JP5134263B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、該中間電圧を交流に変換するインバータとを有する電力変換装置に関する。

太陽電池又は燃料電池等は直流電圧を生成するが、電力の伝送やモータの駆動のためには交流電圧が好適であり、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置が用いられている。

電力変換装置は、基本的構成として、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、該中間電圧を交流に変換するインバータと、該インバータを制御する制御部が設けられる。

中間電圧は、インバータの入力として十分な電位の一定値の直流となるようにコンバータによって生成され、その電位は常に交流電圧のピーク値以上の電位に維持されている。

インバータはスイッチング素子を含むブリッジ回路を形成している。これらのスイッチング素子は制御部の作用下のＰＷＭ制御により出力電圧がサイン波形となるように微小周期でオン・オフを繰り返す。

ところで、交流電圧がピーク値となるときには中間電圧との差は十分に小さく、スイッチング素子の損失（スイッチング損失や導通損失）は小さいが、交流電圧が０又はその近傍値であるときには、中間電圧との差が交流電圧のピーク値以上であって大きく、スイッチング素子の損失も大きくなる。

このように損失が大きくなることは、コンバータによって生成される中間電圧が一定値に維持されていることに起因している。

一方、コンバータによって生成される中間電圧を出力の交流電圧と同期させて変化することは、特許文献１において提案されている。特許文献１記載のシステムでは、出力電流の歪みを抑制して高調波の発生を低減させることができると、している。

特開平１０−１５５２８０号公報（図５）

上記の特許文献１記載のシステムでは、中間電圧を出力の交流電圧と同期させて変化させているが、該中間電圧は常に交流電圧のピーク値以上に維持されている。つまり、交流電圧が０又はその近傍値であるときには、中間電圧との差が交流電圧のピーク値以上であって、依然、スイッチング素子の損失が大きい。

また、特許文献１記載のシステムでは、中間電圧の変化は直線状であって、一定の傾斜の区間と一定値の区間とから構成されている。このような波形の中間電圧から、滑らかなサイン波形の交流電圧を得るためにインバータのスイッチング素子を複雑な手順でオン・オフ制御しなければならない。

本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、簡便な制御が可能であり、しかも損失が小さい電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、前記中間電圧を交流に変換するインバータと、前記コンバータ及び前記インバータを制御する制御部と、を有し、前記インバータは、負荷に対して第１方向の電流を通電させる第１スイッチング素子対と、逆の第２方向の電流を通電させる第２スイッチング素子対とを備え、前記制御部は、前記コンバータにより前記中間電圧を出力する際、前記中間電圧を、前記交流に変換するための全波整流波形の周期性のある電圧に生成するとともに、前記交流のゼロクロスのタイミングに対応する、前記中間電圧の最も低電圧となる各タイミングを、前記第１スイッチング素子対と前記第２スイッチング素子対の制御を切り替える基準タイミングとし、前記全波整流波形の１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を少なくとも所定時間オンさせるとともに、前記第２スイッチング素子対をオフにし又は前記第１スイッチング素子対よりも短い時間オンにし、前記全波整流波形の他の１つおきの周期では、前記第２スイッチング素子対を少なくとも所定時間オンにするとともに、前記第１スイッチング素子対をオフにし又は前記第２スイッチング素子対よりも短い時間オンにし、前記中間電圧の最も低電圧となる電圧を、前記インバータの出力電圧のピーク値よりも小さく設定することを特徴とする。
この場合、前記コンバータは、前記直流電源の正極と負極との間に設けられる入力側コンデンサと、前記直流電源の正極側から流れでる電流をオンオフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子と前記負極との間に設けられるインダクタと、前記スイッチング素子の出力側と前記インダクタとの接続点にカソードが接続される逆流防止用のダイオードと、前記ダイオードのアノードと前記負極との間に設けられる出力側コンデンサと、を備え、前記制御部は、前記スイッチング素子を、前記全波整流波形の値が小さいときには、オン信号の幅が短くなり、前記全波整流波形の値が大きいときには、オン信号の幅が大きくなるようにチョッピング駆動することで、前記逆流防止用のダイオードのアノード側の電圧を、前記中間電圧の最小値側の電位とし、前記負極側の電圧を、前記中間電圧の最大値側の電位となるようにすることが好ましい。

