JP2006115609A - コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としないで、電源電圧の変動に応じて整流後の電圧を制御する。
【解決手段】平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖ_ｄｃに比例した量でｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を生成する。ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零として、これに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を生成する。ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊に基づいてパルス幅変調部６０５がパルス幅変調を行い、パルス幅変調コンバータ３のスイッチングを制御する信号を生成する。
【選択図】図１

Description

この発明はコンバータの制御技術に関し、特にパルス幅変調されたスイッチング信号に基づいて動作するコンバータを制御する技術に関する。

多相交流電源から得られた交流電圧を整流して出力するコンバータとして、いわゆるＰＷＭコンバータがある。ＰＷＭコンバータはパルス幅変調されたスイッチング信号に基づいて動作するコンバータである。通常、多相交流電源との間にリアクトルが介在し、整流された電圧が平滑コンデンサに印加される。かかる技術は例えば特許文献１に紹介されている。平滑コンデンサには通常、更に直流負荷に接続される。直流負荷にはインバータと交流負荷との組も含まれうる。

ＰＷＭコンバータにおいては、平滑コンデンサが支持する整流された電圧（以下「両端電圧」と称す）よりも、電源電圧の波高値が大きい場合、ＰＷＭコンバータが有するフリーホイールダイオードが導通することになり、ＰＷＭコンバータに入力する電流に歪みが生じる。

このような事態を回避するため、電源電圧の波高値を検出し、これに両端電圧が追従するように制御する方式も提案されている。かかる技術は例えば特許文献２に紹介されている。

特開平１−２９８９５９号公報 特開平１１−２３５０６８号公報

しかしながら、電源電圧の波高値を検出するためには、そのための機構を別途に必要とする。例えば交流電圧を検出する手段、更に検出された交流電圧の波高値を検出する手段などである。

他方、電源変動範囲に対応して、予め両端電圧を電源電圧について想定される最大値に整合して設定することも考えられる。しかし、複数の定格値に対応するコンバータについては、小さな定格値で動作する場合には必要以上の両端電圧が発生する。これはコンバータのスイッチング素子での損失を増大させ、効率が低下する。

この発明はこのような課題を解決するため、電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要とせず、また複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる、コンバータの制御技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様は、リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する方法である。前記平滑コンデンサの両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を検出する。前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と位相が直交する成分を、第１相電流（Ｉ_ｄ）として求める。前記両端電圧に基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）を求める。前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊）とに基づいて、前記交流入力電圧の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊）を求める。前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて前記パルス幅変調コンバータを制御する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電流の指令値（Ｉ_ｄ ^＊）は零に設定される。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は前記両端電圧を第１定数（ｋ_ｉｎｖ／√２）倍して得られ、前記第１定数の上限値は前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記第１相電流（Ｉ_ｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩ_ｄ）を差し引いて補正される。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第５の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と同位相の成分を、第２相電流（Ｉ_ｑ）として求め、前記第１相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記第２相電流に正の第２定数（Ｒ_ｄｕｍｐ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を更に差し引いて補正される。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第６の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第１相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を差し引いて補正される。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第７の態様は、第６の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第１相電流についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ω_ｎ）の逆数に選定される。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第１の態様は、リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する装置（６）である。前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と位相が直交する成分を第１相電流（Ｉ_ｄ）として求める座標変換部（６０３）と、前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊）とに基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊）を求める電流制御部（６０４）と、前記両端電圧及び前記第１相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御するパルス幅変調部（６０５）とを備える。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第１相電流の指令値（Ｉ_ｄ ^＊）は零に設定される。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を第１定数（ｋ_ｉｎｖ／√２）倍して、前記交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）を出力する第１乗算部（６０７）を更に備える。前記パルス幅変調部（６０５）は、前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御する。前記第１定数の上限値は、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第４の態様は、第２の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第１相電流（Ｉ_ｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩ_ｄ）を求める第２乗算部（６０７）と、前記第１乗算部の出力を、前記第２乗算部の出力によって差し引いて補正する第１減算部（６１０）とを更に備える。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第５の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と同位相の成分が、前記座標変換部（６０３）において第２相電流（Ｉ_ｑ）として求められる。そして前記第２相電流と正の第２定数（Ｒ_ｄｕｍｐ）との積（ΔＶ_ｑ ^＊）を求める第３乗算部（６１２）を更に備え、前記第１減算部（６１０）は前記第１乗算部の出力を、前記第３乗算部の出力によって更に差し引いて補正する。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第６の態様は、第４の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を求める微分部（６１３）を更に備え、前記第１減算部（６１０）は、前記第１乗算部の出力を、前記微分部の出力によって更に差し引いて補正する。

