JP2009130998A

JP2009130998A - Ｄｃ／ｄｃ変換回路の制御方式

Info

Publication number: JP2009130998A
Application number: JP2007301422A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-11-21
Filing date: 2007-11-21
Publication date: 2009-06-11

Abstract

【課題】ダイオード逆回復時のサージ電圧や振動成分の低減を可能とし、IGBTモジュールの低耐圧化とノイズフィルタの小型化を図る。
【解決手段】IGBTモジュールの等の電力用半導体素子４，５をターンオンするとき、直流リアクトル２に流れている電流値が或る設定範囲内か否かを比較器CP2,CP3により判断し、或る設定範囲内にあると判断されたときは、半導体素子４，５のターンオン指令信号を出さないようにすることで、ダイオード逆回復時のサージ電圧を低減させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電圧を異なる直流電圧に変換するDC／DC（直流／直流）変換回路の制御方式に関する。

図２に、この種の回路として、例えば特許文献１に開示の例を示す。
図２において、１は直流電源（電圧値をＶｂとする）、２は昇圧用DC（直流）リアクトル、３はスイッチ素子としてのIGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）４，５およびこれらに逆並列接続されているダイオード６，７からなる電力用半導体モジュール、８は昇圧側の電圧安定化のためのコンデンサ（電圧値をEdとする）、９は負荷である。

また、１０，１１はIGBT４，５を駆動するゲート駆動回路、１２はシステムの制御回路で、DCリアクトル２と直列に接続された電流検出器１３の検出値や、直流電圧Edの検出値に基づきIGBT４，５のオン・オフ信号を作成し、ゲート駆動回路１０，１１に信号を伝送する。また、１４は電力用半導体モジュール３とコンデンサ８間の配線インダクタンスを示している。

さらに、制御回路１２においては、直流電圧Edを制御するために、直流電圧Edの検出信号Dと直流電圧指令信号Ed^*との差分を調節器（PI調節器など）AVRに入力し、その出力信号Ａと信号発生器TRからの三角波Tとを比較器CP1にて比較し、その比較結果をIGBT４，５のオン・オフ信号SP（PWM信号：パルス幅変調信号）として出力する。また、反転器INは信号SPを反転した信号SRを出力する。

図２において、直流電圧源１から負荷９に電力を供給する場合は、IGBT５をオン・オフさせることで、下記（１）式に基づく昇圧動作が行なわれる。
Ｅｄ＝（１／（１−α））Ｖｂ…（１）
図３（ａ），３（ｂ）にIGBT５がオンまたはオフしている場合の電流経路（点線参照）を、また、図４（ａ），４（ｂ）にIGBT５のオン・オフ指令信号に基づく、ＤＣリアクトル２の電流波形例を示す。図４（ａ）は重負荷の場合、図４（ｂ）は軽負荷の場合で、ＤＣリアクトル２の電流値が増加しているときはIGBT５がオン、減少しているときはIGBT５がオフしているときである。

特開２００５−３１８７４３号公報

図５に、IGBT５がターンオンする（ダイオード６が逆回復する）際の、ダイオード６の電流波形（Ｉ_R）と、ダイオード６のカソード・アノード間電圧波形（Ｖ_R）とを示す。図５（ａ）がIGBT５のターンオン電流値が大きい場合であり、図５（ｂ）は小さい場合である。

図示のように、一般にダイオードは対向アームのIGBTのターンオン電流値（逆回復する際のダイオード電流値）が小さくなると、ダイオード自身の特性と配線インダクタンス（図２の符号１４参照）の影響で、逆回復電圧波形（Ｖ_R）は図５（ｂ）のように、振動的となり高サージ電圧Ｖ_Rpeakが発生する。また、IGBTターンオン時の電流ｉと高サージ電圧Ｖ_Rpeakとは、例えば図６のような関係にあり、ある小電流領域で高くなることが知られている。

ところで、従来のような制御方式では、図７のように、ＤＣリアクトルを流れている電流が減少している際の電流値を管理していないため、小電流でIGBTがターンオンするケースも発生し得る。そのため、図５（ｂ）のような波形の発生を考慮した耐圧設計や、ノイズ設計をする必要があり、結果として高耐圧IGBTモジュール適用の必要性や、ノイズフィルタの大型化と言うような問題が発生し、システムがコストアップする要因ともなっている。

