JP5838554B2

JP5838554B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5838554B2
Application number: JP2011007858A
Authority: JP
Inventors: 関本　守満; 守満関本
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2011-01-18
Filing date: 2011-01-18
Publication date: 2016-01-06
Anticipated expiration: 2031-01-18
Also published as: JP2012151966A

Description

本発明は、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けた電力変換装置に関し、特に、電源電圧の位相検出に係るものである。

従来より、コンバータ回路と直流リンク部とインバータ回路を有した電力変換装置として、例えば特許文献１には、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けて脈動する直流電圧をインバータ回路へ出力すると共に、インバータ回路のスイッチング制御を行うことにより、電源側の力率低下や高調波問題を解消する、いわゆる単相コンデンサレスインバータが提案されている。

そして、単相コンデンサレスインバータにおける電源高調波の抑制対策として、電源側の入力電流の波形が正弦波となるようにインバータをフィードバック制御するものが、例えば特許文献２に提案されている。

特開２００２−５１５８９号公報特許第３６９９６６３号公報

ところで、上述した特許文献１および２の制御を行うためには、電源電圧の位相を検出する必要がある。そして、現状では、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧に同期した信号を得ることにより、電源電圧の位相を算出している。

しかしながら、ゼロクロス検出回路はフォトカプラ等を使用しているため、そのフォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによって、その特性が変化してしまうため、算出した電源電圧の位相に誤差が生じてしまう。これにより、電源側の力率低下や電源高調波の抑制を十分に行うことができないという問題があった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、いわゆる単相コンデンサレスインバータの電力変換装置において、正確な電源電圧の位相を検出して、その位相を用いた制御の精度を向上させることにある。

本発明に係る電力変換装置（1）は、上記の目的を達成するために、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧（V_in）の位相を直接検出するのではなく、直流リンク部（3）の電圧波形の形状から、電源電圧（V_in）の位相を推定するようにしたものである。

具体的に、第１の発明は、単相交流電源（6）の電源電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（2）と、上記コンバータ回路（2）の出力端間に接続されたコンデンサ（3a）を有し、脈動する直流電圧（V_dc）を出力する直流リンク部（3）と、上記直流リンク部（3）から出力された直流電圧（V_dc）をスイッチングによって交流に変換して出力するインバータ回路（4）と、上記直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源周波数（ωs）を推定し、推定された電源周波数（ωs）を積分することによって上記電源電圧（V_in）の位相を推定し、得られた推定位相の、上記直流電圧（V_dc）の位相に対する位相ずれと反対の向きに、上記推定位相を補正する位相推定部（70）とを備えているものである。

上記第１の発明では、先ず、直流リンク部（3）の脈動する直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源電圧（V_in）の位相が推定される。この推定位相は、実際の直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の位相とずれている可能性がある。そのため、推定位相と直流電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれを検出し、その位相ずれの分だけ推定位相が補正される。この補正された推定位相は電源電圧（V_in）の位相として各制御に用いられる。

第２の発明は、上記第１の発明において、上記位相推定部（70）が、上記推定位相における所定時間に対する上記直流電圧（V_dc）の積分値から上記位相ずれを推定するものである。

上記第２の発明では、例えば図６に示すように、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から推定した電源電圧（V_in）の推定位相における所定時間に対する直流電圧（V_dc）の積分値から、上述した位相ずれが推定される。

第３の発明は、上記第１または第２の発明において、上記単相交流電源（6）とコンバータ回路（2）との間に設けられるリアクトル（L）を備え、上記位相推定部（70）が、上記リアクトル（L）による電圧降下分を上記直流電圧（V_dc）に対して補償するものである。

上記第３の発明では、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）が、リアクトル（L）による電圧降下分だけ補償される。

以上説明したように、本発明によれば、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源電圧（V_in）の位相を推定し、該推定位相と直流電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれに基づいて補正した推定位相を電源電圧（V_in）の位相としている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧（V_in）の位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧（V_in）の位相を把握することができる。その結果、電源側の力率低下や電源高調波を抑制する制御を高精度に行うことができる。

上記第２の発明によれば、推定位相における所定時間に対する直流電圧（V_dc）の積分値から、推定位相と直流電圧（V_dc）の位相との位相ずれを推定するため、位相ずれを具体的に検出することができる。これにより、正確な電源電圧（V_in）の位相を具体的に把握可能である。

上記第３の発明によれば、リアクトル（L）による電圧降下分を直流電圧（V_dc）に対して補償するので、より正確な電源電圧（V_in）の波形を把握することができ、より正確な電源電圧（V_in）の位相を把握することができる。

