JPH10127056A - パルス幅変調コンバータ装置 - Google Patents
パルス幅変調コンバータ装置Info
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- JPH10127056A JPH10127056A JP28078796A JP28078796A JPH10127056A JP H10127056 A JPH10127056 A JP H10127056A JP 28078796 A JP28078796 A JP 28078796A JP 28078796 A JP28078796 A JP 28078796A JP H10127056 A JPH10127056 A JP H10127056A
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Abstract
ある場合でも、電源電流の高調波成分を低減し、小型、
軽量、低価格のPWMコンバータ装置を提供する。 【解決手段】 電流検出器10で検出した交流リアクト
ル2の電流iu、iwと、交流電圧検出器8と電源電圧位
相演算器9で検出した電源電圧位相θrとを高調波電流
補償部15に供給し、dq変換して各次高調波成分に対
応した直流量で検出し、出力を各次高調波電流の補償電
圧とし、これを交流量に変換した高調波補償電圧指令Δ
Vu、ΔVv、ΔVwを得、これらを基本波電流制御部1
1から出力されるコンバータの交流側電圧指令Vux、V
vx、Vwxに加算して得た信号Vux*、Vvx*、Vwx*信号
によりPWMコンバータ主回路3を制御する。 【効果】 電源やPWMコンバータの高調波電圧成分を
打ち消すようにコンバータの交流側電圧が制御されるの
で、電圧歪みが大きい場合でも、電源電流の高調波を低
減できる。
Description
クトルを備えたパルス幅変調コンバータ装置に係り、特
に、電源電圧やパルス幅変調コンバータ主回路に波形歪
みがあっても、歪みの少ない電源電流を流すことができ
るパルス幅変調コンバータ装置に関する。
調波電流による電力系統への障害が問題となっており、
このため、最近、電源電流の高調波規制のガイドライン
が設定され、パワーエレクトロニクス機器では、電源高
調波の抑制が必須の要件になって来ている。
号公報では、商用電源周波数に対応した電源電流のフィ
ードバック制御により、電源電流が正弦波状になるよう
にした電圧形のPWM(パルス幅変調)コンバータについ
て開示している。
幅指令を、平滑コンデンサ間の直流電圧が指令値に一致
するように出力し、この振幅指令のもとで、電源電圧に
同期した正弦波状の電源電流指令に実際の電源電流が追
従するようにコンバータの電圧指令を出力することによ
り、電源電流が正弦波状になるようにしている。
の高調波の抑制について配慮がされておらず、充分な電
源電流の正弦波化の点で問題があった。すなわち、上記
従来技術は、電源周波数についてのフィードバック制御
系を構成しており、その応答は1000rad/s(応
答時定数が1msに相当)程度に設定されおり、5次、
7次の高調波電流成分に対しては制御応答が不充分で、
これら高調波電流成分を抑制することは難しい。
出力電圧の歪み等により5次、7次を中心とした高調波
電流が流れると基本波の電流制御系だけでは、高調波の
電源電流が抑制できない。
クトル(以下、ACLと記す)を設け、これにより電流
の正弦波化を図っているが、このようなACLを有する
PWMコンバータの場合、電源電圧や、PWMコンバー
タでの高調波電圧歪み量ΔVnと高調波電流成分ΔIn
の関係は、次の(1)式で表わせる。
n次の高調波含有料(%) ΔVn(%):電源電圧やPWMコンバータ出力電圧のn
次の高調波含有量(%) n:高調波の次数 ACLの%X:定格電源電流を流した場合のACLによ
る電圧降下と電源電圧との比率(%) この(1)式は、電源電流の高調波成分の大きさが電源電
圧やPWMコンバータに含まれる高調波電圧成分の大き
さに比例し、ACLのインダクタンスに反比例すること
を表わしている。
率を2%、つまりΔV5=2%とすると、高圧で受電す
る需要家向けの高調波規制ガイドライン値は、ΔI5=