したがって、この発明の課題は、ダイオード逆回復時のサージ電圧と振動成分の低減を可能とし、IGBTモジュールの低耐圧化とノイズフィルタの小型化を図ることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電圧源から直流リアクトルと電力用半導体素子とを用いて、高電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式において、
前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内か否かを判断する判定手段を設け、前記電力用半導体素子をターンオンさせる際に、前記判定手段により前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内にあると判断されたときは、前記電力用半導体素子のオン指令信号を無効とすることを特徴とする。

この発明によれば、ダイオード逆回復時のサージ電圧値の低減や、振動成分の低減が可能となるため、従来方式に比してIGBTモジュールの低耐圧化と、発生ノイズの低減によるノイズフィルタの小型化が可能となり、結果としてシステムの高信頼化や低コスト化が可能になるという利点がもたらされる。

図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
図からも明らかなように、図２の制御回路１２に対し、アンド回路AN1，AN3とナンド回路AN2とＳＲフリップフロップ回路FFと比較器CP2，3等を付加した制御回路１２Ａを設けた点が特徴である。
従って、ＤＣリアクトル２に流れている電流を検出器１３にて検出した信号SIが、比較器CP2，3の設定値SE1，SE2にて定まる或る設定範囲内（逆回復時のサージ電圧が高くなる電流範囲）のときは、アンド回路AN3の出力はハイ（Ｈ）レベルとなる。

一方、ＳＲフリップフロップ回路FFは、比較器CP1の出力信号がロー（Ｌ）の場合にセットされ、PWM信号SPが“Ｈ”でリセットされる。つまり、IGBT５にオフ指令が入力されている間は、回路FFの出力はハイ（Ｈ）レベルとなる。従って、ナンド回路AN2からは、アンド回路AN3の出力信号と回路FFの出力信号が同時にＨレベルのときにＬレベルの信号が出力され、アンド回路AN1に入力される。アンド回路AN1では、入力信号SPとナンド回路AN2からの信号STが同時にＨレベルにならないと、Ｈレベルの信号を出力しない。

すなわち、IGBT５がオフ期間中において、従来の制御回路１２から出力されるオン指令信号SPと、ＤＣリアクトル電流が或る設定範囲外のときＨとなる信号STが同時にＨレベルにならないと、IGBT５のターンオン指令信号は出力されない構成となっている。
これにより、IGBT５がオフ時において、ＤＣリアクトル電流が或る設定範囲内の場合は、IGBT５のターンオン指令信号は出力されないこと（無効）になる。その結果、ＤＣリアクトル電流が概ね０Ａまたは或る設定範囲外になるまで、遅延されることになる。
なお、以上ではハード回路で構成したが、ソフト的に実現することも可能であるのは言うまでもない。

この発明の実施の形態を示す回路図従来例を示す回路図図２で素子５がオンまたはオフ時の電流経路を説明する説明図図２におけるＤＣリアクトル２の電流波形例とIGBTオン・オフ指令信号との関係を示す波形図図２における逆回復時のダイオード電流，電圧波形図図２のIGBTターンオン電流とサージ電圧の関係説明図図２のＤＣリアクトル電流波形とIGBTオン・オフ指令信号の関係説明図

符号の説明

１…直流電源（Ｖｂ）、２…昇圧用ＤＣ（直流）リアクトル、３…電力用半導体モジュール、４，５…IGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、６，７…ダイオード、８…コンデンサ、９…負荷、１０，１１…ゲート駆動回路、１２，１２ａ…制御回路、１３…電流検出器、１４…配線インダクタンス、AVR…調節器、TR…信号発生器、IN…反転器、CP1〜CP3…比較器、AN1，AN3…アンド回路、AN2…ナンド回路、FF…フリップフロップ回路。

Claims

直流電圧源から直流リアクトルと電力用半導体素子とを用いて、高電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式において、
前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内か否かを判断する判定手段を設け、前記電力用半導体素子をターンオンさせる際に、前記判定手段により前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内にあると判断されたときは、前記電力用半導体素子のオン指令信号を無効とすることを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式。