス電流Ｉａ、シンク電流Ｉｂ）を変えることにより、ル
ープフィルタ１３の時定数を変えている。即ちチャージ
ポンプ信号Ｐ（ソース電流Ｉａ、シンク電流Ｉｂ）が大
きくなると、ループフィルタ１９の時定数τ１＝Ｒ１・
Ｃが小さくなる。つまり第１の局部発振器６の発振周波
数ｆｖｃｏが大きくなるにつれて、ループフィルタ１９
の時定数τ１＝Ｒ１・Ｃが小さくなる。

【００５１】次に、ループフィルタ時定数５３と自然周
波数ωｎ５４の関係を説明する。前記の従来の技術の項
で詳細に説明されているように、自然周波数ωｎとリー
プフィルタ時定数τ１＝Ｒ１・Ｃとの関係は、 ωｎ＝（Ｋ／τ１）^1/2…（２）式となる。

【００５２】（２）式より、第１の局部発振器６の発振
周波数ｆｖｃｏが大きくなるにつれて、ループフィルタ
１９の時定数τ１＝Ｒ１・Ｃが小さくなり、自然周波数
ωｎは大きくなる。

【００５３】以上に説明したように、本発明では、受信
周波数が高くなる（第１の局部発振器６の発振周波数ｆ
ｖｃｏが大きくなる）につれて、自然周波数ωｎが、大
きくなるように制御される。

【００５４】図７は、受信周波数（第１の局部発振器６
の発振周波数ｆｖｃｏ）と自然周波数ωｎの関係を従来
例と本発明で比較したものである。従来例を点線（イ）
で、本発明を実線（ロ）で示す。自然周波数ωｎは、上
記（２）式で示すように、ωｎ＝（Ｋ／τ１）^1/2とな
り、各値は次のようになる： ωｎ：自然周波数、Ｋ：ループゲイン、τ１：フィルタ
時定数Ｋ＝Ｋφ・Ｋｖｃｏ／Ｎ…（３）式Ｋ：ループゲイン、Ｋφ：位相比較器の感度、Ｋｖｃ
ｏ：ＶＣＯの感度、Ｎ：分周比（Ｎ＝ｆvco／ｆr）

【００５５】さらに、上記τ１はチャージポンプ電流を
変えることにより変化する。ここでωｎとｆvcoの関係
を考えると、Ｋφ、Ｋｖｃｏ、ｆrはｆvcoに依存しない
ためτ１を一定値とすれば図１０のような関係となる。
ここで、τ１をｆvcoの値によって変化させる。例え
ば、次の例のようにｆvcoの値によってτ１を４つの値
に切り換える。ｆ0〜ｆ1 ：τ１１ｆ1〜ｆ2 ：τ１２ｆ2〜ｆ3 ：τ１３ｆ3〜ｆ4 ：τ１４ここで、ｆ0＜ｆ1＜ｆ2＜ｆ3 τ１１＞τ１２＞τ１３＞τ１４とすれば、ωｎとｆvcoの関係は図１１のようになる。
この図１１は図７に対応する。

【００５６】従来は、受信周波数が高くなると、分周比
Ｎが大きくなり、（３）式よりループゲインＫが小さく
なる。ループゲインＫが小さくなると、（２）式より自
然周波数ωｎが小さくなる。即ち、図７の受信周波数
（第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖｃｏ）と自然周
波数ωｎの関係で、点線で示すように変化する。

【００５７】本発明では、チャージポンプ電流を制御す
ることにより、図５で説明したように、自然周波数ωｎ
を、従来と逆方向に制御にするため、図７の受信周波数
（第１の局部発振器６の発振周波数ｆｖｃｏ）と自然周
波数ωｎの関係で、実線のように補正される。

【００５８】図７に示すように、本発明により、自然周
波数ωｎのチャンネル間偏差が、従来技術に比べて少な
くなるように改善されている。ＰＬＬ回路の位相雑音特
性を決定づけるのは、既に説明したように位相伝達関数
Ｈ（ｓ）である。位相伝達関数Ｈ（ｓ）は、自然周波数
ωｎの関数であり、自然周波数ωｎが、変化すると位相
伝達関数Ｈ（ｓ）も変化する。よって、本発明により、
自然周波数ωｎのチャンネル間偏差を、従来と比べて少
なくすることにより、位相伝達関数Ｈ（ｓ）のチャンネ
ル間偏差が小さくなる結果、ＰＬＬ回路の位相雑音特性
のチャンネル間偏差を少なくすることができる。

【００５９】また、従来例で挙げた特開平９−９３１２
５号に比し、次のような長所がある。ここで、例えば分
周比Ｎが１０００から２０００までの値をとるとする。
Ｎは分周器を動作させるため２進数で与えられるので、
仮に１４bitの分周器とすると、となる。

