JP6982448B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置に関するものである。

平滑コンデンサを小型化した電力変換装置、所謂電解コンデンサレスインバータは、単相ダイオード整流器、小容量フィルムコンデンサ、三相電圧形インバータで構成される。係る電力変換装置では、単相電力脈動を直流リンク部で補償せず、トルク脈動としてモータに供給し、慣性モーメントに吸収させることで平滑コンデンサの小型化を実現している。

このような電力変換装置の一例として、直流リンク部に小容量のフィルムコンデンサを設け、インバータ電力或いはモータ電力をフィードバック制御し、モータのｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qをＰＩ制御することで、入出力波形の改善を行いながらインバータ回路の出力電力を求めるものがある（例えば、特許文献１参照）。

特許第５８１３９３４号公報

特許文献１のような電力変換装置では、電力フィードバックの対象は、モータ電流とモータ端子電圧の基本波周波数の電力であり、モータの電流を基本波に追従させることでの高調波抑制であるため、平均的な高調波抑制は可能ではあるが、瞬時的な電源高調波歪みの抑制までは実現させることは困難であった。

また、応答性はモータ電流制御系の帯域により制限されるため、空間高調波の周波数が制御帯域より高い場合、電源高調波が生じる問題がある。即ち、特許文献１のようなｄｑ軸ＰＩ制御によれば、入力が直流量になるため、目標値応答性（特に、定常偏差）が良好になり、過渡特性も良くなるものの、座標変換後に制御を行うために外乱応答の設計ができなくなり、モータの空間高調波成分がモータ電流として現れる。電解コンデンサレスインバータではこのモータ電流が直流電流となって電源電流に戻るため、電圧制御系において、外乱であるモータの空間高調波が電源高調波として現れ、電流歪みが生じる。

そこで、特許文献１では電源高調波を低減するために、力率改善としては本来必要のない大容量のリアクトルを設ける必要があり、コストの高騰を招いていた。また、入力電流の瞬間的な変動が電源高調波規制から外れるようにＬＣフィルタを設ける方法もあるが、電源のインピーダンスは設置状況によって異なるため、ＬＣフィルタで必ずしも電源高調波規制を満足できるとは限らないという問題もあった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、所謂電解コンデンサレスインバータの構成において、大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、モータに電力を供給するものであって、入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、この直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路と、スイッチングを制御する制御部とを備え、この制御部は、モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求めるトルク制御部と、モータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、速度制御部は、モータの速度を制御する操作量を、入力交流の電源周波数ω_sの２倍に同期して脈動させ、トルク制御部は、モータの速度を制御する操作量からインバータ回路の出力トルク指令値τ_inv ^*を生成し、当該出力トルク指令値τ_inv ^*に基づいて、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求め、電圧制御部は、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量に基づき、静止座標系上でモータのα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成し、これらα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにモータのα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、且つ、モータの速度を制御する操作量に基づいて、インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成し、直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする。

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において速度制御部が求めるモータの速度を制御する操作量は、インバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τ_in ^*であり、電圧制御部は、入力トルク指令値τ_in ^*に基づいて直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成することを特徴とする。

請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明においてトルク制御部が求めるインバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量は、モータのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*であり、電圧制御部は、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいてα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成することを特徴とする。

請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、ＰＩ制御により、α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、更に、直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする。

請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、モータのモータ電流周波数ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むＦ／Ｂ制御部でフィードバック制御を行うことにより、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβをモータ電流周波数ω_reに追従させることを特徴とする。

請求項６の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとの比率から算出される補正係数Ａ_IVCにより、当該直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を一致させるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正すると共に、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*が出力可能電圧範囲を超える場合は、補正係数Ａ_IVCによらず、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで補正することを特徴とする。

請求項７の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*の変化量が規定値Ｒ_limを超える場合、規定値Ｒ_limを超えず、且つ、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出することを特徴とする。

請求項８の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５の発明において電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする。

請求項９の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値の平均値から直流リンク電流ｉ_dcを求めることを特徴とする。

請求項１０の発明の電力変換装置は、請求項８又は請求項９の発明において電圧制御部は、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時のモータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの値を予測し、予測した値に基づいて次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値、又は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を算出することを特徴とする。

請求項１１の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるように算出されたα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*と、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*が同位相となるように補正することを特徴とする。

請求項１２の発明の電力変換装置は、上記各発明においてトルク制御部は、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*と機械角の回転角周波数ω_rmからインバータ回路の出力トルクτ_invを算出し、当該出力トルクτ_invと出力トルク指令値τ_inv ^*が一致するようにフィードバック制御を実施することを特徴とする。

本発明によれば、モータに電力を供給する電力変換装置において、入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、この直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路と、スイッチングを制御する制御部とを備え、この制御部は、モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求めるトルク制御部と、モータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、速度制御部は、モータの速度を制御する操作量を、入力交流の電源周波数ω_sの２倍に同期して脈動させ、トルク制御部は、モータの速度を制御する操作量からインバータ回路の出力トルク指令値τ_inv ^*を生成し、当該出力トルク指令値τ_inv ^*に基づいて、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求めるようにしたので、制御部は変動成分を持つモータ電流周波数ω_reを考慮する必要が無くなり、制御部の設計が簡易に行えるようになる。

更に、電圧制御部は、インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量に基づき、静止座標系上でモータのα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成し、これらα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにモータのα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成するようにしたので、外乱応答設計が行えるようになる。

更に、モータの速度を制御する操作量に基づいて、インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成し、直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正するようにしたので、瞬時的な電源高調波歪みが抑制でき、加減速やトルク変化等の過渡時に収束性が悪化する不都合を補償することができる。

これらにより、本発明では速度とトルクを制御する制御部の設計及びモータ電流の外乱応答設計を容易とし、且つ、過渡応答からの収束性を改善して、直流電流として電源側に流出するモータの空間高調波成分を低減し、従来の如き大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができるようになる。

この場合、速度制御部が求めるモータの速度を制御する操作量は、請求項２の発明の如くインバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τ_in ^*であり、電圧制御部は、入力トルク指令値τ_in ^*に基づいて直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成するものである。

また、トルク制御部が求めるインバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量は、請求項３の発明の如くモータのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*であり、電圧制御部はｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいてα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成するものである。

そして、請求項４の発明の如く電圧制御部が、ＰＩ制御により、α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、更に、直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正するようにすれば、比較的少ない計算量で外乱応答の設計を行うことができるようになり、過渡応答からの収束が容易で安定的なモータにおいて有効である。

更に、それに加えて、請求項５の発明の如く電圧制御部が、モータのモータ電流周波数ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むＦ／Ｂ制御部でフィードバック制御を行うことにより、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβをモータ電流周波数ω_reに追従させるようにすれば、更に外乱応答性と目標値応答性を改善することができるようになり、加減速レートが早い場合や制御が安定し難いモータにおいて有効である。

また、請求項６の発明の如く電圧制御部が、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとの比率から算出される補正係数Ａ_IVCにより、当該直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を一致させるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正すると共に、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*が出力可能電圧範囲を超える場合は、補正係数Ａ_IVCによらず、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで補正するようにすれば、安定的な動作を実現することができるようになる。