4%なので、この値以下に抑制するにはインダクタンス
が10%X以上のACLが必要になるが、一般的には、
電源電圧やPWMコンバータ電圧の歪みの影響などを考
慮して、さらに大きい、例えば15〜20%XのACL
が使用されている。
大きなACLを用いないと、電源電圧やPWMコンバー
タ電圧の歪みなどによる電源電流の歪みがほとんど抑制
できないことになり、この結果、高調波規制を満足する
ためにはインダクタンスの大きいACLが必要となって
いた。
重量も大で、しかも高価な、インダクタンスの大きいA
CLが必要になり、このため、高価格の装置になってし
まうと言う問題があった。
ータの電圧に歪みがある場合でも、ACLのインダクタ
ンスを大きくすることなく、電源電流(ACL電流)の高
調波成分を低減でき、小型、軽量、低価格のPWMコン
バータ装置を提供することにある。
流の次数が任意に選択、設定できるようにしたPWMコ
ンバータ装置を提供することにある。
びPWMコンバータによる高調波電圧成分の打消しに必
要な補償電圧を生成し、それをコンバータの交流側電圧
に重畳させ、(1)式で説明した高調波含有量ΔVn(%)
を等価的に零に近ずけるようにして、達成される。
コンバータ交流側電圧との差電圧が加わることから、電
源電圧とPWMコンバータの出力電圧による高調波電圧
相当分をコンバータの交流側電圧に重畳させることによ
り、このACLに流れる高調波電流を減少させることが
できる。
を、固定座標軸(uvw軸)から回転座標軸(dq軸)に変
換して、直流量として検出し、この直流量に比例積分補
償を施して各次高調波電流の補償電圧とし、これを交流
量に変換して基本波の電流制御系の出力に加算すること
により、最終的なコンバータ電圧指令を演算するように
した。
無くなるように、コンバータ交流側の電圧が補償できる
ので、高調波電流を大幅に低減させることができる。す
なわち、電源電圧及びPWMコンバータに含まれる高調
波電圧とほぼ同等の電圧がコンバータの交流側電圧に重
畳されるので、(1)式に示したΔVn(%)が等価的に零
に近くなり、電源高調波電流もほぼ零になり、この結
果、ACLのインダクタンス値を大きくしなくても、電
源電圧やPWMコンバータ出力電圧の高調波成分による
高調波電流成分が抑制できる。
出力に含まれる高調波電圧成分としては、一般的に5
次、7次が多い。しかし、例えば、7次の成分より11
次の成分が大きい電源の場合には、5次と11次を補償
した方が良い。従って、上記他の目的は、PWMコンバ
ータ装置が設置される電源の状態に応じて、補償すべき
高調波電流の次数が、マニュアル操作により任意に選
択、設定できるようにして達成される。
ータ装置について、図示の実施形態に基づいて説明す
る。図1は、本発明の一実施形態で、図において、1は
交流電源、2はACL(交流リアクトル)、3はPWM
コンバータ主回路、4は平滑コンデンサ、そして5は負
荷である。
を介して、交流電源1からR、S、Tの3相の交流電力
が供給されており、この交流電力が、PWMコンバータ
主回路3により所定の電圧Vdcの直流電力に変換され、
平滑コンデンサ4で平滑化された上で負荷5に供給され
ることになる。
必要に応じて逆変換動作制御も行えるように構成してあ
り、電力回生動作にも対応することができるようになっ
ている。
バータの主回路で、電圧Vdcの直流電力の供給を受け、
それを所定の可変電圧可変周波数の3相交流電力に変換
し、誘導電動機(図示してない)を可変速駆動するもので
ある。
制御器で、直流電圧検出器6は、平滑コンデンサ4の両
端に表われる直流電圧Vdcを検出し、これを直流電圧制
御器7に供給する働きをし、直流電圧制御器7は、直流
電圧検出器6の出力Vdcを直流電圧指令Vdc*と比較
し、それらの差分として、有効パワー分電流指令Iq*を
生成する働きをする。
算器で、交流電圧検出器8は、交流電源1の電圧Vr を
絶縁して検出する働きをし、電源電圧位相演算器9は、
電圧検出器8で検出した電圧Vr から3相交流電圧の内
のR相の電源電圧位相θrを検出する働きをする。
流制御部で、電流検出器10、電源電流となるPWMコ
ンバータ主回路3の交流側電流、すなわち、ACL2の
電流iu、iwを検出する働きをし、基本波電流制御部1