このように、中間電圧を周期性のある電圧に生成し、交流のゼロクロスのタイミングに対応する、前記中間電圧の最も低電圧となる各タイミングを基準として、第１スイッチング素子対と第２スイッチング素子対で通電方向が切り換えられ、前記交流の出力電圧が簡便に得られる。

また、中間電圧の最も低電圧となる電圧を、出力電圧のピーク値よりも小さく設定することにより、スイッチング素子の両端に印加される電圧が小さくなり、スイッチング素子で生じる損失を抑制することができる。

なお、中間電圧の最も低電圧となるタイミングとは、中間電圧が実質的に低下する箇所であって、ノイズ等の影響により瞬間的に低下するような箇所を含まないことはもちろんである。

この場合、前記中間電圧を全波整流波形としているので、交流でサイン波の出力電圧が簡便に得られる。

前記インバータ回路の前記第１スイッチング素子対及び前記第２スイッチイング素子対への指令信号を方形波電圧で制御して交流を出力してもよい。これにより、中間電圧を適度に減少させ、所望のピーク値又は実効値の出力電圧が得られる。

ゼロクロス近傍で前記指令信号のデューティ比を小さくすることにより、中間電圧に重畳するオフセットの影響を抑制し、適切な形状の出力電圧が得られる。

前記インバータの出力電圧又は前記中間電圧の電圧値を検出する電圧検出手段を備え、前記電圧検出手段によって検出された電圧値に基づいて、前記出力電圧が所定ピーク値又は所定実効値となるように前記インバータ又は前記コンバータを制御をしてもよい。これにより、一層正確なピーク値又は実効値の出力電圧が得られる。

前記制御部は、前記交流のゼロクロスのタイミングに対応する、前記中間電圧の最も低電圧となる各タイミングで、１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を常時オンにし、前記第２スイッチング素子対を常時オフにし、他の１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を常時オフにし、前記第２スイッチング素子対を常時時間オンにしてもよい。これにより、簡便な構成で交流の出力電圧が得られる。

本発明に係る電力変換装置によれば、中間電圧を全波整流波形の周期性のある電圧に生成し、交流のゼロクロスのタイミングに対応する、前記中間電圧の最も低電圧となる各タイミングを基準として、第１スイッチング素子対と第２スイッチング素子対で通電方向を切り換えることにより、前記交流の出力電圧が簡便に得られる。

また、中間電圧の最も低電圧となる電圧を、出力電圧のピーク値よりも小さく設定することにより、スイッチング素子の両端に印加される電圧が小さくなり、スイッチング素子で生じる損失を抑制することができる。

以下、本発明に係る電力変換装置について第１〜第４の実施形態を挙げ、添付の図１〜図１０を参照しながら説明する。

図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１０ａは、直流電源１２から供給される直流の入力電圧Ｖｉの電圧を調整して中間電圧Ｖｍを出力するコンバータ１４と、中間電圧Ｖｍを交流に変換するインバータ１６と、インバータ１６の出力を安定化させる安定化回路１８と、コンバータ１４及びインバータ１６を制御する制御部２０とを有する。

直流電源１２は、例えば太陽電池又は燃料電池等であり、出力する入力電圧Ｖｉは変動しうるが、電力変換装置１０ａの作用により、出力電圧Ｖｏは安定した交流になる。

コンバータ１４は、入力側コンデンサ２４と、インダクタ２６と、出力側コンデンサ２８と、スイッチング素子３０と、逆流を防止するダイオード３２とを有する。入力側コンデンサ２４は、直流電源１２に対して並列に接続され、入力電圧Ｖｉの細かい変動を平滑化する。

スイッチング素子３０（及びスイッチング素子２２ａ〜２２ｄ）は、半導体素子であって、例えば、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、スイッチング素子等が挙げられる。