更に、請求項７の発明の如く電圧制御部が、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*の変化量が規定値Ｒ_limを超える場合、規定値Ｒ_limを超えず、且つ、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出するようにすれば、相電流が急峻に変化して入力電流に共振電流が発生する不都合を効果的に解消することができるようになる。

また、請求項８の発明の如く電圧制御部が、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正するようにすれば、サンプリング値とサンプリング間の平均値の差に起因して発生する直流リンク電流ｉ_dcの制御誤差を大幅に低減することができるようになり、入力部に存在している寄生成分と直流リンク部のコンデンサによる共振回路の共振電流を低減することができるようになる。

この場合、電圧制御部が請求項９の発明の如く、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値の平均値から直流リンク電流ｉ_dcを求めることで、制御誤差を効果的に低減することができる。

また、請求項１０の発明の発明の如く、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時のモータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの値を予測し、予測した値に基づいて電圧制御部が次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値、又は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を算出することで、的確に各直流リンク電流ｉ_dcの値を算出することができる。

更に、請求項１１の発明の如く電圧制御部が、α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるように算出されたα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*と、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*が同位相となるように補正することで、支障無く補正を行うことができるようになる。

また、請求項１２の発明の如くトルク制御部が、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*と機械角の回転角周波数ω_rmからインバータ回路の出力トルクτ_invを算出し、当該出力トルクτ_invと出力トルク指令値τ_inv ^*が一致するようにフィードバック制御を実施するようにすれば、インバータ出力電力をより入力電力の基本波成分に追従させることが可能となり、入力電流及びモータ電流の歪み成分を小さくすることができるようになる。

本発明を適用した実施例の電力変換装置のブロック図である（実施例１）。 図１の電力変換装置で瞬時電圧制御を行わない場合の直流リンク電流ｉ_dc（平均値、推定値）と直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示す図である。 図１の電力変換装置の電圧制御部の瞬時電圧制御部の作用を説明するための直流リンク電流ｉ_dc（平均値、推定値）と直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示す図である。 本発明を適用した他の実施例の電力変換装置のブロック図である（実施例２）。 本発明を適用したもう一つの他の実施例の電力変換装置のブロック図である（実施例３）。 本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置のブロック図である（実施例４）。 図１の電力変換装置の電圧制御部の瞬時電圧制御部及び変化量の制限制御の作用を説明するための直流リンク電流ｉ_dc（平均値、推定値）と直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示す図である。 図１の電力変換装置の電圧制御部が予測制御を行わないときの入力電流ｉ_inと入力電流指令値ｉ_in ^*、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示す図である。 図１の電力変換装置の電圧制御部が予測制御を行ったときの入力電流ｉ_inと入力電流指令値ｉ_in ^*、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。

（１）電力変換装置１
図１は、本発明の一実施例の電力変換装置１の構成を示すブロック図である。この実施例の電力変換装置１は、コンバータ回路２と、直流リンク部３と、インバータ回路４と、制御部６を備え、単相の交流電源７から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換してモータ８に供給する構成とされている。実施例のモータ８は、冷凍装置の冷媒回路を構成する圧縮機を駆動するＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）であり、制御部６が生成する電圧指令によって駆動される。

（２）コンバータ回路２
コンバータ回路２は、交流電源７に接続され、交流電源７からの交流（入力交流）を直流に整流する。この実施例では、コンバータ回路２は複数（４個）のダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路から構成されている。これらのダイオードＤ１〜Ｄ４により、交流電源７の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。

（３）直流リンク部３
直流リンク部３は、コンデンサ９を備えている。このコンデンサ９は、コンバータ回路２の出力に並列に接続され、このコンデンサ９の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧）Ｖ_dcがインバータ回路４の入力ノードに接続されている。このコンデンサ９は、インバータ回路４の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。

即ち、コンデンサ９は、コンバータ回路２によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。実施例では、一般的なコンバータ回路の出力の平滑化に必要な電解コンデンサの概ね１／１００の容量を有しているものとする。従って、この直流リンク部３が出力する直流リンク電圧Ｖ_dcは脈動している。コンデンサ９には、一例としてフィルムコンデンサを採用可能である。

（４）インバータ回路４
インバータ回路４は、入力ノードが直流リンク部３のコンデンサ９に並列に接続され、直流リンク部３の出力をスイッチングして三相交流に変換し、モータ（ＩＰＭＳＭ）８に供給するように構成されている。実施例のインバータ回路４は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されることで構成されている。このインバータ回路４は、三相交流をモータ８に出力するため、６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を備えている。

詳しくは、インバータ回路４は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した三つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と、下アームのスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６との中点が、それぞれモータ８の各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、還流ダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ逆並列接続されている。そして、インバータ回路４は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ−ＯＦＦ動作によって、直流リンク部３から入力された直流リンク電圧Ｖ_dcをスイッチングし、三相交流電圧に変換してモータ８に供給する。

（５）制御部６
次に、制御部６は、インバータ回路４の出力トルクτ_invが、入力交流の周波数ω_s（電源周波数）の２倍に同期して脈動するようにインバータ回路４におけるスイッチング（ＯＮ−ＯＦＦ動作）を制御する。実施例の制御部６は、速度制御部１１と、トルク制御部１２と、電圧制御部１３と、スイッチング制御部１４を備えた構成とされている。

（５−１）速度制御部１１
速度制御部１１は、モータ８の速度を制御する操作量を求める。具体的には、速度制御部１１は、ＰＩ演算部１６、減算器１７、二乗波形生成部１８と、乗算器１９を備えている。この速度制御部１１では、モータ８の速度を制御する操作量として、インバータ回路４の入力トルク指令値τ_in ^*を、ＰＩ演算部１６の出力と二乗波形生成部１８の出力に応じて生成する。この入力トルク指令値τ_in ^*は、入力交流の周波数ω_sの２倍に同期して脈動する。

具体的に実施例では、速度制御部１１の減算器１７が、モータ８の機械角の回転角周波数ω_rm（実施例では推定値。実測された真値でも良い。以下、同じ）と回転角周波数の指令値ω_rm ^*との偏差を求める。また、ＰＩ演算部１６は、減算器１７が求めた偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を行い、その結果を出力する。更に、二乗波形生成部１８は、入力電圧ｖ_inを、ＰＬＬ回路２１を介して入力し、入力交流を二乗した波形ｓｉｎθ_in ²を生成して出力する。そして、乗算器１９はＰＩ演算部１６の出力と二乗波形生成部１８の出力とを乗じて、入力トルク指令値τ_in ^*として出力する。これにより、入力トルク指令値τ_in ^*は、入力交流の周波数ω_sの２倍に同期して脈動することになる。

（５−２）トルク制御部１２
次に、トルク制御部１２は、減算器２２、４０と、ｑ軸電流指令値生成部２３を備えている。このトルク制御部１２では、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*から、インバータ回路４の出力トルクτ_invを制御する操作量として、モータ８のｑ軸電流の指令値（ｑ軸電流指令値）ｉ_q ^*を生成する。

具体的に実施例では、トルク制御部１２の減算器２２が、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*と、コンデンサ９での電力を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に換算したコンデンサトルクτ_c（実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）との偏差を求める。そして、インバータ回路４の出力トルクτ_invの指令値（出力トルク指令値）τ_inv ^*として出力する。