この発明にかかるコンバータの制御装置（６）の第７の態様は、第６の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ω_ｎ）の逆数に選定される。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第１の態様によれば、多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の、交流電源電圧（Ｖ_ｓ）の位相と同位相の成分（Ｉ_ｑ）や、平滑コンデンサ（４）の両端電圧（Ｖ_ｄｃ）について、これらの指令値を採用せず、従って陽に制御はしない。その代わりに両端電圧に基づいて第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）を決定するので、交流電源電圧が変動して両端電圧が変動しても、多相交流電源に流れる電流に歪みが生じない。従って複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる。しかも電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としない。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第２の態様によれば、無効電力を零とする制御を行って、力率を改善することができる。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第３の態様によれば、交流電源電圧（Ｖ_ｓ）とパルス幅変調コンバータ（３）に入力する交流入力電圧（Ｖ_ｉ）との差を、電源リアクトルにおいて発生する電圧（ＺＩ）に担わせることができる。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第４の態様によれば、リアクトル（２）において第１相電流が生成する、交流電源電圧（１）と同位相成分の電圧の影響を、第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）から除去することができる。これにより第２相電流（Ｉ_ｑ）を、交流電源電圧（１）と位相が直交する成分とは独立して制御することができる。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第５の態様によれば、リアクトル（２）の抵抗成分が見かけ上、第２定数で増加するので、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動をダンピングする。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第６の態様によれば、負荷電流（Ｉ_ｄｃ）に基づいて第２相電流（Ｉ_ｑ）を制御する閉ループ特性は、二次遅れ系から一次遅れ系へと次数が下がるので、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動を抑制できる。

この発明にかかるコンバータ制御装置及びコンバータの制御方法のそれぞれの第７の態様によれば、共振時に多相交流電源（１）に流れる電流（Ｉ）の振動をより効果的に抑制できる。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。パルス幅変調コンバータ３は、その入力側がリアクトル２を介して多相交流電源１に接続され、出力側が平滑コンデンサ４に接続される。例えば多相交流電源１は三相交流電源であって、リアクトル２は三つのリアクトルで構成される。

平滑コンデンサ４には並列に負荷５が接続される。当該負荷５は例えば、インバータ及び当該インバータによって制御されるモータが採用される。

リアクトル２に電流Ｉが流れることにより、多相交流電源１が出力する交流電源電圧Ｖ_ｓに対して、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖ_ｉが定まる。図２はこれらの間の関係を示すベクトル図であり、特に力率が１となるようにパルス幅変調コンバータ３が制御された場合を示している。ここでは交流電源電圧Ｖ_ｓと同位相及びこれと直交する位相を、それぞれｑ軸、ｄ軸とする直交座標に採って示している。リアクトル２は、自身に流れる電流の位相に対して９０度進んだ位相で電圧を発生させるので、そのインピダンスをＺとして電圧ＺＩがｄ軸に平行となる。

図３はパルス幅変調コンバータ３の構造を例示する回路図である。パルス幅変調コンバータ３はここでは多相交流電源１が三相である場合に対応した構成を有している。かかる構成は公知であるので詳細は省略する。簡単に説明すると、半導体素子３０１〜３０６は、それぞれスイッチング素子たる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続を有している。これらの半導体素子は各相毎に一対が直列に接続され、その接続点の各々がリアクトル２の３つの要素に接続されている。これらの接続点はパルス幅変調コンバータ３の入力側端群３１として把握される。

各相毎に直列接続された半導体素子３０１〜３０６は、それぞれの両端が平滑コンデンサ４の両端に接続される。平滑コンデンサと接続されたパルス幅変調コンバータ３の端部は、出力側端群３２として把握される。

パルス幅変調コンバータ３は、コンバータ制御装置６によってその動作が制御される。コンバータ制御装置６は、電流検出器６０１、位相検出器６０２、座標変換器６０３、電流制御器６０４、パルス幅変調部６０５、加減算器６０６、乗算器６０７を備えている。詳細は図示しないが、両端電圧Ｖ_ｄｃを測定する手段をコンバータ制御装置６に含めてもよい。