スイッチング素子３０は、直流電源１２のプラス側ラインに直列に挿入されており、制御部２０の作用下にチョッパ駆動される。スイッチング素子３０には、並列に寄生ダイオード３４が形成されている。

インダクタ２６は、スイッチング素子３０よりも下流側に並列に挿入されており、スイッチング素子３０のチョッパ動作に基づいて起電力を発生する。このインダクタ２６による起電力は直流電源１２のマイナス側のラインが高電位となるように発生し、その電圧はスイッチング素子３０のチョッパ信号により制御可能であって、制御部２０によって制御される。

ダイオード３２は、インダクタ２６の作用によって発生した電力が逆流しないようにするものである。

出力側コンデンサ２８は、インダクタ２６の作用によって発生した電圧を安定化させるためのものである。

このコンバータ１４によって生じる中間電圧Ｖｍは、直流電源１２のマイナス側のラインが高電位となることから、図１では、インバータ１６に対する接続部ではラインをクロスさせて高電位側が上方、停電位側が下方となるように示している。

インバータ１６は、４つのスイッチング素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄを含むブリッジ回路２２を形成している。これらのスイッチング素子２２ａ〜２２ｄは制御部２０の作用下にオン・オフ制御される。スイッチング素子２２ａ〜２２ｄには、それぞれ寄生ダイオード２３が形成されている。インバータ１６のスイッチング素子はスイッチング素子に限らず、トランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等でも良い。

スイッチング素子２２ａ及びスイッチング素子２２ｃのドレインはプラス側ライン３４ａに接続され、スイッチング素子２２ｂ及びスイッチング素子２２ｄのソースはマイナス側ライン３４ｂに接続されている。スイッチング素子２２ａのソースとスイッチング素子２２ｂのドレインとの接続点は第１出力ライン３６ａに分岐しており、スイッチング素子２２ｃのソースとスイッチング素子２２ｄのドレインとの接続点は第２出力ライン３６ｂに分岐している。

安定化回路１８は、第１出力ライン３６ａと第２出力ライン３６ｂに直列に挿入されたインダクタ３８と、該インダクタ３８の下流側に設けられたコンデンサ４０とを有する。安定化回路１８で安定化された出力電圧Ｖｏは、負荷Ｒに供給される。

制御部２０は、コンバータ１４のチョッパ制御を行うコンバータ制御部４２と、インバータ１６の制御を行うインバータ制御部４４とを有する。コンバータ制御部４２とインバータ制御部４４は同期しながらコンバータ１４及びインバータ１６の制御を行う。

コンバータ制御部４２は、サイン波生成部４６と、絶対値回路４８と、増幅器５０と、搬送波生成部５２と、比較器５４及び５６とを有する。サイン波生成部４６は、出力電圧Ｖｏとして得られるべき交流波形と同じ周波数、且つ同じピーク値（つまり、波高値）を有するサイン波形Ｖｓをリアルタイムで生成する。

絶対値回路４８は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓの絶対値を求め、全波整流波形を得る。

増幅器５０は、絶対値回路４８から供給される全波整流波形を増幅する。この増幅率は小さく、例えば１．１倍程度に設定されている。この増幅器５０による増幅は、所望の出力電圧Ｖｏを得るために多少の余裕を設定するために行われる。

搬送波生成部５２は、コンバータ１４をチョッパ駆動する基礎となる高周波の三角波を生成する。搬送波生成部５２が生成する三角波は、最低値が０となりプラス側に振幅する波形となっている。

比較器５４は、増幅器５０から供給される増幅された全波整流波形と搬送波生成部５２から供給される三角波を比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子３０のゲートに供給することにより該スイッチング素子３０をチョッパ駆動する。つまり、全波整流波形の値が小さいときには、比較器５４のオン信号の幅が短くなってインダクタ２６の起電力は小さくなり、全波整流波形の値が大きいときには、比較器５４のオン信号の幅が長くなってインダクタ２６の起電力は大きくなる。このようにして、コンバータ１４は、コンバータ制御部４２の作用下に、サイン波の全波整流波形の中間電圧Ｖｍを生成することになる。