ここで、入力電力ｐ_inとコンデンサ９での電力ｐ_c、及び、インバータ回路４の出力電力ｐ_invとの間には、下記式（Ｉ）の関係がある。
ｐ_in＝ｐ_c＋ｐ_inv ・・・（Ｉ）
これは、各値を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した場合でも成立するため、下記式（ＩＩ）の関係がある。尚、τ_inは入力トルクである。
τ_in＝τ_c＋τ_inv ・・・（ＩＩ）
そして、入力トルク指令値τ_in ^*は直流リンク部３のコンデンサ９に流れる電流を考慮せずに生成したもののため、出力トルク指令値τ_inv ^*には、入力トルク指令値τ_in ^*をコンデンサトルクτ_cで補償した値を用いる方が好ましい。そこで、この実施例では上述の如く減算器２２が、コンデンサトルクτ_cを差し引いた値に出力トルク指令値τ_inv ^*を補償する。

更に、減算器４０が、この出力トルク指令値τ_inv ^*からτ_offを減算して、モータ８の出力トルクの指令値（モータ出力トルク指令値）τ_mtr ^*として出力する。上記τ_offは、インバータ回路４からモータ８に伝わるまでの電力ロス及び巻線に蓄えられる磁気エネルギーの時間変化分を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した値であり、モータ出力トルク指令値τ_mtr ^*は下記式（ＩＩＩ）の関係から求める。
τ_inv ^*＝τ_mtr ^*＋τ_off ・・・（ＩＩＩ）
これにより、モータ出力トルクτ_mtrをより正確に制御することができるようになる。

トルク制御部１２のｑ軸電流指令値生成部２３は、減算器４０が出力するモータ出力トルク指令値）τ_mtr ^*に対してｉ_dの影響は無視できるものとみなし、モータ８の極対数Ｐ及び永久磁石による電機子鎖交磁束φαで除算し、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成する。また、モータによってｉ_dの影響が無視できない場合は、ｉ_dを考慮した式を用いてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を導出してもよい。

（５−３）電圧制御部１３
次に、この実施例の電圧制御部１３は、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａと、瞬時電圧制御部１３Ｂ、及び、αβ−ｕｖｗ変換部３８を備えた構成とされている。

（５−３−１）αβ軸ＰＩ制御部１３Ａ
実施例の電圧制御部１３のαβ軸ＰＩ制御部１３Ａは、ｄｑ−αβ変換部２４と、減算器２６、２７と、ＰＩ演算部３１、３２を備えている。このαβ軸ＰＩ制御部１３Ａのｄｑ−αβ変換部２４は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、トルク制御部１２が出力するｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を、静止座標系上でα軸電流指令値ｉα^*とβ軸電流指令値ｉβ^*に変換して出力する。そして、減算器２６はｄｑ−αβ変換部２４が出力するα軸電流指令値ｉα^*とモータ８の相電流から求められるα軸電流ｉα（実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）との偏差を求める。また、ＰＩ演算部３１は、減算器２６が求めた偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を行うことにより、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*を生成し、出力する。

一方、減算器２７はｄｑ−αβ変換部２４が出力するβ軸電流指令値ｉβ^*とモータ８の相電流から求められるβ軸電流ｉβ（実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）との偏差を求める。また、ＰＩ演算部３２は、減算器２７が求めた偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を行うことにより、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、出力する。

ｄｑ座標系の制御では、外乱応答の設計ができず、モータ８の空間高調波成分がモータ電流として現れる。そのため、大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いない場合、モータ電流が直流電流（直流リンク電流ｉ_dc）になり、電源電流（入力電流ｉ_in）に戻るため、電圧制御系において、外乱であるモータの空間高調波が電源高調波として現れる場合がある。

他方、実施例の如くαβ軸ＰＩ制御部１３Ａで、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差に対して、比例・積分演算を行うことにより、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*を生成し、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差に対して、比例・積分演算を行うことにより、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、それぞれ出力するようにすることで、外乱応答設計が行えるようになり、空間高調波による外乱電流を抑制し、定常時の直流リンク電流ｉ_dcが整えられる。大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いない場合、直流リンク電流ｉ_dcは入力電流ｉ_inに流出するが、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａによりこれを抑えることで、電源高調波規制を満足することができるようになる。

ここで、上記の如くαβ軸ＰＩ制御部１３Ａで、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成する場合、加減速やトルク変化等の過渡時には目標値応答性が悪化し、過渡応答からの収束性が悪化する場合がある。図２にその様子を示している。図２中実線は直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示し、破線は直流リンク電流ｉ_dcを示している。この図のように、過渡時には直流リンク電流ｉ_dcが、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*に一致しない場合が出てくる。その場合、大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いないときは、入力電流ｉ_inが急激に流れてしまい、高い周波数の共振として現れるようになる。

（５−３−２）瞬時電圧制御部１３Ｂ
そこで、本発明では電圧制御部１３に以下に示す瞬時電圧制御部１３Ｂを設け、キャリア周波数で直流リンク電流ｉ_dcを常時監視し、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と、直流リンク電流ｉ_dcとの間にズレがでれば、後述する乗算器３３、３４において瞬時に電圧を変化させることで補償するようにしている。具体的には、瞬時電圧制御部１３Ｂは、乗算器３３、３４、３６、３７、３９と、減算器２８を備えている。瞬時電圧制御部１３Ｂの乗算器３９は、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*に、機械角の回転角周波数ω_rmを乗算することで入力電力指令値ｐ_in ^*に変換し、出力する。乗算器３６は、乗算器３９が出力する入力電力指令値ｐ_in ^*に、１／ｖ_inの絶対値を乗算すること、即ち、入力電力指令値ｐ_in ^*を入力電圧ｖ_inの絶対値で除算することで、入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値を出力する。

尚、この場合の入力電圧ｖ_inは入力電圧指令値ｖ_in ^*でもよい。減算器２８は、この入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値からコンデンサ９に流れる直流リンクコンデンサ電流ｉ_c（平均値。実施例では推定値。但し、実測された真値でもよい。以下、同じ）を減算することで、それらの偏差としての直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）を求めて出力する。尚、減算器２８での直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）の算出は、下記式（ＩＶ）の関係に基づいている。
ｉ_in ^*の絶対値＝ｉ_dc ^*（平均値）＋ｉ_c（平均値） ・・・（ＩＶ）

乗算器３７は、減算器２８が出力する直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）に、１／ｉ_dc（平均値。実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）を乗算すること、即ち、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）を直流リンク電流ｉ_dc（平均値）で除算することで、補正係数Ａ_IVCを算出し、出力する。

この補正係数Ａ_IVCは、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）と直流リンク電流ｉ_dc（平均値）との比率であり、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとのズレ（偏差）が無ければ補正係数Ａ_IVCは１となる。一方、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*より直流リンク電流ｉ_dcが大きくなれば補正係数Ａ_IVCは小さくなり、逆に直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*より直流リンク電流ｉ_dcが小さくなれば補正係数Ａ_IVCは大きくなる。