電流検出器６０１は多相交流電源１からパルス幅コンバータ３へと流れる電流Ｉを検出する。位相検出器６０２は多相交流電源１の出力が出力する交流電源電圧Ｖ_ｓの位相を検出する。座標変換器６０３は、電流Ｉをｑ軸及びｄ軸へと三相／二相変換して、それぞれｑ軸電流Ｉ_ｑ及びｄ軸電流Ｉ_ｄを求める。乗算器６０７は、両端電圧Ｖ_ｄｃに正の定数ｋ_ｉｎｖ／√２を乗じて電圧Ｖ_ｓ ^＊を出力する。

加減算器６０６は、ｄ軸電流Ｉ_ｄと、その指令値たるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊との偏差を出力する。当該偏差に基づき、電流制御部６０４はｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を求める。ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊は、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖ_ｉのｄ軸成分についての指令値である。

パルス幅変調部６０５は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及び後述するｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊に基づいてパルス幅変調を行ってパルス信号を生成する。当該パルス信号は、パルス幅変調コンバータ３の、より具体的には半導体素子３０１〜３０６のスイッチング素子のスイッチングを制御する。

かかるスイッチングの結果として、パルス幅変調コンバータ３の入力電圧Ｖ_ｉのｄ軸成分Ｖ_ｄ及びｑ軸成分Ｖ_ｑが下式（１）を満足するように、パルス幅変調部６０５が機能する。ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊に基づいてパルス幅変調を行う技術については公知であるのでここでは詳細は省略する。ここで位相差φは図２に示された角度φを示す。比ｋ_ｓは電圧制御率とも呼ばれる。

本実施の形態において、乗算部６０７が出力する電圧Ｖ_ｓ ^＊がｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊として採用される。ｑ軸を交流電源電圧Ｖ_ｓを同位相に採用する一方、図２で示されるように、リアクトル２のインピダンスＺは電流に対して電圧の位相を９０度進ませる。よってｄ軸電流Ｉ_ｄを零として理想的にはｑ軸電圧Ｖ_ｑと交流電源電圧Ｖ_ｓとは等しくなり、電圧Ｖ_ｓ ^＊を交流電源電圧Ｖ_ｓの指令値として把握することができる。

ｄ軸電流Ｉ_ｄを零とすることにより無効電力を零とし、力率を改善することができる。具体的には加減算器６０６に与えるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零とすればよい。

負荷電力は、両端電圧Ｖ_ｄｃと負荷に流れる電流との積で表される一方、ｄ軸電流Ｉ_ｄを零とすればｑ軸電流Ｉ_ｑと交流電源電圧Ｖ_ｓとの積でも表される。この関係に基づき、従来はｑ軸電流Ｉ_ｑに基づいた制御を用いて両端電圧Ｖ_ｄｃを所定値へ制御することが可能であった。しかし、両端電圧の指令値を電源電圧の波高値√２Ｖ_ｉ以下とすることはできなかった。これはパルス幅変調コンバータ３において昇圧動作のみが可能なためである。

これに対して、本発明ではｋ_ｉｎｖ／√２を１以下の値とすることもできるので、両端電圧Ｖ_ｄｃは、電源電圧の波高値よりも高く設定することができる。

なお、図２に示されるように、入力電圧Ｖ_ｉはリアクトル２での電圧降下ＺＩだけ交流電源電圧Ｖ_ｓと相違する。よって電流が最も多く流れることでＺＩが増大し、位相差φが大きくなっても図２のベクトル図の関係が保たれるよう、定数ｋ_ｉｎｖをある程度大きくしてＶ_ｑ ^＊の大きさを維持する。これにより交流電源電圧Ｖ_ｓと入力電圧Ｖ_ｉとの差を、電源リアクトルにおいて発生する電圧に担わせることができる。

以上のように、本実施の形態では、ｑ軸電流Ｉ_ｑや、両端電圧Ｖ_ｄｃについて、これらの指令値を採用せず、従って陽に制御はしない。よって制御を行うための演算量が少なく、ＣＰＵの演算負荷も低減できる。