図１は、実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す概略図である。図２は、実施形態に係る制御部の構成を一部省略して示すブロック図である。図３は、実施形態に係る補償値演算部の構成を示すブロック図である。図４は、実施形態に係る位相推定部の構成を示すブロック図である。図５は、実施形態に係る位相推定部の動作を示すフローチャートである。図６は、実施形態に係る位相推定部の動作を説明するための図である。図７は、実施形態の変形例１に係る位相推定部の動作を示すフローチャートである。図８は、実施形態の変形例１に係る位相推定部の動作を説明するための図である。図９は、実施形態の変形例２に係る位相推定部の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、以下の実施形態及び変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、或いはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

本発明の実施形態に係る電力変換装置（1）の概略構成を図１に示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）と、直流リンク部（3）と、インバータ回路（4）と、制御部（5）とを備え、単相の交流電源（6）から供給される交流の電力を所定の周波数の電力に変換し、三相交流のモータ（7）に供給するように構成されている。尚、三相交流のモータ（7）は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。

コンバータ回路（2）は、交流電源（6）に接続され、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路と、交流電源（6）とダイオードブリッジ回路との間に直列に接続されたリアクトル（L）とを有している。交流電源（6）の電源電圧（V_in）は、ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路（2）の出力と上記直流リンク部（3）の入力との間には、シャント抵抗（図示せず）が直列に接続され、コンバータ回路（2）の出力電流（|i_in|）が検出される。

直流リンク部（3）は、コンバータ回路（2）の出力とインバータ回路（4）の入力との間に設けられている。直流リンク部（3）には、コンバータ回路（2）の出力端間に接続されたコンデンサ（3a）が設けられている。このコンデンサ（3a）としては、例えばフィルムコンデンサが用いられ、インバータ回路（4）の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）を平滑化可能にする程度の静電容量を有している。つまり、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化する程の静電容量を有さない小容量のコンデンサである。本実施形態では、単相の交流電源（6）であるため、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）（以下、ＤＣ電圧（V_dc）という。）は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動し，且つ，その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。

インバータ回路（4）は、入力側が直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）に接続され、出力側が三相交流のモータ（7）に接続されている。インバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（4）は、電力を三相交流のモータ（7）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（7）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、入力された直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）をスイッチングして所定の周波数の三相交流電圧に変換し、その電圧をモータ（7）に出力するように構成されている。尚、本実施形態では、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。

制御部（5）は、インバータ回路（4）のスイッチング（オンオフ動作）を制御し、そのスイッチング制御によって、インバータ回路（4）の出力電流、つまり、モータ（7）に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流（モータ電流（i_u,i_v,i_w））が制御されるように構成されている。図２〜図４に示すように、制御部（5）は、電流制御部（50）と補償値演算部（60）と位相推定部（70）とを備えている。

〈電流制御部〉
電流制御部（50）は、電流指令値を生成し、その電流指令値に基づいて、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御するように構成されている。電流制御部（50）は、速度制御部（51）、乗算器（52）、加算器（53）、ｄｑ電流指令値生成部（54）、座標変換部（55）、ｄｑ軸電流制御部（56）およびＰＷＭ演算部（57）を備えている。

速度制御部（51）は、モータ（7）の機械角の回転角周波数（ω）と、機械角の指令値（ω*）との偏差を求め、その偏差を比例・積分演算（ＰＩ演算）し、その演算結果である第１の電流指令値（i_m*）を乗算器（52）に出力するように構成されている。

乗算器（52）は、交流電源（6）から出力される電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）が入力され、下記の式（１）に基づいて算出される変調係数（ripple）を第１の電流指令値（i_m*）に乗算し、その乗算結果を第２の電流指令値（i_T*）として出力するように構成されている。尚、式（１）中のｋは、モータ（7）の負荷の大きさに応じて変更される値である。

加算器（53）は、第２の電流指令値（i_T*）と、後述する補償値演算部（60）で出力される補償電流指令値（i_comp*）とを加算し、その加算結果を駆動電流指令値（i_dq*）として出力するように構成されている。駆動電流指令値（i_dq*）の値は、次の式（２）で表すことができる。

ｄｑ電流指令値生成部（54）は、駆動電流指令値（i_dq*）と、モータ（7）に流す電流の位相（β）の指令値（β*）とから、次の式（３）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d*）及びｑ軸電流指令値（i_q*）を求め、それらをｄｑ軸電流制御部（56）に出力するように構成されている。

座標変換部（55）は、モータ（7）の回転子（図示は省略）の回転角（電気角（θ_e））と、モータ電流（i_u,i_v,i_w）とから、ｄ軸電流（i_d）とｑ軸電流（i_q）を算出するように構成されている。具体的には、次の式（４）に基づいて、ｄ軸電流（i_d）とｑ軸電流（i_q）とが求められる。

ｄｑ軸電流制御部（56）は、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の指令値であるｄ軸及びｑ軸の電流指令値（i_d*,i_q*）とｄ軸及びｑ軸の実電流値（i_d,i_q）との偏差がそれぞれ小さくなるようにｄ軸及びｑ軸の電圧指令値（V_d*,V_q*）を生成し、ＰＷＭ演算部（57）に出力するように構成されている。

