JP2002204215A - Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置Info
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- JP2002204215A JP2002204215A JP2000400943A JP2000400943A JP2002204215A JP 2002204215 A JP2002204215 A JP 2002204215A JP 2000400943 A JP2000400943 A JP 2000400943A JP 2000400943 A JP2000400943 A JP 2000400943A JP 2002204215 A JP2002204215 A JP 2002204215A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ受信装置において、送受信側クロッ
クの相対誤差に起因する位相誤差を補正することであ
る。 【解決手段】 受信ＯＦＤＭ信号は周波数補正部５で周
波数誤差が補正（同調）され、また１次位相誤差補正部
６でＦＦＴ演算に伴う位相誤差を補正する。２次位相誤
差補正部７はデータ部のシンボル間のパイロット信号に
基づいて送受信側クロック間の相対誤差に起因する位相
誤差の補正信号を生成し、補正する。
クの相対誤差に起因する位相誤差を補正することであ
る。 【解決手段】 受信ＯＦＤＭ信号は周波数補正部５で周
波数誤差が補正（同調）され、また１次位相誤差補正部
６でＦＦＴ演算に伴う位相誤差を補正する。２次位相誤
差補正部７はデータ部のシンボル間のパイロット信号に
基づいて送受信側クロック間の相対誤差に起因する位相
誤差の補正信号を生成し、補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチメディア移
動アクセス通信システム（Multimedia Mobile Access C
ommunication System：以下ＭＭＡＣ）等に好適なＯＦ
ＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multiplexing 直
交周波数分割多重）受信装置の位相誤差補正装置に係
り、特に送信側クロックと受信側クロックの相対誤差に
起因する位相誤差を補正するための位相誤差補正装置に
関する。
動アクセス通信システム（Multimedia Mobile Access C
ommunication System：以下ＭＭＡＣ）等に好適なＯＦ
ＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multiplexing 直
交周波数分割多重）受信装置の位相誤差補正装置に係
り、特に送信側クロックと受信側クロックの相対誤差に
起因する位相誤差を補正するための位相誤差補正装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ受信装置の従来の周波数補正
（同調）方法としては、アナログ処理方式と、ディジタ
ル処理方式がある。アナログ処理方式による周波数補正
方法は、周波数補正部により受信ＯＦＤＭ信号のプリア
ンブル部に含まれる周波数誤差を、該プリアンブル部の
Ｉ成分、Ｑ成分のArctan（Ｑ成分／Ｉ成分）から検出
し、その検出出力をＤ／Ａ変換して周波数誤差量に応じ
た電圧を得て、この電圧により電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）を制御し得られた周波数△ｆにより周波数を補正
（同調）する。
（同調）方法としては、アナログ処理方式と、ディジタ
ル処理方式がある。アナログ処理方式による周波数補正
方法は、周波数補正部により受信ＯＦＤＭ信号のプリア
ンブル部に含まれる周波数誤差を、該プリアンブル部の
Ｉ成分、Ｑ成分のArctan（Ｑ成分／Ｉ成分）から検出
し、その検出出力をＤ／Ａ変換して周波数誤差量に応じ
た電圧を得て、この電圧により電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）を制御し得られた周波数△ｆにより周波数を補正
（同調）する。
【０００３】ディジタル処理方式による周波数補正方法
は、計算桁が数十桁に及び理想的システム及び三角関数
を高次にわたる級数展開式を用いて算出するシステムを
用いるものが提案されている。
は、計算桁が数十桁に及び理想的システム及び三角関数
を高次にわたる級数展開式を用いて算出するシステムを
用いるものが提案されている。
【０００４】また、ＯＦＤＭ信号の復調のためにはフー
リエ変換の演算を行わなければならないが、この時、伝
搬路の擾乱などによりＦＦＴ演算タイミングが誤検出さ
れ、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、ＯＦ
ＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からのガードインター
バル（ＧＩ）の方へのずれを生じることがある。このＦ
ＦＴタイミングで演算を行うと出力に位相誤差を発生す
る。
リエ変換の演算を行わなければならないが、この時、伝
搬路の擾乱などによりＦＦＴ演算タイミングが誤検出さ
れ、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、ＯＦ
ＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からのガードインター