すなわち、従来の電力変換装置におけるコンバータは、中間電圧Ｖｍとして一定の直流電圧を出力するのであるが、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａにおけるコンバータ１４は、サイン波の全波整流波形を生成するという特徴を有する。

比較器５６は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓの正負を判断し、正値であるときに１を出力し、負値であるときに−１を出力してインバータ制御部４４に供給する。

インバータ制御部４４は、搬送波生成部６０と、比較器６２及び６４と、反転器６６、出力反転器６８及び７０を有する。

搬送波生成部６０はインバータ１６をＰＷＭ制御するための基準となる高周波（例えば２０ｋＨｚ）の三角波を生成する部分である。搬送波生成部６０が生成する三角波は、中央値が０でプラス側とマイナス側に１以上で振幅する波形となっている。搬送波生成部６０は搬送波生成部５２から得られる三角波をプラス側とマイナス側が等しいピーク値となるようにシフトして用いてもよい。

比較器６２は、コンバータ制御部４２の比較器５６から供給される正負信号（１又は−１）と搬送波生成部６０から供給される三角波とを比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子２２ａのゲートに供給する。出力反転器６８は比較器６２の出力を反転してスイッチング素子２２ｂのゲートに供給する。つまり、スイッチング素子２２ａとスイッチング素子２２ｂは逆位相で駆動される。

反転器６６は、コンバータ制御部４２の比較器５６から供給される正負信号を反転させて比較器６４に供給する。

比較器６４は、反転器６６から供給される正負信号と搬送波生成部６０から供給される三角波とを比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子２２ｃのゲートに供給する。出力反転器７０は比較器６４の出力を反転してスイッチング素子２２ｄのゲートに供給する。つまり、スイッチング素子２２ｃとスイッチング素子２２ｄは逆位相で駆動される。

また、スイッチング素子２２ａとスイッチング素子２２ｄは同期し、スイッチング素子２２ｂとスイッチング素子２２ｃは同期するので、比較器６２の出力信号でスイッチング素子２２ｄを駆動し、出力反転器６８の出力信号でスイッチング素子２２ｄを駆動してもよい（図６参照）。

インバータ制御部４４によれば、コンバータ制御部４２のサイン波生成部４６が生成するサイン波が正値であるときには、スイッチング素子２２ａとスイッチング素子２２ｄが高い値の一定のデューティ比でＰＷＭ駆動され、スイッチング素子２２ｂ及び２２ｃは小さい値の一定のデューティ比でＰＷＭ駆動される。このインバータ１６は、いわゆる相補ＰＷＭで駆動される。

これにより、中間電圧Ｖｍのピーク値をやや抑えて所望のピーク値の出力電圧Ｖｏが得られる。中間電圧Ｖｍのピーク値は増幅器５０によって出力電圧Ｖｏのピーク値の１．１倍程度に調整されているが、実際には損失もあることからインバータ１６に入力され、全波整流波形のピーク値は所望の出力電圧Ｖｏの例えば１．０５倍程度になる。この場合、デューティ比は全波整流波形のピーク値はに対して出力電圧Ｖｏのピーク値が１／１．０５となるように設定する。

これにより、デューティ比に応じて電流はプラスラインからスイッチング素子２２ａ、第１出力ライン３６ａ、負荷Ｒ、第２出力ライン３６ｂ及びスイッチング素子２２ｄを通りマイナスラインに通電する（第１の方向）。

また、サイン波が負値であるときには、スイッチング素子２２ｂとスイッチング素子２２ｃが高い値の一定のデューティ比でＰＷＭ駆動され、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄ低い値の一定のデューティ比でＰＷＭ駆動される。これにより、デューティ比に応じて電流はプラスラインからスイッチング素子２２ｃ、第１出力ライン３６ａ、負荷Ｒ、第２出力ライン３６ｂ及びスイッチング素子２２ｂを通りマイナスラインに通電する（第２の方向）。

