JP2009130998A

JP2009130998A - Method of controlling dc/dc conversion circuit

Info

Publication number: JP2009130998A
Application number: JP2007301422A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-11-21
Filing date: 2007-11-21
Publication date: 2009-06-11

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce a surge voltage generated in the reverse recovery of a diode and vibration components and to lower the breakdown voltage of an IGBT module and to miniaturize a noise filter. <P>SOLUTION: When turning on semiconductor devices 4, 5 for electric power such as the IGBT module or the like, whether the current value flowing in a DC reactor 2 is within a certain established range, is decided by comparators CP2, CP3. When the current value is decided to be within the established range, a turn-on command signal of the semiconductor devices 4, 5 is not output to reduce the surge voltage in the reverse recovery of a diode. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

この発明は、直流電圧を異なる直流電圧に変換するDC／DC（直流／直流）変換回路の制御方式に関する。 The present invention relates to a control system for a DC / DC (direct current / direct current) conversion circuit that converts a direct current voltage into a different direct current voltage.

図２に、この種の回路として、例えば特許文献１に開示の例を示す。
図２において、１は直流電源（電圧値をＶｂとする）、２は昇圧用DC（直流）リアクトル、３はスイッチ素子としてのIGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）４，５およびこれらに逆並列接続されているダイオード６，７からなる電力用半導体モジュール、８は昇圧側の電圧安定化のためのコンデンサ（電圧値をEdとする）、９は負荷である。 FIG. 2 shows an example disclosed in Patent Document 1 as this type of circuit.
In FIG. 2, 1 is a DC power source (voltage value is Vb), 2 is a DC (DC) reactor for boosting, 3 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor) 4 and 5 as switching elements, and these are connected in antiparallel. A power semiconductor module composed of the diodes 6 and 7, 8 is a capacitor for stabilizing the voltage on the boost side (voltage value is Ed), and 9 is a load.

また、１０，１１はIGBT４，５を駆動するゲート駆動回路、１２はシステムの制御回路で、DCリアクトル２と直列に接続された電流検出器１３の検出値や、直流電圧Edの検出値に基づきIGBT４，５のオン・オフ信号を作成し、ゲート駆動回路１０，１１に信号を伝送する。また、１４は電力用半導体モジュール３とコンデンサ８間の配線インダクタンスを示している。 10 and 11 are gate drive circuits for driving the IGBTs 4 and 5, and 12 is a system control circuit, which is based on the detection value of the current detector 13 connected in series with the DC reactor 2 and the detection value of the DC voltage Ed. The on / off signals of the IGBTs 4 and 5 are created, and the signals are transmitted to the gate drive circuits 10 and 11. Reference numeral 14 denotes a wiring inductance between the power semiconductor module 3 and the capacitor 8.

さらに、制御回路１２においては、直流電圧Edを制御するために、直流電圧Edの検出信号Dと直流電圧指令信号Ed^*との差分を調節器（PI調節器など）AVRに入力し、その出力信号Ａと信号発生器TRからの三角波Tとを比較器CP1にて比較し、その比較結果をIGBT４，５のオン・オフ信号SP（PWM信号：パルス幅変調信号）として出力する。また、反転器INは信号SPを反転した信号SRを出力する。 Further, in the control circuit 12, in order to control the DC voltage Ed, the difference between the detection signal D of the DC voltage Ed and the DC voltage command signal Ed ^* is input to the regulator (PI controller, etc.) AVR, and the output thereof The signal CP is compared with the triangular wave T from the signal generator TR by the comparator CP1, and the comparison result is output as the on / off signal SP (PWM signal: pulse width modulation signal) of the IGBTs 4 and 5. The inverter IN outputs a signal SR obtained by inverting the signal SP.