その代わりに両端電圧に比例してｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を決定するので、交流電源電圧Ｖ_ｓが変動して両端電圧Ｖ_ｄｃが変動しても、多相交流電源に流れる電流に歪みが生じない。従って複数の定格値に対応するコンバータについても容易に適用できる。しかも電源電圧の波高値を検出するための機構を別途に必要としないので構成が簡易である。

第２の実施の形態．
本実施の形態ではコンバータ制御装置６への非干渉項の追加及び過渡特性の改善について説明する。まず非干渉項の追加することにより、第１の実施の形態で示された構成についての改善点を説明する。

図１において電流Ｉの向きに注意すれば交流電源１とリアクトル２について、モータの基本特性式と類似して、式（２）が得られる。但しリアクトル２のインピダンスＺの抵抗分、インダクタンス分を、それぞれｒ，Ｌとした。またｓは時間微分演算子である。

図４は式（２）に基づいて交流電源１とリアクトル２との等価回路を示すブロック図である。ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊と交流電源電圧Ｖ_ｓとの差がブロック１０１によって一次遅れ系伝達関数でｑ軸電流Ｉ_ｑへ変換される。同様にしてｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊がブロック１０２によって一次遅れ系伝達関数でｄ軸電流Ｉ_ｄへ変換される。

更に、リアクトル２にリアクタンス分ωＬが存在するので、ｄ軸電流Ｉ_ｄ、ｑ軸電流Ｉ_ｑはそれぞれブロック１０３，１０４によって変換された量でｑ軸電圧Ｖ_ｑ，ｄ軸電圧Ｖ_ｄを実質的に変動させることになる。以下、この変動分ωＬＩ_ｄ，（−ωＬＩ_ｑ）をそれぞれｑ軸干渉項、ｄ軸干渉項と称す。

これらの干渉項を予めコンバータ制御装置６が生成するｑ軸電圧Ｖ_ｑ，ｄ軸電圧Ｖ_ｄにおいて差し引いて補償することにより、図１の構成は、ｑ軸、ｄ軸が各々独立した制御系として扱うことができる。

図５は、それぞれｑ軸干渉項ωＬＩ_ｄ、ｄ軸干渉項（−ωＬＩ_ｑ）を生成するブロック６０８，６０９と、干渉項を用いて補償を行う減算器６１０，６１１とを、図１に追加した構成を、部分的に示している。

減算器６１０は、電圧Ｖ_ｓ ^＊からｑ軸干渉項ωＬＩ_ｄを差し引いて、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を生成する。ここで生成されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊は、第１の実施の形態で示されたような電圧Ｖ_ｓ ^＊自体を採用するのではなく、干渉項を差し引く補正を行って得られる、補償済みのｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊である。

同様にして、減算器６１１は、電流制御器６０４の出力からｄ軸干渉項（−ωＬＩ_ｑ）を差し引いて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を生成する。ここで生成されたｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊は、第１の実施の形態で示されたような電流制御器６０４の出力自体を採用するのではなく、干渉項を差し引く補正を行って得られる、補償済みのｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊である。

上述のようにｄ軸電流Ｉ_ｄを零として理想的にはｑ軸電圧Ｖ_ｑと交流電源電圧Ｖ_ｓとは等しくなり、電圧Ｖ_ｓ ^＊を交流電源電圧Ｖ_ｓの指令値として把握することができるので、交流電源１及びリアクトル２における交流電源電圧Ｖ_ｓ（図４）と、コンバータ制御装置６における電圧Ｖ_ｓ ^＊（図５）とは相殺される。またブロック１０３，６０８で生成されたｑ軸干渉項ωＬＩ_ｄは相互に相殺し、ブロック１０４，６０９で生成されたｄ軸干渉項（−ωＬＩ_ｑ）は相互に相殺される。よってｑ軸電流Ｉ_ｑについて、ｄ軸とは独立した閉ループが得られる。

図６はｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図である。ブロック４５の伝達関数は、平滑コンデンサ４と負荷５との並列接続のコンダクタンスを表している。但し平滑コンデンサ４の静電容量をＣ、負荷５の抵抗分をＲ_ｄｃとし、負荷５のリアクタンス分は静電容量Ｃのリアクタンスに対する寄与に含めている。