すなわち、コンバータ１４の出力する全波整流波形の中間電圧Ｖｍが０となるタイミングを基準とし、１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを高い値の一定デューティでオンさせ、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを小さい値の一定のデューティでオンにする。他の１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを小さい値の一定のデューティでオンにし、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを高い値の一定のデューティでオンにする。これにより、所望のピーク値である出力電圧Ｖｏが得られる。

従来の電力変換装置におけるインバータは、中間電圧Ｖｍとして一定の直流電圧が入力され、サイン波形を生成するためにデューティ比をリアルタイムで変化させる制御をするのであるが、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａにおけるインバータ１６のスイッチング素子２２ａ〜２２ｄは、サイン波形の正負に応じて一定のデューティで駆動するという簡便な制御で足りる。

また、図２に示すように、絶対値で比較すると中間電圧Ｖｍと出力電圧Ｖｏとの差は常に十分小さく、４つのスイッチング素子２２ａ〜２２ｄを通過する電流によるインバータ１６の損失がそれぞれ十分小さくなる。さらに、コンバータ１４からインバータ１６に対して供給すべき電力の変動が小さいことになり、出力側コンデンサ２８は小容量で足りる。

なお、電力変換装置１０ａにおいて、コンバータ１４のスイッチング素子３０では損失が生じうるのであるが、従来から適度な中間電圧Ｖｍを生成するためにはコンバータにおけるチョッパ動作は必須構成であることから、従来技術と比較してこのコンバータ１４で損失が増大している訳でないことはもちろんである。

図３に電力変換装置１０ａの各部の信号波形を示す。すなわち、サイン波形Ｖｓ、中間電圧Ｖｍ、ソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓ、インダクタ３８を流れる電流Ｉｃ、出力電圧Ｖｏを示す。また、波形Ａは、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄに対するオン・オフ信号であり、波形Ｂは、スイッチング素子２２ｂ及び２２ｃに対するオン・オフ信号である。波形Ａ及びＢは上方がオン、下方がオフである。

図３から了解されるように、電力変換装置１０ａによれば相当に正確なサイン波形で交流の出力電圧Ｖｏが得られる。

図４に、図３における時刻ｔ１の拡大波形を示す。時刻ｔ１は、中間電圧Ｖｍがピーク値となる時刻である。

ここで、電力変換装置１０ａのインバータ１６における各損失を求める。スイッチング素子２２ａ（以下、他のスイッチング素子２２ｂ〜２２ｄも同様である。）のオフ時のスイッチング損失Ｐ_SW#OFFは、Ｐ_SW#OFF＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｆｆ×ｆ＝１２７．０[Ｖ]×１５．６[Ａ]×２７０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝１０．７[Ｗ]である。ここでＴｏｆｆはターンオフ時間であり、ｆは搬送波の周波数である。

スイッチング素子２２ａのオン時のスイッチング損失Ｐ_SW#ONは、Ｐ_SW#ON＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｎ×ｆ＝１６６．６[Ｖ]×１３．７[Ａ]×６０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝２．７[Ｗ]である。ここでＴｏｎはターンオン時間である。

スイッチング素子２２ａの導通損失Ｐｄｓは、Ｐｄｓ＝ｒ×Ｉａｖｅ×（Ｔ−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×ｆ＝０．０５２［Ω］×（１５．６＋１３．７）／２［Ａ］×（５０［μｓ］−（２７０＋６０）［ｎｓ］）×２０［ｋＨｚ］＝１１．１[Ｗ]である。ここで、ｒはスイッチング素子２２ａの導通抵抗である。

一方、従来技術のように中間電圧Ｖｍを一定値に維持する場合については図示を省略するが、同様の計算を行うことにより、Ｐ_SW#OFF＝１２．７[Ｗ]、Ｐ_SW#ON＝２．７[Ｗ]、Ｐｄｓ＝１０．３[Ｗ]となる。

このように、時刻ｔ１においては、従来技術に係る電力変換装置と、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａでは、インバータにおけるスイッチング素子の損失に顕著な差はない。