図２において、直流電圧源１から負荷９に電力を供給する場合は、IGBT５をオン・オフさせることで、下記（１）式に基づく昇圧動作が行なわれる。
Ｅｄ＝（１／（１−α））Ｖｂ…（１）
図３（ａ），３（ｂ）にIGBT５がオンまたはオフしている場合の電流経路（点線参照）を、また、図４（ａ），４（ｂ）にIGBT５のオン・オフ指令信号に基づく、ＤＣリアクトル２の電流波形例を示す。図４（ａ）は重負荷の場合、図４（ｂ）は軽負荷の場合で、ＤＣリアクトル２の電流値が増加しているときはIGBT５がオン、減少しているときはIGBT５がオフしているときである。 In FIG. 2, when power is supplied from the DC voltage source 1 to the load 9, the boosting operation based on the following equation (1) is performed by turning on and off the IGBT 5.
Ed = (1 / (1-α)) Vb (1)
3 (a) and 3 (b) show the current path (see the dotted line) when the IGBT 5 is on or off, and FIGS. 4 (a) and 4 (b) show the IGBT 5 on / off command signal. A current waveform example of the DC reactor 2 is shown. 4A shows a heavy load case, and FIG. 4B shows a light load case. When the current value of the DC reactor 2 is increasing, the IGBT 5 is turned on, and when it is decreasing, the IGBT 5 is turned off. When you are.

特開２００５−３１８７４３号公報JP 2005-318743 A

図５に、IGBT５がターンオンする（ダイオード６が逆回復する）際の、ダイオード６の電流波形（Ｉ_R）と、ダイオード６のカソード・アノード間電圧波形（Ｖ_R）とを示す。図５（ａ）がIGBT５のターンオン電流値が大きい場合であり、図５（ｂ）は小さい場合である。 FIG. 5 shows the current waveform (I _R ) of the diode 6 and the cathode-anode voltage waveform (V _R ) of the diode 6 when the IGBT 5 is turned on (the diode 6 is reversely recovered). 5A shows a case where the turn-on current value of the IGBT 5 is large, and FIG. 5B shows a case where the turn-on current value is small.

図示のように、一般にダイオードは対向アームのIGBTのターンオン電流値（逆回復する際のダイオード電流値）が小さくなると、ダイオード自身の特性と配線インダクタンス（図２の符号１４参照）の影響で、逆回復電圧波形（Ｖ_R）は図５（ｂ）のように、振動的となり高サージ電圧Ｖ_Rpeakが発生する。また、IGBTターンオン時の電流ｉと高サージ電圧Ｖ_Rpeakとは、例えば図６のような関係にあり、ある小電流領域で高くなることが知られている。 As shown in the figure, in general, when the turn-on current value of the IGBT of the opposite arm (the diode current value during reverse recovery) decreases, the diode reverses due to the characteristics of the diode itself and the wiring inductance (see reference numeral 14 in FIG. 2). The recovery voltage waveform (V _R ) becomes oscillating as shown in FIG. 5B, and a high surge voltage V _Rpeak is generated. Further, the current i at the time of IGBT turn-on and the high surge voltage V _Rpeak have a relationship as shown in FIG. 6, for example, and are known to increase in a small current region.

ところで、従来のような制御方式では、図７のように、ＤＣリアクトルを流れている電流が減少している際の電流値を管理していないため、小電流でIGBTがターンオンするケースも発生し得る。そのため、図５（ｂ）のような波形の発生を考慮した耐圧設計や、ノイズ設計をする必要があり、結果として高耐圧IGBTモジュール適用の必要性や、ノイズフィルタの大型化と言うような問題が発生し、システムがコストアップする要因ともなっている。 By the way, in the conventional control method, as shown in FIG. 7, the current value when the current flowing through the DC reactor is not managed is not managed, so there is a case where the IGBT is turned on with a small current. obtain. Therefore, it is necessary to design withstand voltage and noise considering the generation of waveforms as shown in FIG. 5B, resulting in the necessity of applying a high withstand voltage IGBT module and increasing the size of the noise filter. This is a factor that increases the cost of the system.

したがって、この発明の課題は、ダイオード逆回復時のサージ電圧と振動成分の低減を可能とし、IGBTモジュールの低耐圧化とノイズフィルタの小型化を図ることにある。 Accordingly, an object of the present invention is to reduce the surge voltage and vibration component during reverse recovery of the diode, and to reduce the breakdown voltage of the IGBT module and the size of the noise filter.