ここで、上述した直流リンク電流ｉ_dc（平均値）は、下記式（Ｖ）から求められる。
ｉ_dc（平均値）＝ｄ_uｉ_u＋ｄ_vｉ_v＋ｄ_wｉ_w ・・・（Ｖ）
ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは三相電流、ｄ_u、ｄ_v、ｄ_wは三相電圧指令値により決定される各相デューティー比である。
この式から、空間高調波により生じるモータ電流及び電圧指令の高調波が、直流リンク電流（平均値）高調波を発生させることが分かる。そして、実施例の電力変換装置１では、コンデンサ９として小容量のフィルムコンデンサを使用しているために、直流リンク電流（平均値）高調波が電源側へ流出し、電源高調波が生じる。

（５−３−３）α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*の補正
瞬時電圧制御部１３Ｂの乗算器３３では、αβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１が出力するα軸電圧指令値ｖα^*に、瞬時電圧制御部１３Ｂの乗算器３７が出力する前述した補正係数Ａ_IVCが乗算され、乗算器３４では、ＰＩ演算部３２が出力するβ軸電圧指令値ｖβ^*に、乗算器３７が出力する補正係数Ａ_IVCが乗算されるように構成されている。

前述した如く、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*より直流リンク電流ｉ_dcが大きくなれば補正係数Ａ_IVCは小さくなり、逆に直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*より直流リンク電流ｉ_dcが小さくなれば補正係数Ａ_IVCは大きくなるので、補正係数Ａ_IVCは、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとのズレを打ち消す方向にα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正し、直流リンク電流ｉ_dc（平均値）を制御して電源電流波形を改善するように作用する。

即ち、乗算器３３と乗算器３４では、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流のｉ_dcとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*が補正されることになる。図３中破線は瞬時電圧制御部１３Ｂにより補正係数Ａ_IVCを算出し、乗算器３３、３４でα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正した場合の直流リンク電流ｉ_dcを示し、実線は直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示している。

この図からも明らかな如く、前述した図２の場合よりも、瞬時電圧制御部１３Ｂが算出する補正値Ａ_IVCにより、過渡時にも直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*に一致するように補正されていることが分かる。これを瞬時電圧制御と云う。そして、αβ−ｕｖｗ変換部３８は、この瞬時電圧制御部１３Ｂの乗算器３３、３４で補正されたα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を、ｕ、ｖ、ｗの各相の電圧指令値ｖ_uvw ^*に変換する。

（５−４）スイッチング制御部１４
そして、この電圧指令値ｖ_uvw ^*はスイッチング制御部１４に入力され、このスイッチング制御部１４は、電圧指令値ｖ_uvw ^*の値に基づいて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御するゲート信号を生成する。具体的には、スイッチング制御部１４は、インバータ回路４に対して、キャリア信号（三角波）に同期したＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する。

ここで、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差、及び、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*、及び、β軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、そのまま各相の電圧指令値ｖ_uvw ^*に変換してスイッチング制御した場合、過渡時に直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとの間にズレが生じると、コンデンサ９の端子に現れる直流リンク電圧Ｖ_dcと入力電圧ｖ_inとの間にパルス状のズレ（偏差）が発生し、コンデンサ９に流れる直流リンクコンデンサ電流ｉ_cが大きくなり、系統に寄生インダクタンスが存在する場合、この寄生インダクタンスと小容量のフィルムコンデンサから成るコンデンサ９間に共振が励起され、入力電流ｉ_inが振動することになる。

実施例の如く、電圧制御部１３において直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正することで、過渡時に生じる偏差を小さくすることができる。

（５−５）電力変換装置１の動作
この実施例では、制御部６の速度制御部１１が、先ず、入力交流の電源周波数ω_sの２倍に同期して脈動する入力トルク指令値τ_in ^*を生成する。次に、トルク制御部１２が入力トルク指令値τ_in ^*から出力トルク指令値τ_inv ^*を生成し、出力トルク指令値τ_inv ^*からｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成して出力する。

次に、電圧制御部１３は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*から、静止座標系上でα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成する。そして、α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成する。更に、入力トルク指令値τ_in ^*からインバータ回路４に流れる直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成し、この直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとの比率である補正係数Ａ_IVCを算出し、算出した補正係数Ａ_IVCをα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*に乗算することで、直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正する。

そして、補正されたα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を用いて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号を生成する。これらのゲート信号により、インバータ回路４においてスイッチングが行われ、モータ８に電力が供給される。

このような制御により、本発明では外乱応答設計を容易とし、且つ、過渡応答からの収束性を改善して、直流リンク電流として電源側に流出するモータの空間高調波成分を低減し、従来の如き大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができるようになる。これにより、大幅なコストの低減を図ることができるようになる。

次に、図４は本発明を適用したもう一つの他の実施例の電力変換装置１の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図１と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。

この実施例の電力変換装置１では、図１のトルク制御部１２を、他の実施例のトルク制御部１２に置き換えている。この場合のトルク制御部１２は、前述した減算器２２と、更に、減算器４２、及び、トルク制御器４４を備えている。この実施例のトルク制御部１２も、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*からインバータ回路４の出力トルクτ_invを制御する操作量として、モータ８のｑ軸電流の指令値（ｑ軸電流指令値）ｉ_q ^*を生成するものである。

具体的にはこの実施例のトルク制御部１２においても、減算器２２が、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*と、コンデンサ９での電力ｐ_cを機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した値のコンデンサトルクτ_cとの偏差を求める。そして、インバータ回路４の出力トルクτ_invの指令値（出力トルク指令値）τ_inv ^*として減算器４２に出力する。

そして、減算器４２が、この出力トルク指令値τ_inv ^*と出力トルクτ_invとの偏差を算出する。ここで、インバータ回路４の出力トルクτ_invは、α軸電流ｉα（推定値）とβ軸電流ｉβ（推定値）とα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*と機械角の回転角周波数ω_rmから、下記式（ＶＩ）の関係に基づいて求める。
τ_inv＝（ｖα^*ｉα（推定値）＋ｖβ^*ｉβ（推定値））÷ω_rm ・・・（ＶＩ）

そして、トルク制御器４４は、減算器４２が求めた偏差に対して、フィードバック制御を実施することにより、出力トルクτ_invと出力トルク指令値τ_inv ^*が一致するように（偏差を無くすように）ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成し、出力する。

前述した如く入力トルク指令値τ_in ^*は直流リンク部３のコンデンサ９に流れる電流を考慮せずに生成したもののため、出力トルク指令値τ_inv ^*には、入力トルク指令値τ_in ^*をコンデンサトルクτ_cで補償した値を用いる方が好ましい。

そして、トルク制御部１２のトルク制御器４４がα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*と機械角の回転角周波数ω_rmからインバータ回路４の出力トルクτ_invを算出し、当該出力トルクτ_invと出力トルク指令値τ_inv ^*が一致するようにフィードバック制御を実施してｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成する。

このように、トルク制御器４４では、トルク次元のフィードバック制御を行い、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を出力している。そのため、電力のフィードバック制御と比較すると、トルク制御器４４にてモータ電流周波数ω_reを考慮する必要がなくなり、トルク制御器４４の設計が容易となる。このフィードバック制御を実施することで、インバータ回路４の出力電力ｐ_invを、より入力電力ｐ_inの基本波成分に追従させることが可能となり、入力電流ｉ_in及びモータ電流の歪み成分を小さくすることができるようになる。