【００６０】特開平９−９３１２５号では上位bitのデ
ータを見て切り換えるので、この例ではＬＳＢより１１
bit目のデータにて２つのバンドに切り換えるとする。
すると、その閾値は、００１００００００００００と
なり、１０進数では、１０２４となる。従って、１１bi
t目にて判断すれば、１０００〜１０２３１０２４〜２０００と固定のポイントでしか切り換えることができない。こ
のポイントが必ずしも最適な切り換え周波数となるとは
いえず、充分な特性（例えば位相雑音特性）が獲られな
い。これに対して、本発明の上記実施形態では、バンド
切り換えの閾値がアナログデータ（ＶＣＯの制御電圧）
であるためバンド切り換えの閾値が自由に設定できる。
従って、周波数の偏移に対し位相雑音特性の偏差を好適
に抑制できる。

【００６１】

【発明の効果】以上詳述したように、この発明によれ
ば、地上波デジタルテレビ放送受信用チューナのよう
な、受信帯域が５０ＭＨｚ〜８０６ＭＨｚ（米国仕様）
と非常に広帯域で、かつ位相雑音特性がチューナの性能
に大きく影響するような場合でも、位相雑音特性の受信
チャンネル間偏差の少ない地上波デジタルテレビ放送受
信用チューナを提供することができる。

【００６２】また、アナログ電圧であるＶＣＯの制御電
圧よりデジタル信号であるチャージポンプ電流制御デー
タを取り出すアナログデジタル変換回路は、任意の複数
のコンパレータ回路で構成されているのでＰＬＬ分周比
データ（デジタル信号）でチャージポンプ電流を制御す
るものに比べ、複数ゾーンに分割して制御する場合のゾ
ーン間の境界値を、アナログ的に任意の最適値に選択す
ることができ、選局する周波数の変位に対し、位相雑音
特性の偏差を効果的に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の要部の一実施形態を示すブロック図
である。

【図２】この発明の要部の一実施形態を示す回路図であ
る。

【図３】この発明の要部の回路図である。

【図４】この発明の一実施形態の動作説明図である。

【図５】この発明の一実施形態の動作説明図である。

【図６】この発明の一実施形態の動作説明図である。

【図７】この発明の一実施形態の動作説明図である。

【図８】ダブルコンバージョンチューナの概要を示すブ
ロック構成図である。

【図９】従来技術の要部ブロック図である。

【図１０】図７を説明するための図である。

【図１１】同じく図７を説明するための図である。

【符号の説明】

１ＲＦ入力端子２バンドパスフィルタ３ＡＧＣ(Automatic Gain Control)増幅回路４ＲＦ増幅回路５第１の周波数変換器６第１の局部発振器７ＰＬＬ回路８バンドパスフィルタ９第１のＩＦ増幅回路１０第１のバンドパスフィルタ１１第２の周波数変換器１２第２の局部発振器１３バンドパスフィルタ１４第２のＩＦ増幅回路１５ＩＦ信号出力端子１６水晶発振器１７位相比較器１８チャージポンプ回路１９ループフィルタ２０プログラマブル分周器２１増幅器２２チャージポンプ電流制御回路２３アナログデジタル変換器７０ＰＬＬ回路１８０チャージポンプ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力される電圧に応じて出力周波数を変
化させる電圧制御型発振器で構成された局部発振器と、外部からの指令に応じて分周比を可変でき、かつこの分
周比に応じて前記局部発振器の出力を分周した分周信号
を導出する分周器と、基準周波数信号を発生する基準周波数発振器と、この基準周波数信号と上記分周信号の間の位相を比較す
る位相比較器と、この位相比較器の出力に基づき、前記局部発振器の発振
周波数を制御するためのチャージポンプ電流を生成する
チャージポンプ回路と、前記チャージポンプ電流を平滑して、前記局部発振器の
発振周波数を制御するための制御電圧を導出するループ
フィルタと、この制御電圧に基づき、前記チャージポンプ回路から導
出されるチャージポンプ電流の電流値を前記ループフィ
ルタの時定数の変化が少なくなる予め定めた最適値に設
定するチャージポンプ電流制御手段、とで構成したＰＬＬシンセサイザー回路を備えたことを
特徴とするチューナ装置。
【請求項２】前記局部発振器の発振周波数を制御する
アナログ信号の制御電圧を前記チャージポンプ回路のチ
ャージポンプ電流を制御するデジタルの制御信号に変換
するアナログデジタル変換手段を備えたことを特徴とす
る請求項１記載のチューナ装置。
【請求項３】前記アナログデジタル変換手段を、任意
の複数のコンパレータ回路で構成したことを特徴とする
請求項２記載のチューナ装置。