次に、図５に、図３における時刻ｔ２の拡大波形を示す。時刻ｔ２は、中間電圧Ｖｍが０近傍値となる時刻である。

時刻ｔ１の場合と同様に時刻ｔ２における電力変換装置１０ａのインバータ１６の各損失を求める。スイッチング素子２２ａのオフ時のスイッチング損失Ｐ_SW#OFFは、Ｐ_SW#OFF＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｆｆ×ｆ＝１６．６[Ｖ]×０．８[Ａ]×２７０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝０．０７[Ｗ]である。

スイッチング素子２２ａのオン時のスイッチング損失Ｐ_SW#ONは、Ｐ_SW#ON＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｎ×ｆ＝１８．７[Ｖ]×０．６[Ａ]×６０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝０．０１[Ｗ]である。

スイッチング素子２２ａの導通損失Ｐｄｓは、Ｐｄｓ＝ｒ×Ｉａｖｅ×（Ｔ−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×ｆ＝０．０５２［Ω］×（０．８＋０．６）／２［Ａ］×（５０［μｓ］−（２７０＋６０）［ｎｓ］）×２０［ｋＨｚ］＝０．０３[Ｗ]である。

一方、従来技術のように中間電圧Ｖｍを一定値に維持する場合については図示を省略するが、同様の計算を行うことにより、Ｐ_SW#OFF＝５．９[Ｗ]、Ｐ_SW#ON＝１．３[Ｗ]、Ｐｄｓ＝２．３[Ｗ]となる。

このように、時刻ｔ２においては、従来技術に係る電力変換装置と比較して、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａでは、損失が大幅に低減していることが確認できる。これは、電力変換装置１０ａでは、時刻ｔ２においてＶｄｓが１６．６[Ｖ]又は１８．７[Ｖ]と低電圧になっているのに対して、従来技術に係る電力変換装置では、中間電圧Ｖｍが常に出力電圧Ｖｏのピーク値以上となっていることからＶｄｓが１６０［Ｖ］程度に維持されることに起因している。

このような効果は、周期性のある中間電圧Ｖｍの最も低い電圧が出力電圧Ｖｏのピーク値よりも低い電圧に設定されていることによってＶｄｓが十分に小さくなって、顕著である。

次に、第２の実施形態に係る電力変換装置１０ｂについて説明する。以下、電力変換装置１０ｂ〜１０ｄについて、第１の実施形態に係る電力変換装置１０ａと同構成の箇所については同符号を付して、その詳細な説明を省略する。

図６に示すように、電力変換装置１０ｂは、出力電圧Ｖｏの電圧を検出するセンサ８０と、該センサ８０の信号から出力電圧Ｖｏのピーク値を検出するピーク検出器８２と、該ピーク値に基づいてコンバータ制御部４２の比較器５６の正負信号を調整するデューティコントロール部８４とを有する。

デューティコントロール部８４は、ピーク値が所望の値よりも低いときには、該ピーク値に応じて比較器５６の正負信号（１又は−１）をより高く（例えば０．９又は−０．９）設定して比較器６２に供給する。これにより、出力電圧Ｖｏはピーク値が大きくなり所望の値に近づき、一致する。逆に、ピーク値が所望の値よりも高いときには、該ピーク値に応じて比較器５６の正負信号（１又は−１）をより低く（例えば１．１又は−１．１）設定して比較器６２に供給する。これにより、出力電圧Ｖｏはピーク値が小さくなり所望の値に近づき、一致する。つまり、デューティコントロール部８４はフィードバック作用を奏する。デューティコントロール部８４は、必ずしもピーク値に基づく処理ではなく、例えば実効値に基づいて同様の処理を行ってもよい。この場合、センサ８０は交流型電圧計でもよい。センサ８０は、必ずしも出力電圧Ｖｏを検出するのではなく、例えば中間電圧Ｖｍを検出することによっても相当に高精度の出力電圧Ｖｏが得られる。

次に、第３の実施形態に係る電力変換装置１０ｃについて説明する。

図７に示すように、電力変換装置１０ｃでは、デューティコントロール部８４は、コンバータ制御部４２の増幅器５０に接続されており、出力電圧Ｖｏのピーク値に基づいて、増幅器５０の増幅率を調整する。