ＰＷＭ演算部（57）では、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値（V_d*,V_q*）と、直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）と、モータ（7）の回転子（図示は省略）の回転角（電気角（θ_e））とが入力される。ＰＷＭ演算部（57）は、これらの値に基づいて、インバータ回路（4）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成し、そのゲート信号（G）をインバータ回路（4）に出力するように構成されている。

〈補償値演算部〉
補償値演算部（60）は、検出されたコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）に基づいて、補償電流指令値（i_comp*）を演算により求めるように構成されている。

次に、補償値演算部（60）では、補償電流指令値（i_comp*）が生成される。具体的には、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流の指令値（|i_in*|）とコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）との偏差を比例・積分演算（ＰＩ演算）し、その演算結果として生成される。このように、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）が目標値である上記指令値（|i_in*|）に近づくように算出される。つまり、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように算出される。尚、コンバータ回路（2）の出力電流（|i_in|）の波形は、コンバータ回路（2）の入力電流（|i_in|）を全波整流した波形に等しい。つまり、コンバータ回路（2）の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように補償電流指令値（i_comp*）を算出することは、コンバータ回路（2）の入力電流の波形が上記正弦波に近づくように補償電流指令値（i_comp*）を算出することと同じ意味である。生成された補償電流指令値（i_comp*）は、前述の通り、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御するための指令値として、電流制御部（50）の加算器（53）に出力される。この補償電流指令値（i_comp*）に基づいてモータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御することにより、入力電流の高調波成分が抑制される。

〈位相推定部〉
位相推定部（70）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」を、直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）の波形から推定するように構成されている。図４に示すように、位相推定部（70）は、周波数算出部（71）と演算部（72）と位相算出部（73）とを備えている。

周波数算出部（71）は、ＤＣ電圧（V_dc）の波形の周期から電源周波数（ωs）を推定する。演算部（72）は、周波数算出部（71）で推定した電源周波数（ωs）を積分することによって、電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を推定する。以下、この「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」は単に推定電源位相（θ_in）ともいう。位相算出部（73）は、演算部（72）で推定した推定電源位相（θ_in）とＤＣ電圧（V_dc）の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相（θ_in）を補正する。そして、この補正後の推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」として出力される。

位相算出部（73）の動作について図５および図６を参照しながら詳細に説明する。先ず、図５のステップＳＴ１では、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の所定時間（例えば、０〜９０degの期間）に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値Ａ１が算出される。図５のステップＳＴ２では、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の所定時間（例えば、９０〜１８０degの期間）に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値Ａ２が算出される。つまり、積分値Ａ１およびＡ２は、図６に示すように、ＤＣ電圧（V_dc）の波形における所定時間に対する面積である。

続いて、図５のステップＳＴ３では、積分値Ａ１と積分値Ａ２の大小が比較判定される。Ａ１がＡ２より大きい場合（Ａ１＞Ａ２の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相（θ_in）が進み方向に補正される（図５のステップＳＴ４）。逆に、Ａ１がＡ２より小さい場合（Ａ１＜Ａ２の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相（θ_in）が遅れ方向に補正される（図５のステップＳＴ５）。例えば、Ａ１がＡ２より小さい場合（Ａ１＜Ａ２の場合）は、図６（ａ）に示す状態となる。それぞれの位相の補正量は、Ａ１とＡ２の差分に対応した位相量である。図５のステップＳＴ４，５で補正された推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）の「位相（θ_in）」として出力される。このように、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正が連続して行われる。尚、図５において図示しないが、図６（ｂ）に示すようにＡ１とＡ２が同じである場合（Ａ１＝Ａ２の場合）は、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）は位相ずれが無いとしてそのまま出力される。

−実施形態の効果−
以上のように、本実施形態では、ＤＣ電圧（V_dc）の波形から推定した推定電源位相（θ_in）を電源電圧（V_in）の位相（θ_in）としている。具体的に、本実施形態では、ＤＣ電圧（V_dc）の周期から推定した推定電源位相（θ_in）と、ＤＣ電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて推定電源位相（θ_in）を補正し、その補正後の推定電源位相（θ_in）を電源電圧（V_in）の位相（θ_in）としている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧の位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体のバラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。その結果、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）を正確に把握することができる。その結果、補償値演算部（60）において正確な補償電流指令値（i_comp*）を求めることができ、それに伴って電流制御部（50）において正確なモータ電流（i_u,i_v,i_w）を求めることができる。これにより、コンバータ回路（2）の入力電流（i_in）の波形を正弦波に十分近づけることができ、入力電流の高調波成分を高精度に抑制することができる。