ブロック４５にはｑ軸電流Ｉ_ｑから負荷電流変動分Ｉ_ｄｃを差し引いて入力する。負荷電流変動分Ｉ_ｄｃは負荷５を定常負荷と見たときに、平滑コンデンサ４から更に引き抜かれる電流を示している。よってブロック４５の出力は両端電圧Ｖ_ｄｃとなる。

図１に示されるように、乗算器６０７は、両端電圧Ｖ_ｄｃに正の定数ｋ_ｉｎｖ／√２を乗じてｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊を出力する。そして図４に示されるようにブロック１０１によってｑ軸電流Ｉ_ｑが得られる。

このようにリアクトル２においてｄ軸電流が生成する、ｑ軸成分の電圧の影響をｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊から除去することができる。これによりｑ軸電流Ｉ_ｑを、ｄ軸成分とは独立して制御することができる。

しかしながら、ブロック１０１と同様に、ブロック４５も一次遅れ要素を含んでいる。そのため、過渡的現象が発生した場合、即ち負荷電流変動分Ｉ_ｄｃが無視できない場合、ｑ軸電流Ｉ_ｑは共振点において大きく乱れることになる。

式（３）は図６に示された閉ループ系の全体の伝達関数を示す。但し簡単のため、ｋ_ｉｎｖ／√２＝１とした。一般にリアクトル２の抵抗分ｒは負荷５の抵抗分Ｒ_ｄｃに対して無視できると考えられるので、共振周波数ω_ｃは式（４）のように近似できる。

このような過渡的現象におけるｑ軸電流Ｉ_ｑの乱れを回避するため、本実施の形態ではリアクトル２の抵抗分ｒを見かけ上増大させ、いわゆるダンピング抵抗として機能させる。

図７は本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成に対して、図５に示されたブロック６０８，６０９、減算器６１０，６１１を追加し、更にブロック６１２を追加した構成を有している。

減算器６１０は図５に示された機能から変形され、電圧Ｖ_ｓ ^＊からｑ軸干渉項ωＬＩ_ｄを差し引き、更に補正量ΔＶ_ｑ ^＊を差し引いてｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を求める。補正量ΔＶ_ｑ ^＊は、本実施の形態においては、ブロック６１２がｑ軸電流Ｉ_ｑに正の定数Ｒ_ｄｕｍｐを乗じて生成する。

図８は本実施の形態について、図６と同様にｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図である。減算器６１０とブロック１０１，６１２は閉ループを構成し、図９に示されるブロック２０１で等価的に表される。つまり、図６と同様の構成であると把握した場合、その見かけ上、リアクトル２の抵抗分が定数Ｒ_ｄｕｍｐだけ増大したことになる。

図１０は本実施の形態の効果を示すボード線図である。ゲインＧ_ｃ，位相φ_ｃは、いずれもＲ_ｄｕｍｐ＝０の場合、ゲインＧ_１，位相φ_１は、いずれもＲ_ｄｕｍｐ＝ｒの場合、ゲインＧ_５，位相φ_５は、いずれもＲ_ｄｕｍｐ＝５ｒの場合を示す。式（４）で近似された共振周波数ω_ｃの近傍におけるゲインの上昇、位相の急変が、ダンピング抵抗の効果によって抑制できることが示されている。

図１１及び図１２は、それぞれ第１の実施の形態及び第２の実施の形態の動作（Ｒ_ｄｕｍｐ＝５ｒの場合）を示すグラフであり、電源電圧の低下、復帰に伴う、電圧や電流の変動を示す。第１の実施の形態の動作では大きく振動していた両端電圧Ｖ_ｄｃやｑ軸電流Ｉ_ｑが、第２の実施の形態の動作では振動することなく変化していることが示されている。

このような効果は、一般に、式（５）で示される伝達関数Ｆ（ｓ）において、減衰定数ξを１以上にして振動を回避できることからも説明できる。

第３の実施の形態．
図１３は本実施の形態における本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成に対して、図５に示されたブロック６０８，６０９、減算器６１０，６１１を追加し、更にブロック６１３を追加した構成を有している。

ブロック６１３は一次進み要素Ｔｓであり、両端電圧Ｖ_ｄｃを入力し、これを時間微分して定数Ｔを乗じ、補正量ΔＶ_ｑ ^＊を出力する。減算器６１０は図５に示された機能から変形され、電圧Ｖ_ｓ ^＊からｑ軸干渉項ωＬＩ_ｄを差し引き、更に補正量ΔＶ_ｑ ^＊を差し引いてｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を求める。