次に、図５は本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置１の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図４と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。この実施例の電力変換装置１では、図４のαβ軸ＰＩ制御部１３Ａを、正弦波追従制御部１３Ｃに置き換えている。

（６）正弦波追従制御部１３Ｃ
図５には、この正弦波追従制御部１３Ｃのブロック図が示されている。正弦波追従制御部１３Ｃは、前述した減算器２６、２７と、Ｆ／Ｂ制御部４６、４７と、ＰＩ制御部４８、４９と、制御安定部５１、５２と、減算器５３、５４を備えている。

この正弦波追従制御部１３Ｃも基本的には前述したαβ軸ＰＩ制御部１３Ａと同様に、ＰＩ制御部４８でα軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差に対し、比例・積分演算を行うことにより、α軸電流指令値ｉα^*とα軸電流ｉαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値ｖα^*を生成し、ＰＩ制御部４９でβ軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差に対し、比例・積分演算を行うことにより、β軸電流指令値ｉβ^*とβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成するものであるが、モータ電流周波数ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むＦ／Ｂ制御部４６、４７が、減算器２６、２７にフィードバック制御を行うことにより、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβをモータ電流周波数ω_reに追従させる正弦波追従制御（αβ−ｓｉｎ制御）を実行する。

また、制御安定部５１、５２はα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβにフィードバックゲインｆ₃をかけ、減算器５３、５４でＰＩ制御部４８、４９の出力から減算し、制御安定化を図る。これらにより、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を、より正弦波に近づけ、それにより、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を正弦波に近づける。

尚、ブロック図中のＰＩ制御部４８、４９、制御安定部５１、５２における各フィードバックゲインｆ₁、ｆ₂、ｆ₃を下記式（ＶＩＩ）、（ＶＩＩＩ）、（ＩＸ）で示す。
ｆ₁＝Ｌ_d（ω_re ²−３ω_c ²） ・・・（ＶＩＩ）
ｆ₂＝Ｌ_d（３ω_cω_re ²−ω_c ³） ・・・（ＶＩＩＩ）
ｆ₃＝３Ｌ_dω_c−Ｒ_a ・・・（ＩＸ）
尚、Ｌ_dはモータ８の電機子巻線のｄ軸インダクタンス、Ｒ_aは電機子巻線抵抗、ω_reは前述したモータ８のモータ電流周波数、ω_cは電流制御系の極である。

上記式（ＶＩＩ）及び（ＶＩＩＩ）にはモータ８のモータ電流周波数ω_reが含まれているため、正弦波追従制御ではモータ８の電気角速度によってゲインを可変にしなければならないが、この実施例の如き正弦波追従制御を行うことで、指令値への目標値応答性と外乱応答性の向上を図ることができる。

次に、図６は本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置１の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図１と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。この実施例の電力変換装置１では、図１の瞬時電圧制御部１３Ｂを、この場合の瞬時電圧制御部１３Ｄに置き換えている。その他の構成は図１の場合と同様である。

例えば、図１の実施例の場合、αβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*に、瞬時電圧制御部１３Ｂの乗算器３３と３４で補正係数Ａ_IVCを乗算することで補正するように構成されてる。即ち、補正係数Ａ_IVCはＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*に対して可変ゲインとして作用する。そのため、安定的に動作させるには補正後のα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*が、電力変換装置１が出力可能な電圧範囲（以下、出力可能電圧範囲と称する。）を超えないように制限しなければならない。

また、瞬時電圧制御部１３Ｂにより行われるα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*の補正では、出力される電圧ベクトル（α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）が一制御周期にて大きく変化する場合がある。その場合、相電流が急峻に変化して直流リンク電流ｉ_dcに発生する電流の誤差がパルス状に変化する。所謂電解コンデンサレスインバータでは、系統に寄生するインダクタンス成分と共振し、入力電流が振動しやすい状態となっているため、前述したパルス状の制御誤差が発生すると、入力電流に共振電流が発生する。従って、一制御周期にて変化する電圧ベクトル（α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）の変化量には制限を加えなければならない。

（７）瞬時電圧制御部１３Ｄ
この実施例の瞬時電圧制御部１３Ｄは上記問題を解決する構成とされている。具体的には、瞬時電圧制御部１３Ｄは、前述（図１）したものと同様の機能を奏する乗算器３６、３９と減算器２８に加えて、出力電圧補正部５６を備えている。そして、この場合も乗算器３９は、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*に、機械角の回転角周波数ω_rmを乗算することで入力電力指令値ｐ_in ^*に変換し、出力する。乗算器３６は、乗算器３９が出力する入力電力指令値ｐ_in ^*に、１／ｖ_inの絶対値を乗算すること、即ち、入力電力指令値ｐ_in ^*を入力電圧ｖ_inの絶対値で除算することで、入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値を出力する。

（７−１）出力電圧補正部５６
また、減算器２８は、この入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値からコンデンサ９に流れる直流リンクコンデンサ電流ｉ_c（平均値。実施例では推定値。但し、実測された真値でもよい。以下、同じ）を減算することで、それらの偏差としての直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（平均値）を求めて出力し、出力電圧補正部５６に入力する。この出力電圧補正部５６には、更にモータ８のα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが入力される。そして、この出力電圧補正部５６にαβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*が入力され、出力電圧補正部５６の出力がαβ−ｕｖｗ変換部３８に入力される構成とされている。

（７−２）出力可能電圧範囲を超える場合の瞬時電圧制御
ここで、直流リンク電流ｉ_dcは下記式（Ｘ）で表される。尚、ｖα_n ^*は正規化後のα軸電圧指令値、ｖβ_n ^*は正規化後のβ軸電圧指令値である。ここで、上記の正規化とは電圧指令値を直流リンク電圧Ｖ_dcで除算し、２を掛ける処理とする。
即ち、ｖα_n ^*＝２ｖα^*／Ｖ_dc、ｖβ_n ^*＝２ｖβ^*／Ｖ_dcである。

そして、所望する直流リンク電流ｉ_dcである直流リンク電流指令値をｉ_dc ^*として式（Ｘ）に代入し、ｖβ_n ^*に関して整理すると、式（ＸＩ）となる。この式（ＸＩ）は正規化された電圧ベクトル空間にて線の方程式となっており、過変調にならない範囲で式（ＸＩ）にて表される線上のどの点に電圧ベクトルを配置しても、所望する直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*がもたらされる式となっている。以後、この式（ＸＩ）で表される直線を等電流線と称する。

瞬時電圧制御部１３Ｄも、前述した瞬時電圧制御部１３Ｂと同様に補正係数Ａ_IVCを算出し、αβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*に、基本的には上記算出した補正係数Ａ_IVCを掛けることで、上記の等電流線上に配置されるように補正を加える（瞬時電圧制御部１３Ｂも同様）。これにより、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*が、αβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*と同位相となるようにする。