また、本実施形態の位相算出部（73）では、推定電源位相（θ_in）における所定時間に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値から、推定電源位相（θ_in）とＤＣ電圧（V_dc）の位相との位相ずれを算出しているので、位相ずれひいては電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を具体的且つ簡易に把握することができる。

−実施形態の変形例−
〈変形例１〉
本変形例１は、上記実施形態の位相推定部（70）における位相算出部（73）の構成を変更したものである。本変形例の位相算出部（73）は、図７に示すように、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正を行う。電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動し，且つ，その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。

先ず、ステップＳＴ１１では、ＤＣ電圧（V_dc）に対して、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の２倍の周波数の正弦値（sin（２θ_in））を乗算した波形の積分値Ｂが算出される。続いて、ステップＳＴ１２では、積分値Ｂが正であるか否かが判定される。Ｂが正の場合（Ｂ＞０の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相（θ_in）が進み方向に補正される（ステップＳＴ１３）。逆に、Ｂがゼロまたは負の場合（Ｂ≦０の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相（θ_in）が遅れ方向に補正される（ステップＳＴ１４）。

実際、ＤＣ電圧（V_dc）の波形は、図８に示すＸ部のように、正弦波の全波整流の一部（低電圧部）が平滑された状態になっている。そうすると、上記実施形態１の位相算出部（73）のように、ＤＣ電圧（V_dc）の所定時間における面積の大小関係を比較する方法では、一部平滑されたＸ部の面積が小さいとは言え加味されてしまうため、面積の大小比較に多少の影響を及ぼすこととなる。ところが、本変形例の位相算出部（73）では、仮想のsin（２θ_in）をＤＣ電圧（V_dc）に乗算するため、一部平滑されたＸ部をある程度無視することができる。したがって、本変形例の位相算出部（73）によれば、より正確な位相ずれを算出することができる。よって、より正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。

〈変形例２〉
本変形例２は、図９に示すように、上記実施形態における位相推定部（70）の構成を変更したものである。つまり、本変形例は、上記実施形態の位相推定部（70）において電圧降下算出部（74）を追加して、ＤＣ電圧（V_dc）を補償するようにしたものである。

具体的に、本変形例の位相推定部（70）では、電圧降下算出部（74）においてコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）からリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）が算出される。この算出された電圧降下（Ldi/dt）がＤＣ電圧（V_dc）に加算されて、電源電圧（|V_in|）が推定される。以下、この推定された電源電圧（|V_in|）は推定電源電圧（|V_in|）という。周波数算出部（71）では、推定電源電圧（|V_in|）の波形の周期から電源周波数（ωs）が推定される。演算部（72）では、周波数算出部（71）で推定した電源周波数（ωs）を積分することによって、推定電源位相（θ_in）が推定される。位相算出部（73）は、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）と推定電源電圧（|V_in|）の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相（θ_in）を補正する。この位相算出部（73）による位相ずれの算出および補正の内容は、上記実施形態と同様である。そして、この補正後の推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」として出力される。

このように、本変形例では、推定電源電圧（|V_in|）が上記実施形態の位相推定部（70）におけるＤＣ電圧（V_dc）として用いられる。推定電源電圧（|V_in|）は、上述したように、ＤＣ電圧（V_dc）に対してリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）が加算されたものである。つまり、本変形例では、ＤＣ電圧（V_dc）に対しリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）を補償した値として推定電源電圧（|V_in|）が用いられる。したがって、本変形例では、リアクトル（L）による影響を受けないため、より正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。

以上説明したように、本発明は、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けた、いわゆる単相コンデンサレスインバータの電力変換装置として有用である。

1 電力変換装置
2 コンバータ回路
3 直流リンク部
3a コンデンサ
4 インバータ回路
L リアクトル
70 位相推定部

Claims

単相交流電源（6）の電源電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（2）と、
上記コンバータ回路（2）の出力端間に接続されたコンデンサ（3a）を有し、脈動する直流電圧（V_dc）を出力する直流リンク部（3）と、
上記直流リンク部（3）から出力された直流電圧（V_dc）をスイッチングによって交流に変換して出力するインバータ回路（4）と、
上記直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源周波数（ωs）を推定し、推定された電源周波数（ωs）を積分することによって上記電源電圧（V_in）の位相を推定し、得られた推定位相の、上記直流電圧（V_dc）の位相に対する位相ずれと反対の向きに、上記推定位相を補正する位相推定部（70）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記位相推定部（70）は、上記推定位相における所定時間に対する上記直流電圧（V_dc）の積分値から上記位相ずれを推定する
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１または２において、
上記単相交流電源（6）とコンバータ回路（2）との間に設けられるリアクトル（L）を備え、
上記位相推定部（70）は、上記リアクトル（L）による電圧降下分を上記直流電圧（V_dc）に対して補償する
ことを特徴とする電力変換装置。