また、電力変換装置１０ｃは、比較器５６の正負信号（１又は−１）を１又は０の信号に変換するバッファ８６を有する。バッファ８６の出力信号は、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄを駆動するとともに、出力反転器６８を介してスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを駆動する。すなわち、電力変換装置１０ｃは、コンバータ１４の出力する全波整流波形の中間電圧Ｖｍが０となるタイミングを基準とし、図８の波形Ａ及びＢに示すように、１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄが常時オンとし、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを常時オフにする。他の１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを常時オフにし、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを常時オンにする。

電力変換装置１０ｃのインバータ１６内では、ピーク値を調整する機能はなく、中間電圧Ｖｍの波形が極性だけ調整されてそのまま出力電圧Ｖｏとして出力されることになるが、センサ８０の検出信号に基づいて全波整流波形の中間電圧Ｖｍを調整するので、結局、所望のピーク値の出力電圧Ｖｏが得られる。

また、インバータ制御部４４では、搬送波生成部６０や比較器６２（図６参照）が不要であり、構成が簡便である。なお、直流電源１２の出力がある程度安定しており、又は出力電圧Ｖｏの精度が特に要求されない場合等においては、センサ８０及びデューティコントロール部８４を省略してもよい。

次に、第４の実施形態に係る電力変換装置１０ｄについて説明する。

図９に示すように、電力変換装置１０ｄは、電力変換装置１０ｂ（図６参照）に対してオフセット検出器９０をさらに設けたものである。オフセット検出器９０は、センサ８０の信号に基づいて、中間電圧ＶｍのオフセットＶｆ（図１０参照）による影響を検出してデューティコントロール部８４に供給する。センサ８０は、中間電圧Ｖｍを直接に検出するように構成してもよい。

デューティコントロール部８４では、オフセット検出器９０の作用下に中間電圧ＶｍにオフセットＶｆが存在することを認識したときには、中間電圧Ｖｍの最低電圧となる時刻の近傍、つまり出力電圧Ｖｏのゼロクロスの時刻の近傍でデューティ比を小さく設定し、出力電圧ＶｏにオフセットＶｆによる歪みが表れないように制御する。

すなわち、中間電圧Ｖｍは、理想的には最低値が０となる全波整流波形であることが好ましいが、実際には図１０に示すように、多少のオフセットＶｆが重畳することがある。この場合にはインバータ１６において中間電圧Ｖｍを一定比率で減少させると、オフセットＶｆの影響により出力電圧Ｖｏに歪みが生じ得る。

電力変換装置１０ｄにおいては、このような歪みを抑制して、適切な波形の出力電圧Ｖｏするために、デューティコントロール部８４により、波形Ａ及びＢで示すように、出力電圧Ｖｏのゼロクロスに近い期間でデューティ比Ｄを連続的に変化させ、特にゼロクロスの極近傍ではデューティ比を十分に小さく設定する。これにより、概念的には、中間電圧Ｖｍが仮想線で示すように制限されて略サイン波形となることと等価となり、オフセットＶｆによる歪みを十分に抑制することができる。

デューティ比Ｄの変化は、例えば図１０に示すようにゼロクロスの近辺で直線的に変化させると、制御手順が簡便となる。

電力変換装置１０ｄでは、中間電圧ＶｍにオフセットＶｆが含まれていることが予め分かっている場合にはオフセット検出器９０を省略し、デューティコントロール部８４が自律的にデューティ比制御をしてもよい。

上述したように、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａ〜１０ｄによれば、中間電圧Ｖｍを周期性のある電圧に生成し、前の周期と同位相となるタイミング（上記の各実施例では最も低電圧となるタイミング）を基準として、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄとスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃで通電方向を切り換えることにより、交流の出力電圧Ｖｏが簡便に得られる。

また、中間電圧Ｖｍの最も低電圧となる電圧を、少なくとも出力電圧Ｖｏのピーク値Ｖｐ（図２参照）よりも小さく設定することにより、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄの両端に印加される電圧Ｖｄｓが小さくなり、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄで生じる損失を抑制することができる。