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電圧源から直流リアクトルと電力用半導体素子とを用いて、高電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式において、
前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内か否かを判断する判定手段を設け、前記電力用半導体素子をターンオンさせる際に、前記判定手段により前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内にあると判断されたときは、前記電力用半導体素子のオン指令信号を無効とすることを特徴とする。 In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, in a control system of a DC / DC conversion circuit that converts a DC voltage source into a high voltage DC using a DC reactor and a power semiconductor element,
A determination unit is provided for determining whether or not a current value flowing through the DC reactor is within a certain setting range, and the current value flowing through the DC reactor by the determination unit when the power semiconductor element is turned on. Is determined to be within a certain setting range, the ON command signal of the power semiconductor element is invalidated.

この発明によれば、ダイオード逆回復時のサージ電圧値の低減や、振動成分の低減が可能となるため、従来方式に比してIGBTモジュールの低耐圧化と、発生ノイズの低減によるノイズフィルタの小型化が可能となり、結果としてシステムの高信頼化や低コスト化が可能になるという利点がもたらされる。 According to the present invention, it is possible to reduce the surge voltage value during reverse recovery of the diode and to reduce the vibration component. Therefore, compared to the conventional method, the IGBT module has a lower withstand voltage and a noise filter by reducing generated noise. The size can be reduced, and as a result, there is an advantage that the system can be highly reliable and cost can be reduced.

図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
図からも明らかなように、図２の制御回路１２に対し、アンド回路AN1，AN3とナンド回路AN2とＳＲフリップフロップ回路FFと比較器CP2，3等を付加した制御回路１２Ａを設けた点が特徴である。
従って、ＤＣリアクトル２に流れている電流を検出器１３にて検出した信号SIが、比較器CP2，3の設定値SE1，SE2にて定まる或る設定範囲内（逆回復時のサージ電圧が高くなる電流範囲）のときは、アンド回路AN3の出力はハイ（Ｈ）レベルとなる。 FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
As is apparent from the figure, the control circuit 12 in FIG. 2 is provided with a control circuit 12A to which AND circuits AN1, AN3, a NAND circuit AN2, an SR flip-flop circuit FF, comparators CP2, 3 and the like are added. It is a feature.
Accordingly, the signal SI obtained by detecting the current flowing through the DC reactor 2 with the detector 13 is within a certain setting range determined by the set values SE1 and SE2 of the comparators CP2 and CP3 (the surge voltage during reverse recovery is high). The output of the AND circuit AN3 is at a high (H) level.

一方、ＳＲフリップフロップ回路FFは、比較器CP1の出力信号がロー（Ｌ）の場合にセットされ、PWM信号SPが“Ｈ”でリセットされる。つまり、IGBT５にオフ指令が入力されている間は、回路FFの出力はハイ（Ｈ）レベルとなる。従って、ナンド回路AN2からは、アンド回路AN3の出力信号と回路FFの出力信号が同時にＨレベルのときにＬレベルの信号が出力され、アンド回路AN1に入力される。アンド回路AN1では、入力信号SPとナンド回路AN2からの信号STが同時にＨレベルにならないと、Ｈレベルの信号を出力しない。 On the other hand, the SR flip-flop circuit FF is set when the output signal of the comparator CP1 is low (L), and the PWM signal SP is reset to “H”. That is, while the OFF command is input to the IGBT 5, the output of the circuit FF is at a high (H) level. Therefore, when the output signal of the AND circuit AN3 and the output signal of the circuit FF are simultaneously at the H level, the NAND circuit AN2 outputs an L level signal and inputs it to the AND circuit AN1. The AND circuit AN1 does not output an H level signal unless the input signal SP and the signal ST from the NAND circuit AN2 simultaneously become H level.