しかしながら、前述した如く補正後のα軸電圧指令値ｖα^*と、β軸電圧指令値ｖβ^*が、電力変換装置１の出力可能電圧範囲を超えないようにしなければならない。ここで、電力変換装置１の出力可能電圧範囲は、式（ＸＩＩ）の電圧制限円で表される。そして、この場合の出力電圧補正部５６は、前述した補正係数Ａ_IVCにより補正したα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*が、式（ＸＩＩ）を満たさない場合、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*に補正係数Ａ_IVCを乗算するのでは無く、式（ＸＩＩＩ）と式（ＸＩＶ）で導出した値をα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*とする。言い換えれば、ＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を、式（ＸＩＩＩ）と式（ＸＩＶ）で算出した値に置き換えることで補正し、これをα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*とし、αβ−ｕｖｗ変換部３８に出力する。

即ち、この場合の瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６は、上記式（ＸＩＩ）で表される電圧制限円（出力可能電圧範囲）と上述した等電流線との交点に電圧ベクトルを配置する。この電圧制限円と等電流線との交点が、上記式（ＸＩＩＩ）と式（ＸＩＶ）となる。これらの式から明らかな如く、交点は二つ現れるが、もとの電圧ベクトル（ＰＩ演算部３１、３２が出力するα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）に近い方の値を選択して、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*とし、αβ−ｕｖｗ変換部３８に出力する。

このように、この実施例の瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６も、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と直流リンク電流ｉ_dcとの比率から算出される補正係数Ａ_IVCにより、当該直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を一致させるようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正するものであるが、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*が出力可能電圧範囲（式（ＸＩＩ）の電圧制限円）を超える場合は、補正係数Ａ_IVCによらず、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致し（等電流線上に配置し）、且つ、出力電圧が最大となる（電圧制限円上となる）α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで補正するようにしたので、安定的な動作を実現することができるようになる。

（７−３）変化量の制限制御
また、前述した如く図１の実施例の瞬時電圧制御部１３Ｂにより行われるα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*の補正では、出力される電圧ベクトル（α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）が一制御周期にて大きく変化する場合がある。その場合、相電流が急峻に変化して直流リンク電流ｉ_dcに発生する電流の誤差がパルス状に変化する。所謂電解コンデンサレスインバータでは、系統に寄生するインダクタンス成分と共振し、入力電流が振動しやすい状態となっているため、前述したパルス状の制御誤差が発生すると、入力電流に共振電流が発生する。従って、一制御周期にて変化する電圧ベクトル（α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）の変化量には制限を加えなければならない。そのため、この場合の瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６は、以下に説明する如く、一制御周期にて変化する電圧ベクトル（α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*）の変化量に制限を加える。

この実施例の出力電圧補正部５６は一定の規定値Ｒ_limを設け、電圧変化量の大きさ（ノルム）がこの規定値Ｒ_limを超える場合、当該規定値Ｒ_limを超えないように電圧ベクトルを修正する。また、修正する際に等電流線上に配置する必要があるので、規定値Ｒ_limの円と等電流線との交点に電圧ベクトルを配置する。下記式（ＸＶ）と式（ＸＶＩ）は規定値Ｒ_limの円と等電流線との交点を示している。

尚、式（ＸＶ）と式（ＸＶＩ）中の［ｋ］は今回の制御周期を意味し、［ｋ−１］は一制御周期前を意味している。この場合も、規定値Ｒ_limの円と等電流線との交点は２つ現れるため、修正前の電圧ベクトルに近い方の交点のｖα_nLim ^*［ｋ］、ｖβ_nLim ^*［ｋ］を選択し、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*としてαβ−ｕｖｗ変換部３８に出力する。

このように、電圧制御部１３の瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６は、補正後のα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*の変化量が規定値Ｒ_limを超える場合、規定値Ｒ_limを超えず、且つ、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、出力するようにしたので、相電流が急峻に変化して入力電流に共振電流が発生する不都合を効果的に解消することができるようになる。

図７中破線はこの場合の瞬時電圧制御部１３Ｄにより補正係数Ａ_IVCを算出し、α軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正した後（瞬時電圧制御）、更に、出力電圧補正部５６により、上述したα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*の変化量の制限制御を実施した場合の直流リンク電流ｉ_dcを示し、実線は直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を示している。

この図からも明らかな如く、出力電圧補正部５６による変化量の制限制御で、図３の場合よりも更に直流リンク電流ｉ_dcが直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*に一致するように制御されていることが分かる。

次に、図６に示された瞬時電圧制御部１３Ｄによる制御の更にもう一つの実施例を説明する。尚、この場合の電力変換装置１の全体のブロック図は図６と同様であるので、上記実施例（実施例４）の場合と同様に図６を参照しながら説明する。

上記実施例（実施例４）では、瞬時電圧制御部１３Ｄが連続的に変化する相電流のサンプリング値（前述した制御周期でサンプリングした値）に基づき、所望の直流リンク電流ｉ_dcになるように電圧ベクトルをＦＦ（フィードフォワード）的に操作している。しかしながら、相電流は電圧ベクトルを決定した後も連続的に変化しており、サンプリング間の平均値とサンプリング値には差が発生する。これにより、相電流のサンプリング値に基づいた瞬時電圧制御では、直流リンク電流ｉ_dcの平均値にパルス状の制御誤差が発生する。

また、上記実施例（実施例４）の変化量の制限制御では、電圧ベクトルの時間変化量に制限を加えるため、相電流の制御が不安定になる等の問題がある。

そこで、この実施例では瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６が、モータ（ＩＰＭＳＭ）８の離散方程式により、相電流の次サンプリング時の電流を予測し、現サンプリング値から次サンプリング値（予測値）までの平均値に基づいて直流リンク電流ｉ_dcを制御する。

（８）ＩＰＭＳＭ離散方程式に基づく直流リンク電流の予測制御
上記実施例（実施例４）の瞬時電圧制御は式（Ｘ）に基づく制御であった。この式（Ｘ）をサンプリング時系列に関して厳密に記述すると下記式（ＸＶＩＩ）のようになる。

式（ＸＶＩＩ）では、ｉ_dc［ｋ］はｋ（制御周期における今回のサンプリング）時点での直流リンク電流の瞬時値、ｉα［ｋ］及びｉβ［ｋ］はｋ時点でのαβ軸でのモータ電流の瞬時値、ｖα_n ^*［ｋ］及びｖβ_n ^*［ｋ］はｋ時点での正規化された電圧ベクトルである。前述した実施例（実施例４）の瞬時電圧制御は、この式に基づいた等電流線上に電圧ベクトルを配置しているため、直流リンク電流ｉ_dcのｋ時点の瞬時値しか制御できない状態である。

ここで、この実施例の瞬時電圧制御部１３Ｄの出力電圧補正部５６は、式（ＸＶＩＩＩ）に示すように、２点のサンプリング点を用いて直流リンク電流ｉｄｃの平均値に関して成立する式を用い、直流リンク電流ｉｄｃの平均値に関しても成立する予測等電流曲線を導出する。

尚、ｉ_dc［ｋ＋１］は式（ＸＩＸ）、式（ＸＸ）で求められるｉα［ｋ＋１］、ｉβ［Ｋ＋１］と、ｖα_n ^*［ｋ＋１］、ｖβ_n ^*［ｋ＋１］を式（ＸＶＩＩ）に代入することにより算出され、ｉ_dc［ｋ＋３］は式（ＸＸＩ）、式（ＸＸＩＩ）で求められるｉα［ｋ＋２］、ｉβ［Ｋ＋２］と、ｖα_n ^*［ｋ＋２］、ｖβ_n ^*［ｋ＋２］を式（ＸＶＩＩ）に代入することにより算出される。