本発明に係る電力変換装置は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。 中間電圧と出力電圧とを示す図である。 第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部の波形のタイムチャートである。 ピーク値の近傍における各部の波形のタイムチャートである。 ゼロクロスの近傍における各部の波形のタイムチャートである。 第２の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第３の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第３の実施の形態に係る電力変換装置の各部の波形のタイムチャートである。 第４の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。 第４の実施の形態に係る電力変換装置の各部の波形のタイムチャートである。

符号の説明

１０ａ〜１０ｄ…電力変換装置 １２…直流電源
１４…コンバータ １６…インバータ
１８…安定化回路 ２０…制御部
２２…ブリッジ回路 ２２ａ〜２２ｄ、３０…スイッチング素子
４２…コンバータ制御部 ４４…インバータ制御部
８０…センサ ８２…ピーク検出器
８４…デューティコントロール部 ９０…オフセット検出器
Ｌ…負荷 Ｖｄｓ…ソース・ドレイン間電圧
Ｖｆ…オフセット Ｖｉ…入力電圧
Ｖｍ…中間電圧 Ｖｏ…出力電圧

Claims (6)

1. 直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、
   前記中間電圧を交流に変換するインバータと、
   前記コンバータ及び前記インバータを制御する制御部と、
   を有し、
   前記インバータは、負荷に対して第１方向の電流を通電させる第１スイッチング素子対と、逆の第２方向の電流を通電させる第２スイッチング素子対とを備え、
   前記制御部は、
   前記コンバータにより前記中間電圧を出力する際、前記中間電圧を、前記交流に変換するための全波整流波形の周期性のある電圧に生成するとともに、
   前記交流のゼロクロスのタイミングに対応する、前記中間電圧の最も低電圧となる各タイミングを、前記第１スイッチング素子対と前記第２スイッチング素子対の制御を切り替える基準タイミングとし、前記全波整流波形の１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を少なくとも所定時間オンさせるとともに、前記第２スイッチング素子対をオフにし又は前記第１スイッチング素子対よりも短い時間オンにし、
   前記全波整流波形の他の１つおきの周期では、前記第２スイッチング素子対を少なくとも所定時間オンにするとともに、前記第１スイッチング素子対をオフにし又は前記第２スイッチング素子対よりも短い時間オンにし、
   前記中間電圧の最も低電圧となる電圧を、前記インバータの出力電圧のピーク値よりも小さく設定する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記コンバータは、
   前記直流電源の正極と負極との間に設けられる入力側コンデンサと、
   前記直流電源の正極側から流れでる電流をオンオフするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と前記負極との間に設けられるインダクタと、
   前記スイッチング素子の出力側と前記インダクタとの接続点にカソードが接続される逆流防止用のダイオードと、
   前記ダイオードのアノードと前記負極との間に設けられる出力側コンデンサと、を備え、
   前記制御部は、
   前記スイッチング素子を、前記全波整流波形の値が小さいときには、オン信号の幅が短くなり、前記全波整流波形の値が大きいときには、オン信号の幅が大きくなるようにチョッピング駆動することで、前記逆流防止用のダイオードのアノード側の電圧を、前記中間電圧の最小値側の電位とし、前記負極側の電圧を、前記中間電圧の最大値側の電位となるようにした
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記インバータ回路の前記第１スイッチング素子対及び前記第２スイッチング素子対への指令信号を方形波電圧で制御して前記交流を出力することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記交流の前記ゼロクロス近傍で前記指令信号のデューティ比を小さくすることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記インバータの出力電圧又は前記中間電圧の電圧値を検出する電圧検出手段を備え、
   前記電圧検出手段によって検出された電圧値に基づいて、前記出力電圧が所定ピーク値又は所定実効値となるように前記インバータ又は前記コンバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を常時オンにし、前記第２スイッチング素子対を常時オフにし、
   前記他の１つおきの周期では、前記第１スイッチング素子対を常時オフにし、前記第２スイッチング素子対を常時オンにすることを特徴とする電力変換装置。

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