すなわち、IGBT５がオフ期間中において、従来の制御回路１２から出力されるオン指令信号SPと、ＤＣリアクトル電流が或る設定範囲外のときＨとなる信号STが同時にＨレベルにならないと、IGBT５のターンオン指令信号は出力されない構成となっている。
これにより、IGBT５がオフ時において、ＤＣリアクトル電流が或る設定範囲内の場合は、IGBT５のターンオン指令信号は出力されないこと（無効）になる。その結果、ＤＣリアクトル電流が概ね０Ａまたは或る設定範囲外になるまで、遅延されることになる。
なお、以上ではハード回路で構成したが、ソフト的に実現することも可能であるのは言うまでもない。 That is, when the IGBT 5 is in the OFF period, the ON command signal SP output from the conventional control circuit 12 and the signal ST that becomes H when the DC reactor current is outside a certain setting range do not become H level at the same time. The turn-on command signal is not output.
As a result, when the IGBT 5 is off and the DC reactor current is within a certain setting range, the turn-on command signal of the IGBT 5 is not output (invalid). As a result, the DC reactor current is delayed until it becomes approximately 0 A or out of a certain setting range.
In addition, although it comprised with the hardware circuit above, it cannot be overemphasized that it is also realizable in software.

この発明の実施の形態を示す回路図Circuit diagram showing an embodiment of the present invention 従来例を示す回路図Circuit diagram showing a conventional example 図２で素子５がオンまたはオフ時の電流経路を説明する説明図FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining a current path when the element 5 is on or off. 図２におけるＤＣリアクトル２の電流波形例とIGBTオン・オフ指令信号との関係を示す波形図Waveform diagram showing the relationship between the current waveform example of the DC reactor 2 in FIG. 2 and the IGBT on / off command signal 図２における逆回復時のダイオード電流，電圧波形図Figure 2 shows diode current and voltage waveforms during reverse recovery. 図２のIGBTターンオン電流とサージ電圧の関係説明図2 is an explanatory diagram of the relationship between the IGBT turn-on current and surge voltage. 図２のＤＣリアクトル電流波形とIGBTオン・オフ指令信号の関係説明図2 is an explanatory diagram of the relationship between the DC reactor current waveform of FIG. 2 and the IGBT on / off command signal.

符号の説明Explanation of symbols

１…直流電源（Ｖｂ）、２…昇圧用ＤＣ（直流）リアクトル、３…電力用半導体モジュール、４，５…IGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、６，７…ダイオード、８…コンデンサ、９…負荷、１０，１１…ゲート駆動回路、１２，１２ａ…制御回路、１３…電流検出器、１４…配線インダクタンス、AVR…調節器、TR…信号発生器、IN…反転器、CP1〜CP3…比較器、AN1，AN3…アンド回路、AN2…ナンド回路、FF…フリップフロップ回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply (Vb), 2 ... Boosting DC (direct current) reactor, 3 ... Power semiconductor module, 4, 5 ... IGBT (insulated gate bipolar transistor), 6, 7 ... Diode, 8 ... Capacitor, 9 ... Load DESCRIPTION OF SYMBOLS 10,11 ... Gate drive circuit, 12, 12a ... Control circuit, 13 ... Current detector, 14 ... Wiring inductance, AVR ... Regulator, TR ... Signal generator, IN ... Inverter, CP1-CP3 ... Comparator, AN1, AN3 ... AND circuit, AN2 ... NAND circuit, FF ... flip-flop circuit.

Claims

直流電圧源から直流リアクトルと電力用半導体素子とを用いて、高電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式において、
前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内か否かを判断する判定手段を設け、前記電力用半導体素子をターンオンさせる際に、前記判定手段により前記直流リアクトルに流れている電流値が或る設定範囲内にあると判断されたときは、前記電力用半導体素子のオン指令信号を無効とすることを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換回路の制御方式。 In a control system of a DC / DC conversion circuit that converts a DC voltage source to a high voltage DC using a DC reactor and a power semiconductor element,
A determination means for determining whether or not a current value flowing through the DC reactor is within a certain setting range, and a current value flowing through the DC reactor by the determination means when the power semiconductor element is turned on. Is determined to be within a certain setting range, the on-command signal of the power semiconductor element is invalidated.