式（ＸＶＩＩＩ）では、出力電圧が決定されてから実際に出力されるまでに１サンプリング遅れることを考慮し、［ｋ＋１］（一制御周期後）時点の電圧を計算するために、全体で１サンプリング進ませた式にしている。ここで、ｉα［ｋ＋１］及びｉβ［ｋ＋１］は未来値であり、ｉα［ｋ］及びｉβ［ｋ］と、ｖα_n［ｋ］及びｖβ_n［ｋ］よりモータ（ＩＰＭＳＭ）８の離散方程式にて求めることができる。即ち、ｉα［ｋ＋１］及びｉβ［ｋ＋１］は上記式（ＸＩＸ）、式（ＸＸ）で決定される。

また、ｉα［ｋ＋２］及びｉβ［ｋ＋２］に関しては、ｉα［ｋ＋１］及びｉβ［ｋ＋１］に基づいてモータ（ＩＰＭＳＭ）８の離散方程式により計算されるｖα_n［ｋ＋１］及びｖβ_n［ｋ＋１］の関数である。即ち、ｉα［ｋ＋２］及びｉβ［ｋ＋２］は上記式（ＸＸＩ）、式（ＸＸＩＩ）で決定される。尚、式（ＸＩＸ）〜式（ＸＸＩＩ）中の係数Ａ₁₁〜Ａ₂₂及びｂ₁₁〜ｂ₂₂に関しては後述する。ここで、直流リンク電圧の未来値Ｖ_dc［ｋ＋１］が必要となるが、ＰＬＬ回路２１にて取得した電源の位相を１サンプリング分シフトすれば得ることができる。

式（ＸＶＩＩＩ）に式（ＸＩＸ）〜式（ＸＸＩＩ）のｉα［ｋ＋１］及びｉβ［ｋ＋１］、ｉα［ｋ＋２］及びｉβ［ｋ＋２］を代入する。また、直流リンク電流ｉ_dcの平均値ｉｄｃ（ｉ_dc［ｋ＋１］＋ｉ_dc［ｋ＋２］）／２に関しては、直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*［ｋ］とする。現サンプリング時点（［ｋ］時点）では、ｉ_dc ^*［ｋ＋１］は求められないため、ｉ_dc［ｋ］を式（ＸＶＩＩＩ）に代入すると、最終的には現サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dc［ｋ］（予測等電流曲線）の式は、式（ＸＸＩＩＩ）で表される。

式（ＸＸＩＩＩ）から求められるｖβ_n ^*［ｋ＋１］は、従来の等電流線の近傍に描かれる曲線の方程式となる。この曲線は、モータ（ＩＰＭＳＭ）８の離散方程式による次サンプリング時の電流予測に基づくサンプリング間平均の等直流リンク電流を表す正規化した電圧空間上の曲線となる。また、求められるｖβ_n ^*［ｋ＋１］には正負の符号が含まれることになることから、予測等電流曲線は２本の曲線となるが、それらが繋がった連続した１本の曲線となる。

（８−１）電圧制限内における直流リンク電流の予測制御
出力電圧補正部５６は、上記の如く予測により予測等電流曲線を導出し、次に、前記実施例（実施例４）と同様に、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａからの出力電圧ベクトルと同位相となる予測等電流曲線上の点に電圧ベクトルを配置する。

αβ軸ＰＩ制御部１３ＡのＰＩ演算部３１、３２から出力されるα軸電圧指令値ｖα^*、β軸電圧指令値ｖβ^*を、ここではそれぞれα軸電圧指令値ｖα^*１、β軸電圧指令値ｖβ^*１とすると、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａからの出力電圧の同位相線は以下の式（ＸＸＩＸ）になる。

このαβ軸ＰＩ制御部１３Ａからの出力電圧との同位相線と式（ＸＸＩＩＩ）の予測等電流曲線との交点を求めればよく、交点は式（ＸＸＸ）のようになる。ｖβ_n ^*［ｋ＋１］は式（ＸＸＸ）で求め、ｖα_n ^*［ｋ＋１］は式（ＸＸＩＸ）の関係から求める。即ち、この実施例の出力電圧補正部５６は、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａが出力するα軸電圧指令値（この場合ｖα^*１）とβ軸電圧指令値（この場合ｖβ^*１）を用いて式（ＸＸＩＸ）と式（ＸＸＸ）の演算を行い、これら式（ＸＸＩＸ）と式（ＸＸＸ）で算出した値に置き換えることでα軸電圧指令値ｖα^*１とβ軸電圧指令値ｖβ^*１を補正し、これをα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*とし、αβ−ｕｖｗ変換部３８に出力する。

即ち、出力電圧補正部５６は、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａが出力するα軸電圧指令値ｖα^*１とβ軸電圧指令値ｖβ^*１を用い、当該α軸電圧指令値ｖα^*１とβ軸電圧指令値ｖβ^*１と同位相となるα軸電圧指令値ｖα^*とβ軸電圧指令値ｖβ^*を導出し、置き換えることで補正し、αβ−ｕｖｗ変換部３８に出力する。

ここで、式（ＸＸＸ）に同位相線と予測等電流曲線との交点を示したが、交点が電圧制限を超えた場合や電圧修正量が過大になる場合に関しても前述した実施例と同様に予測等電流曲線と電圧制限図形（実施例４では電圧制限円）との交点を選択する必要がある。次に、電圧制限円が内接する電圧制限六角形と予測等電流曲線との交点について説明する。

（８−２）電圧飽和時における直流リンク電流の予測制御
前記実施例（実施例４）の瞬時電圧制御と同様に、予測等電流曲線を用いた直流リンク電流ｉ_dcの予測制御においてもαβ軸ＰＩ制御部１３Ａの出力を修正して直流リンク電流ｉ_dcを制御する。そのため、電流制御系の安定性を確保するためや修正により電圧飽和が起こった場合等を考慮して、瞬時電圧制御と同様に電圧制限図形と予測等電流曲線の交点に電圧ベクトルを配置する。

前述した実施例（実施例４）の瞬時電圧制御では、等電流線と電圧制限円（電圧制限六角形の内接円）との交点に電圧ベクトルを配置することになっているが、予測等電流曲線と円とでは実用的な解析解が得られないため、電圧制限六角形との交点に電圧ベクトルを配置する。ここでは、電圧制限六角形のそれぞれの辺を、切片を持つ６本の直線の式で表記し、予測等電流曲線との交点を算出する。電圧制限六角形のそれぞれの辺を以下に示す直線の式（ＸＸＸＩ）で一般化する。

式（ＸＸＸＩ）のｎには１〜６が代入され、それぞれ６辺の直線となり、六角形の辺を構成する。式（ＸＸＸＩＩ）に示す一般化した直線の式と予測等電流曲線との交点は式（ＸＸＸＩＩＩ）に示される。式（ＸＸＸＩＩＩ）はそれぞれ６辺分計算され、六角形の角頂点の内側に解を持つものを交点とする。複数個算出された交点のうち、αβ軸ＰＩ制御部１３Ａからの出力に最も近い交点を選択する。