これにより、図６は図１４に示されるブロック図へと変更される。本実施の形態において、ｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図は、図６におけるブロック６０７がブロック２０２に置換された構成となっている。ブロック２０２は、両端電圧Ｖ_ｄｃを一次進み系の伝達関数（ｋ_ｉｎｖ／√２＋Ｔｓ）で変換し、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を得ている。これにより、ｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループは一次遅れ系の伝達関数となる。これにより、電流Ｉの振動を抑制できる。

図１５は本実施の形態の効果を示すボード線図であり、図１４に示されるブロック図の開ループについて示している。ゲインＧ_０，位相φ_０は、いずれもＴ＝０の場合、ゲインＧ_Ｔ，位相φ_Ｔは、いずれもＴ＝１／ω_ｎの場合を示す。但しω_ｎはＴ＝０とした場合の、開ループ伝達関数の共振周波数であり、式（６）で示される。このように開ループでの共振周波数近傍での位相を進めることにより、閉ループでの共振時の振動を効果的に抑制できる。

図１５から、ゲインの高周波側漸近線の傾きの絶対値は４０ｄＢ／decadeから２０ｄＢ／decadeに、ω_ｎでの位相遅れの絶対値は９０度から４５度に、それぞれ減少し、一次遅れ系の伝達関数へと改善されている。

図１６は本実施の形態の効果を示すボード線図であり、図１４に示されるブロック図（閉ループ）について示している。ゲインＧ_ｃ，位相φ_ｃは、いずれもＴ＝０の場合、ゲインＧ_ｎ，位相φ_ｎは、いずれもＴ＝１／ω_ｎの場合を示す。第１の実施の形態に相当する閉ループ伝達関数の共振周波数ω_ｃ近傍でのゲインの上昇、位相の急変が、第３の実施の形態においては（その閉ループ伝達関数の共振周波数の上昇により）緩和されていることがわかる。

図１７は、第３の実施の形態の動作（Ｔ＝１／ω_ｎの場合）を示すグラフであり、電源電圧の低下、復帰に伴う、電圧や電流の変動を示す。第２の実施の形態と同様に、両端電圧Ｖ_ｄｃやｑ軸電流Ｉ_ｑが振動することなく変化していることが示されている。

このように、第２の実施の形態及び第３の実施の形態では、ｑ軸電流指令値に基づいた制御を行わなくても、簡易な構成で、負荷変動に対して高速に応答することができる。

本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。 交流電源電圧Ｖ_ｓと入力電圧Ｖ_ｉとの関係を示すベクトル図である。 パルス幅変調コンバータ３の構造を例示する回路図である。 交流電源１とリアクトル２との等価回路を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を部分的に例示するブロック図である。 本発明の第２の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。 本発明の第２の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ制御装置における等価的なブロックを示す図である。 本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。 本発明の第１の実施の形態の動作を示すグラフである。 本発明の第２の実施の形態の動作を示すグラフである。 本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータ制御装置の構成を例示するブロック図である。 本発明の第３の実施の形態におけるｑ軸電流Ｉ_ｑについての閉ループを示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。 本発明の第２の実施の形態の効果を示すボード線図である。 本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラフである。

符号の説明

１ 多相交流電源
２ リアクトル
３ パルス幅変調コンバータ
４ 平滑コンデンサ
ｋ_ｉｎｖ，Ｒ_ｄｕｍｐ 定数
Ｖ_ｄｃ 両端電圧
Ｖ_ｓ 交流電源電圧
Ｖ_ｑ ^＊ ｑ軸電圧指令値
Ｖ_ｄ ^＊ ｄ軸電圧指令値
Ｉ （多相交流電源１からコンバータ３へと流れる）電流
Ｉ_ｑ ｑ軸電流
Ｉ_ｄ ^＊ ｄ軸電流指令値
ΔＶ_ｑ ^＊ 補正量
ω_ｎ 開ループ伝達関数の共振周波数

Claims (14)

1. リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する方法であって、
   前記平滑コンデンサの両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を検出し、
   前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と位相が直交する成分を、第１相電流（Ｉ_ｄ）として求め、
   前記両端電圧に基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）を求め、
   前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊）とに基づいて、前記交流入力電圧の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊）を求め、
   前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて
   前記パルス幅変調コンバータを制御する、コンバータの制御方法。
2. 前記第１相電流の指令値（Ｉ_ｄ ^＊）は零に設定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
3. 前記第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は前記両端電圧を第１定数（ｋ_ｉｎｖ／√２）倍して得られ、
   前記第１定数の上限値は前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のコンバータの制御方法。
4. 前記第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記第１相電流（Ｉ_ｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩ_ｄ）を差し引いて補正される、請求項２記載のコンバータの制御方法。
5. 前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と同位相の成分を、第２相電流（Ｉ_ｑ）として求め、前記第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記第２相電流に正の第２定数（Ｒ_ｄｕｍｐ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を更に差し引いて補正される、請求項４記載のコンバータの制御方法。
6. 前記第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）は、前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を差し引いて補正される、請求項４記載のコンバータの制御方法。
7. 前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流（Ｉ_ｑ）についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ω_ｎ）の逆数に選定される、請求項６記載のコンバータの制御方法。
8. リアクトル（２）を介して多相交流電源（１）に接続された第１端群（３１）と、平滑コンデンサ（４）に接続された第２端群（３２）とを有するパルス幅変調コンバータ（３）を制御する装置（６）であって、
   前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記多相交流電源が出力する交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と位相が直交する成分を第１相電流（Ｉ_ｄ）として求める座標変換部（６０３）と、
   前記第１相電流と、その指令値たる第１相電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊）とに基づいて、前記パルス幅変調コンバータに入力する交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧の位相と直交する位相成分の指令値である第１相電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊）を求める電流制御部（６０４）と、
   前記両端電圧及び前記第１相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御するパルス幅変調部（６０５）と
   を備える、コンバータの制御装置。
9. 前記第１相電流の指令値（Ｉ_ｄ ^＊）は零に設定される、請求項８記載のコンバータの制御装置（６）。
10. 前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を第１定数（ｋ_ｉｎｖ／√２）倍して、前記交流入力電圧（Ｖ_ｉ）の、前記交流電源電圧と同位相成分の指令値である第２相電圧指令値（Ｖ_ｑ ^＊）を出力する第１乗算部（６０７）
    を更に備え、
    前記パルス幅変調部（６０５）は、前記第１相電圧指令値及び前記第２相電圧指令値に基づいて、前記パルス幅変調コンバータを制御し、
    前記第１定数の上限値は、前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の最大定格によって制限される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のコンバータの制御装置。
11. 前記第１相電流（Ｉ_ｄ）と前記リアクトル（２）のインピダンス（ωＬ）との積（ωＬＩ_ｄ）を求める第２乗算部（６０７）と、
    前記第１乗算部の出力を、前記第２乗算部の出力によって差し引いて補正する第１減算部（６１０）と
    を更に備える、請求項１０記載のコンバータの制御装置（６）。
12. 前記多相交流電源に流れる電流（Ｉ）の、前記交流電源電圧（Ｖ_ｓ）と同位相の成分が、前記座標変換部（６０３）において第２相電流（Ｉ_ｑ）として求められ、
    前記第２相電流と正の第２定数（Ｒ_ｄｕｍｐ）との積（ΔＶ_ｑ ^＊）を求める第３乗算部（６１２）
    を更に備え、
    前記第１減算部（６１０）は前記第１乗算部の出力を、前記第３乗算部の出力によって更に差し引いて補正する、請求項１１記載のコンバータの制御装置（６）。
13. 前記両端電圧（Ｖ_ｄｃ）を微分して第３定数（Ｔ）を乗じた値（ΔＶ_ｑ ^＊）を求める微分部（６１３）
    を更に備え、
    前記第１減算部（６１０）は、
    前記第１乗算部の出力を、前記微分部の出力によって更に差し引いて補正する、請求項１１記載のコンバータの制御装置（６）。
14. 前記第３定数は、前記第３定数を零とした場合における前記第２相電流（Ｉ_ｑ）についての制御系の開ループ伝達関数の共振周波数（ω_ｎ）の逆数に選定される、請求項１３記載のコンバータの制御装置（６）。

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