1は、有効パワー分電流指令Iq*と電源電圧位相θr、
それにACL2の電流iu、iwを入力とし、これらによ
り、コンバータ交流側電圧指令Vux、Vwx、Vvxを出力
する働きをする。
図2のブロック図により説明する。まず、UVW/dq
変換処理部12では、θd=θr−π/2として、次の
(2)式による演算を行ない、実際の無効パワー分電流Id
と、有効パワー分電流Iqを算出する。
の出力である有効パワー分電流指令値Iq*が検出値Iq
に一致し、無効パワー分電流Idは、無効パワー分電流
指令値Id*=0により、零になるように、基本となるコ
ンバータ交流側電圧ベクトルの回転座標軸成分の指令V
qx、Vdxを出力する。
これらの指令Vqx、Vdxに基づいて次の(3)式による演
算を行ない、3相交流の基本となるコンバータ交流側電
圧指令Vux、Vwx、Vvxを出力するのである。
基準位相演算処理部16と各次数高調波電流算出処理部
17、それに各次数高調波補償電圧演算処理部18とを
備え、電源電圧位相θrと、リアクトル電流検出値iu、
iwを入力し、これらに基づいて、3相の高調波補償電
圧指令ΔVu、ΔVv、ΔVwを出力する働きをするもの
で、本発明の主要部となっているものである。
ず、高調波基準位相演算処理部16では、入力された電
源電圧位相θrをn倍(nは高調波の次数)して、これら
の積n・θrを出力する。次に、各次数高調波電流算出処
理部17で、これらの積n・θrとリアクトル電流検出値
iu、iwに基づいて各次数の高調波電流成分を検出し、
これに対応して各次数高調波補償電圧演算処理部18
で、3相の高調波補償電圧指令ΔVu、ΔVv、ΔVwを
出力するのである。
御部11から出力されるコンバータの交流側電圧指令V
ux、Vvx、Vwxに、高調波電流補償部15から出力され
る3相の高調波補償電圧指令ΔVu、ΔVv、ΔVwが加
算された信号Vux*、Vvx*、Vwx*信号に基づいて、主
回路スイッチング素子制御用のスイッチング信号PWM
信号を発生し、これをPWMコンバータ主回路3に供給
する働きをする。
て、図3により説明する。まず、3相/2相変換器20
では、次の(4)式による演算を実行し、2相指令iα、
iβを生成する。
算処理部16から、基準位相信号として、n=5に対応
した信号5θrを入力し、以下の(5)式による演算によ
り、固定座標軸から5次の高調波に対応した回転座標軸
への変換を行い、夫々各相毎に5次の高調波電流Id5、
Iq5、Igd5、Igq5を算出する。
流量で出力される。そこで、夫々ローパスフィルタ22
a〜22dを介してリプル電流を除去し、直流量だけの
信号として、各次数高調波電流処理部17から出力する
ようになっている。
く(5)式の演算を行うのであるが、今度は高調波基準位
相演算処理部16から、基準位相信号として、n=7に
対応した信号7θrを入力し、(5)式の中の定数5を7に
代えて演算し、これにより、固定座標軸から7次の高調
波に対応した回転座標軸への変換を行い、夫々各相毎に
7次の高調波電流Id7、Iq7、Igd7、Igq7を算出し、
同じく夫々ローパスフィルタ22e〜22hを介してリ
プル電流を除去し、直流量だけの信号として、各次数高
調波電流処理部17から出力する。
8では、これらの各信号毎にゲイン処理部23a〜23
d、23e〜23hと、PI補償器(比例積分補償器)2
4a〜24d、24e〜24hを設け、まず、5次の信
号については、ゲイン処理部23a〜23dにより、A
CLの電圧降下量を各軸毎に算出し、次にPI補償器2
4a〜24dによりPI補償することにより、5次高調
波で正相のq軸電圧補償量Vq5と、5次高調波で正相の
d軸電圧補償量Vd5、5次高調波で逆相のq軸電圧補償
量Vgq5、それに5次高調波で逆相のd軸電圧補償量Vg
d5を夫々出力する。
ン処理部23e〜23hにより、ACLの電圧降下量を
各軸毎に算出し、次にPI補償器24e〜24hにより
PI補償することにより、7次高調波で正相のq軸電圧
補償量Vq7と、7次高調波で正相のd軸電圧補償量Vd
7、7次高調波で逆相のq軸電圧補償量Vgq7、それに7
次高調波で逆相のd軸電圧補償量Vgd7を夫々出力す
る。