（８−３）ＩＰＭＳＭ離散方程式
予測等電流曲線を用いた直流リンク電流ｉ_dcの制御は、モータ（ＩＰＭＳＭ）８の離散方程式に基づいている。ここで用いているＩＰＭＳＭの離散方程式は、ＩＰＭＳＭの状態方程式をサンプリング時間Ｔ_sの０次ホールドにて離散化した式である。式（ＸＸＸＩＶ）にＩＰＭＳＭの状態方程式を示す。式（ＸＸＸＩＶ）をサンプリング時間Ｔ_sの０次ホールドにて離散化すると式（ＸＸＸＶ）になる。

ここで、係数行列Ａ_dは式（ＸＸＸＶＩ）で、係数行列ｂ_dは式（ＸＸＸＶＩＩ）で表され、この式（ＸＸＸＶＩ）、式（ＸＸＸＶＩＩ）を解くことで、係数行列の各要素を得ることができる。

また、上記式中に用いた変数を以下に示す。

図８に前述した実施例（実施例４）の瞬時電圧制御による入力電流ｉ_inと入力電流指令値ｉ_in ^*（上段）、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（下段）を示し、図９にこの実施例（実施例５）の瞬時電圧制御による入力電流ｉ_inと入力電流指令値ｉ_in ^*（上段）、直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*（下段）を示している。

図８では電圧ベクトルの急峻な変動によって、Ｐ１に示す如く直流リンク電流ｉ_dcにパルス状の誤差が発生している。これによって、Ｐ２に示すように寄生成分による共振回路の共振電流が入力部に流れ、電源波形に高い周波数の電流振動が発生している。また、Ｐ３に示す直流リンク電流ｉ_dcの制御誤差により、Ｐ４に示すように入力部のコンバータ回路２を構成するブリッジダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）の導通幅が狭まっている。これらは全て、モータ電流のサンプリング値とサンプリング間の平均値との差に起因している。

一方、図９ではＰ５を見ても分かるように直流リンク電流ｉ_dcにパルス状の制御誤差は発生していない。また、Ｐ６においても直流リンク電流ｉ_dcの制御誤差が発生していないため、入力部のダイオードブリッジの導通幅が広くなっている。直流リンク電流ｉｄｃの予測制御を用いることで、入力電流ｉ_inは略理想的な正弦波電流となっていることが分かる。

以上のようにこの実施例の予測制御によれば、１サンプリング先の電流を予測し、サンプリング間の平均値に関して成立する予測等電流曲線を用いるため、サンプリング値とサンプリング間の平均値の差に起因して発生する直流リンク電流ｉ_dcの制御誤差を大幅に低減することができるようになる。これにより、入力部に存在している寄生成分と直流リンク部３のコンデンサ９による共振回路の共振電流を低減することができるようになる。

尚、本発明の電力変換装置１の制御対象は、各実施例で示したＩＰＭＳＭに限定されるものでは無く、モータ８の用途も圧縮機に限定されるものではない。

１ 電力変換装置
２ コンバータ回路
３ 直流リンク部
４ インバータ回路
６ 制御部
７ 交流電源
８ モータ
９ コンデンサ
１１ 速度制御部
１２ トルク制御部
１３ 電圧制御部
１３Ａ αβ軸ＰＩ制御部
１３Ｂ、１３Ｄ 瞬時電圧制御部
１３Ｃ 正弦波追従制御部
１４ スイッチング制御部
１８ 二乗波形生成部
２４ ｄｑ−αβ変換部
２６、２７ 減算器
３１、３２ ＰＩ演算部
３３、３４ 乗算器
４６、４７ Ｆ／Ｂ制御部
５６ 出力電圧補正部

Claims (12)

1. モータに電力を供給する電力変換装置であって、
   入力交流を全波整流するコンバータ回路と、
   該コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、
   該直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、前記モータに供給するインバータ回路と、
   前記スイッチングを制御する制御部とを備え、
   該制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、
   前記インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求めるトルク制御部と、
   前記モータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、
   前記速度制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を、前記入力交流の電源周波数ω_sの２倍に同期して脈動させ、
   前記トルク制御部は、前記モータの速度を制御する操作量から前記インバータ回路の出力トルク指令値τ_inv ^*を生成し、当該出力トルク指令値τ_inv ^*に基づいて、前記インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量を求め、
   前記電圧制御部は、前記インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量に基づき、静止座標系上で前記モータのα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成し、
   これらα軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるように前記モータのα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、
   且つ、前記モータの速度を制御する操作量に基づいて、前記インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成し、直流リンク電流ｉ_dcが前記直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるように前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記速度制御部が求める前記モータの速度を制御する操作量は、前記インバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τ_in ^*であり、前記電圧制御部は、前記入力トルク指令値τ_in ^*に基づいて前記直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記トルク制御部が求める前記インバータ回路の出力トルクτ_invを制御する操作量は、前記モータのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*であり、前記電圧制御部は、前記ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいて前記α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧制御部は、ＰＩ制御により、前記α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなる前記α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を生成し、更に前記直流リンク電流ｉ_dcが前記直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と等しくなるように前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
5. 前記電圧制御部は、前記モータのモータ電流周波数ω_reの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むＦ／Ｂ制御部でフィードバック制御を行うことにより、前記α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを前記モータ電流周波数ω_reに追従させることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧制御部は、前記直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*と前記直流リンク電流ｉ_dcとの比率から算出される補正係数Ａ_IVCにより、当該直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*を一致させるように、前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*を補正すると共に、
   補正後の前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*が出力可能電圧範囲を超える場合は、前記補正係数Ａ_IVCによらず、前記直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで補正することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
7. 前記電圧制御部は、補正後の前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*の変化量が規定値Ｒ_limを超える場合、当該規定値Ｒ_limを超えず、且つ、前記直流リンク電流ｉ_dcと直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致する前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*を算出することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる前記直流リンク電流ｉ_dcと前記直流リンク電流指令値ｉ_dc ^*が一致するα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を補正することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。
9. 前記電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値の平均値から前記直流リンク電流ｉ_dcを求めることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記電圧制御部は、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時の前記モータのα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの値を予測し、予測した値に基づいて前記次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値、又は、前記次サンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流ｉ_dcの値を算出することを特徴とする請求項８又は請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記電圧制御部は、前記α軸電流指令値ｉα^*及びβ軸電流指令値ｉβ^*とα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβとの偏差が小さくなるように算出された前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*と、補正後の前記α軸電圧指令値ｖα^*及び前記β軸電圧指令値ｖβ^*が同位相となるように補正することを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの何れかに記載の電力変換装置。
12. 前記トルク制御部は、前記α軸電流ｉαと前記β軸電流ｉβと前記α軸電圧指令値ｖα^*と前記β軸電圧指令値ｖβ^*と前記機械角の回転角周波数ω_rmから前記インバータ回路の出力トルクτ_invを算出し、当該出力トルクτ_invと前記出力トルク指令値τ_inv ^*が一致するようにフィードバック制御を実施することを特徴とする請求項１乃至請求項１１のうちの何れかに記載の電力変換装置。

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