て、図4により説明する。交流電源1の電圧のn次の高
調波電圧をΔVrnとし、これにより高調波電流ΔIunが
発生したと考えると、この高調波電流ΔIunによりAC
L2に表われる電圧降下量をコンバータ交流側電圧ΔV
unとして与えてやれば、ΔVrn≒ΔVunとなり、理論的
には、高調波電流ΔIunを零にすることができる。
から明らかなように、電流ベクトルΔIunより90度位
相が進んだベクトルが電圧ベクトルΔVunとなる。そこ
で、電流ベクトルΔIunのd軸成分をIdfn、q軸成分
をIqfnとし、電圧ベクトルΔVunのd軸成分をVdfn、
q軸成分をVqfnとすると、これら直流量である各成分
の関係は、次の(6)式で表わされる。
クタンス値である。従って、図3に示すローパスフィル
タ22aの出力が、この(6)式において、n=5とした
ときの正相の有効分電流Idf5で、ゲイン処理部23a
の出力が、正相の有効分電流Idf5によるACLの電圧
降下量Vqf5であり、ローパスフィルタ22bの出力
が、同じく正相の有効分電流Iqf5で、ゲイン処理部2
3bの出力が、同じくACLの電圧降下量Vdf5であ
る。
て、ωが負になるだけであり、従って、ローパスフィル
タ22c出力が、この(6)式において、n=5としたと
きの逆相の無効分電流Igdf5で、ゲイン処理部23c
の出力が、ACLの電圧降下量Vgdf5であり、ローパ
スフィルタ22dの出力が、逆相の有効分電流Igqf5
で、ゲイン処理部23dの出力が、ACLの電圧降下量
Vgqf5となる。
対応した高調波電圧成分が演算できることになり、PI
補償器24a〜24dの出力に、夫々、5次高調波で正
相のq軸電圧補償量Vq5と、5次高調波で正相のd軸電
圧補償量Vd5、5次高調波で逆相のq軸電圧補償量Vgq
5、それに5次高調波で逆相のd軸電圧補償量Vgd5が得
られ、同様に、PI補償器24e〜24hの出力に、夫
々、7次高調波で正相のq軸電圧補償量Vq7と、7次高
調波で正相のd軸電圧補償量Vd7、5次高調波で逆相の
q軸電圧補償量Vgq7、それに5次高調波で逆相のd軸
電圧補7量Vgd7が得られるのである。
り、これらの電圧補償量を回転座標軸から固定座標軸へ
変換する。このとき、まず、逆dq変換器25aでは、
高調波基準位相演算処理部16から、n=5に対応した
信号5θrを入力し、以下の(7)式の演算を実行すること
により、直流量の高調波補償電圧を交流量Vα5、Vβ
5、Vgα5、Vgβ5として出力する。
ける逆dq変換の基準位相を7θrにし、上記(7)式の定
数を7にするだけであり、これにより、逆dq変換器2
5bから直流量の高調波補償電圧を交流量Vα7、Vβ
7、Vgα7、Vgβ7として出力するのである。
の出力について、図示のように、加算器を用いて、次の
(8)式による演算を行ない、5次と7次の補償電圧を加
算して、2軸の高調波電圧補償量ΔVα、ΔVβを得
る。
次の(9)式による演算を行ない、2軸の高調波電圧補償
量ΔVα、ΔVβから3相の高調波補償電圧指令ΔV
u、ΔVv、ΔVwを夫々得るのである。
る。上記したように、PWM信号発生部19には、基本
波電流制御部11から出力されるコンバータの交流側電
圧指令Vux、Vvx、Vwxに、高調波電流補償部11から
出力される3相の高調波補償電圧指令ΔVu、ΔVv、Δ
Vwが加算された信号Vux*、Vvx*、Vwx*信号が供給さ
れ、この結果、PWM信号発生部19からは、この補正
された信号Vux*、Vvx*、Vwx*信号に基づいて、主回
路スイッチング素子制御用のスイッチング信号PWM信
号が発生され、PWMコンバータ主回路3が制御され
る。
Vu、ΔVv、ΔVwは、上記したように、交流電源1の
電圧及びPWMコンバータ主回路3に含まれる高調波電
圧とほぼ同等の電圧が、このPWMコンバータ主回路3
の交流側電圧に現われるような値になるようにしてある
ので、(1)式に示したΔVn(%)が等価的に零に近くな
り、電源高調波電流もほぼ零になり、この結果、ACL
2のインダクタンス値を大きくしなくても、電源電圧や
PWMコンバータ出力電圧の高調波成分による高調波電
流成分を充分に抑制することができる。
やPWMコンバータの電圧に歪みがある場合でも、AC
L2のインダクタンスを大きくする必要が無く、この結
果、小型、軽量、低価格のPWMコンバータ装置を得る
ことができる。以下、その理由について、さらに詳しく
説明する。
波成分の次数について、5次と7次の場合を適用対象と
しているので、始めに、その理由について説明する。一
般に商用電源に含まれる高調波電圧成分は、通常、5
次、7次が主な成分である。また、PWMコンバータの
制御にはデッドタイムが含まれるが、これによる出力電
圧歪みは5次の高調波成分となる。そこで、この実施形
態では、図3において説明したように、5次と7次の高
調波電流について、補償を行なっているのである。
電圧に高調波による歪みがあると、(1)式に示したよう
に、各次数の電源高調波電圧に対応した高調波電流がA
CL2に流れる。
が、この実施形態例では、図6に示すように、dq変換
器21a、21bを設け、5次と7次の電源位相でdq
変換し、ローパスフィルタ22a〜22hを介するする
ことで、ほぼ5次、7次の高調波電流成分を直流量で検
出できる。
23a〜23hにより、5次、7次の高調波電流にωL
を乗じてACLの電圧降下量を算出し、PI補償器24
a〜24hを介して補償電圧を出力しており、これによ
り、PWMコンバータ交流側の電圧に、電源電圧やPW
Mコンバータに含まれる5次、7次の高調波電圧相当の
電圧を相殺するようにフィードバック制御が働くように
してある。
次の高調波電流成分がほとんどなくなり、dq変換器2
1a〜21hの出力の平均値は零の状態で定常状態とな
り、さらにゲイン処理部23a〜23hの出力は全て零
にすることができる。なお、この場合でも、PI補償器
24a〜24h内の積分器の出力には、補償電圧が保持
されている。
シミュレーションして得た動作波形の一例で、この例
は、正弦波の交流に10%の5次高調波と7%の7次高
調波を加えた交流電源を用い、交流リアクトル15%X
の条件でシミュレーションしたときの波形である。
Vrが10%の5次高調波と7%の7次高調波を加えた
高調波電圧波形であり、従って、電源電圧波形Vrは、
正弦波の交流に10%の5次高調波と7%の7次高調波
を加えた波形になっていることになる。
図(a)が従来技術における波形で、本発明の実施形態例
における高調波電流補償部15がない場合であり、従っ
て、補償電圧ΔVuは零で、このため、電源電流iuは
大きく歪んだままである。
発明の実施形態例の場合で、高調波電流補償部15が追
加された高調波電流補償有りの場合であり、これにより
定常時はリアクトル電流iu、iwの高調波がほぼ零と
なり、図3のdq変換器21a、21bの出力は平均値
が零になる。
り、高調波電流が零になるように補償電圧が保持される
ので、この結果、補償電圧ΔVuは、図5(b)に示すよ
うに、高調波電圧ΔVrとほぼ同一の電圧指令となり、
この電圧がコンバータ交流側電圧に重畳されることにな
り、この結果、高調波電圧ΔVrと補償電圧ΔVuの差
電圧で高調波電流が流れることから、高調波電流はほぼ
零となる。
圧やPWMコンバータ出力電圧に含まれる高調波電圧成
分を相殺するように、PWMコンバータ主回路3の交流
側電圧を出力されることができるので、電圧歪みが大き
い場合でも、電源電流の高調波が大幅に低減できるとい
う効果が得られ、この結果、交流リアクトルのインダク
タンスを小さくしても、電源電流の高調波成分が増加す
る虞れを無くすことができるので、交流リアクトルを小
型、軽量、低価格化でき、PWMコンバータ装置を小
型、軽量、低価格化できるという効果がある。
作が全てハード構成により遂行されるものとして説明し
たが、実際には、コンピュータのプログラムによるソフ
ト構成が用いられる場合がある。そこで、この場合の処
理をフローチャートで示したのが図8である。
説明であるが、次に、本発明の他の実施形態について説
明する。まず、図6は、本発明の第2の実施形態におけ
る高調波電流補償部11を示したものて、全体の構成
は、図1の実施形態と同じである。そして、この図6に
示す高調波電流補償部11が、図3に示した実施形態と
異なる点は、ローパスフィルタ22a〜が省略されてい
る点にある。
22a〜が省略されていても、PI補償24a〜には積
分器が存在するので、これの働きにより、かなりのフィ
ルタ機能が得られることになり、この結果、この図6の
実施形態によっても、図3の実施形態とほぼ同様の動作
が得られると共に、構成が簡単になるという効果があ
る。
PI補償器24a〜が用いられているが、この代りに積
分補償器を用いてもよく、この場合でも、図3、図6の
実施形態とほぼ同様な効果を得ることができる。
で、図1の実施形態と異なる点は、高調波の補償次数n
設定器27を設けた点である。この補償次数n設定器2
7は、それをマニュアル操作することにより、高調波基
準位相演算処理部16で処理に使用される高調波の次数
nを任意に選択し、設定することができるように構成さ
れている。
次高調波の方が大きい電源の場合、この補償次数n設定
器27をマニュアル操作して、5次と11次の高調波を
選択し、設定してやれば、図3、または図6における高
調波基準位相演算処理部16の出力である積n・θrは、
5θrと11θrとなり、5次と11次の高調波を補償す
るのに必要な動作が得られることになる。
理をフローチャートで示すと、図9のようになる。この
図7の実施形態によれば、必要に応じて、任意の次数の
高調波を低減することができ、この結果、適用すべき交
流電源の状態いかんに拘らず、常に最適な高調波低減が
得られるという効果がある。
バータに含まれる高調波電圧成分を打ち消すようにPW
Mコンバータの交流側電圧を制御できるので、電圧歪み
が大きい場合でも、電源電流の高調波成分を低減でき、
この結果、交流リアクトルのインダクタンスを小さくし
ても、高調波電流成分の大きさを高調波電源電流規制値
以下に抑制することができ、PWMコンバータ装置を小
型、軽量、低価格化できるという効果がある。
ュアル操作により簡単に選択、設定することができるの
で、任意の次数の高調波を低減することができ、電源の
状態を問わず、常に最適な高調波低減が得られるという
効果がある。
実施形態例を示すブロック図である。
部の詳細を示すブロック図である。
部の詳細を示すブロック図である。
部の動作説明図である。
して説明するための波形図である。
補償部の詳細を示すブロック図である。
波電流補償部を示すブロック図である。
トである。
ローチャートである。
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電源とパルス幅変調コンバータ主回
路の間に交流リアクトルを備えたパルス幅変調コンバー
タ装置において、 前記交流電源の電圧位相検出値と前記パルス幅変調コン
バータ主回路の直流側の電圧検出値、それに前記交流リ
アクトルの電流検出値に基づいて、前記交流リアクトル
に流れる電流が正弦波状になるように基本波のコンバー
タ電圧指令を出力する基本波電流制御手段と、 前記交流電源の電圧位相検出値と、前記交流リアクトル
の電流検出値に基づいて、交流リアクトルに流れる電流
の高調波電流成分を検出し、この高調波電流成分を抑え
るようにコンバータ補償電圧指令を出力する高調波電流
補償手段とを設け、 前記基本波のコンバータ電圧指令と、前記コンバータ補
償電圧指令を加えた出力により前記パルス幅変調コンバ
ータ主回路を制御するように構成したことを特徴とする
パルス幅変調コンバータ装置。 - 【請求項2】 請求項1の発明において、 前記高調波電流補償手段が、 各次数の高調波基準位相と、交流リアクトルに流れる電
流の検出値から、固定座標軸成分を回転座標軸成分に変
換するdq変換器を介して交流リアクトル電流の各次数
の高調波電流成分を算出する手段と、 この各次数の高調波電流成分に対応した高調波電圧成分
を演算する手段と、 前記高調波電圧成分の演算結果を比例積分補償器又は積
分補償器を介してパルス幅変調コンバータの補償電圧指
令を出力する手段とで構成されていることを特徴とする
パルス幅変調コンバータ装置。 - 【請求項3】 請求項1又は請求項2の発明において、 前記高調波電流補償手段において、補償すべき高調波電
流成分の次数が、マニュアル操作により選択、設定でき
るようにした手段が設けられていることを特徴とするパ
ルス幅変調コンバータ装置。
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