バル（ＧＩ）の方へのずれを生じることがある。このＦ
ＦＴタイミングで演算を行うと出力に位相誤差を発生す
る。
【０００５】この位相誤差を補正するため、従来は、受
信側で既知信号となっているプリアンブルやパイロット
信号の理論上の復調結果と、実際の復調結果の位相差を
算出し、この位相差の分だけ位相誤差補正信号を作成
し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーションに
乗算することにより位相誤差補正を行う方法がとられて
いた。上述したＯＦＤＭ受信装置の周波数及び位相誤差
補正装置として、本件出願人は先に特願２０００−７０
１８６を出願した。
信側で既知信号となっているプリアンブルやパイロット
信号の理論上の復調結果と、実際の復調結果の位相差を
算出し、この位相差の分だけ位相誤差補正信号を作成
し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーションに
乗算することにより位相誤差補正を行う方法がとられて
いた。上述したＯＦＤＭ受信装置の周波数及び位相誤差
補正装置として、本件出願人は先に特願２０００−７０
１８６を出願した。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】一般に無線通信におい
て送信側と受信側の源信号発信機は独立している。従っ
て図３に示したＯＦＤＭ信号フォーマットで通信するデ
ィジタル通信システムの場合、フレームの先頭にあるプ
リアンブルをサンプリングし各種処理をすることにより
同期を得て通信を確立するが、その時にシステムには、
基準周波数源である発信機として高安定で且つ相対誤差
が小さいものが求められる。
て送信側と受信側の源信号発信機は独立している。従っ
て図３に示したＯＦＤＭ信号フォーマットで通信するデ
ィジタル通信システムの場合、フレームの先頭にあるプ
リアンブルをサンプリングし各種処理をすることにより
同期を得て通信を確立するが、その時にシステムには、
基準周波数源である発信機として高安定で且つ相対誤差
が小さいものが求められる。
【０００７】具体的には図７のように２０ＭＨｚの発信
機を送受信で独立に持つシステムでその通信フレーム長
が２ｍsecと仮定する。また、基地局と移動局の発信機
の相対誤差を２５ppmと仮定すると、２０ＭＨｚ×２５p
pm＝５００Ｈｚとなり、１秒間に５００Ｈｚずれる計算
になる。フレーム長は２ｍsecなので、その周期は１／
２ｍsec＝５００Ｈｚとなり、フレーム毎に１クロック
分サンプリング位置がずれることになる。
機を送受信で独立に持つシステムでその通信フレーム長
が２ｍsecと仮定する。また、基地局と移動局の発信機
の相対誤差を２５ppmと仮定すると、２０ＭＨｚ×２５p
pm＝５００Ｈｚとなり、１秒間に５００Ｈｚずれる計算
になる。フレーム長は２ｍsecなので、その周期は１／
２ｍsec＝５００Ｈｚとなり、フレーム毎に１クロック
分サンプリング位置がずれることになる。
【０００８】ＯＦＤＭ受信装置において、サンプリング
位置のずれは、図２に示すようにＦＦＴウインドウ位置
のずれと同様の現象となり、図４に示すようにデータ点
を示すコンスタレーションを回転させる問題が生じ、デ
ータを正しく伝送できない問題になる。
位置のずれは、図２に示すようにＦＦＴウインドウ位置
のずれと同様の現象となり、図４に示すようにデータ点
を示すコンスタレーションを回転させる問題が生じ、デ
ータを正しく伝送できない問題になる。
【０００９】従って、ＯＦＤＭ受信装置において、精度
良く位相誤差補正を行うためには、送信側のサンプリン
グクロックと、受信側のサンプリングクロックが一致す
ることが条件となる。このサンプリングクロックに誤差
が生じる時は、仮に周波数誤差から生じる位相誤差及び
ＦＦＴ処理の際に生じる位相誤差の補正が正確に行われ
ていたとしても、補正後のコンスタレーション結果に位
相誤差が生じてしまう。
良く位相誤差補正を行うためには、送信側のサンプリン
グクロックと、受信側のサンプリングクロックが一致す
ることが条件となる。このサンプリングクロックに誤差
が生じる時は、仮に周波数誤差から生じる位相誤差及び
ＦＦＴ処理の際に生じる位相誤差の補正が正確に行われ
ていたとしても、補正後のコンスタレーション結果に位
相誤差が生じてしまう。
【００１０】詳述すると、前記位相誤差補正のための位
相補正演算回路ではプリアンブルを用いて検出された、
ＦＦＴ演算回路で生じたＦＦＴウインドウ位置のずれに
よる位相誤差と、サンプリングクロックの誤差信号と最
初のＣフィールドにおける補正信号との相対誤差による
位相誤差をまとめて補正している。
相補正演算回路ではプリアンブルを用いて検出された、
ＦＦＴ演算回路で生じたＦＦＴウインドウ位置のずれに
よる位相誤差と、サンプリングクロックの誤差信号と最
初のＣフィールドにおける補正信号との相対誤差による
位相誤差をまとめて補正している。
【００１１】しかし、上記のような手法で精度良く位相
誤差補正を行うためには受信装置に供給されるクロック
の精度が良好であることが条件となる。図３のようなＯ
ＦＤＭ信号フォーマットで送受信する場合を考えると、
送信側と受信側でサンプリングクロックは独立してい
る。送受信間のサンプリング間隔に誤差が生じると、送
受信間のサンプル点の誤差が生じる。このため送信側の
サンプリングタイミングと受信側のサンプリングタイミ
ングをプリアンブル部でＦＦＴウインドウ位置の検出と
その位相誤差補正を行うことで合わせる。しかしデータ
部に関してはプリアンブル等の既知信号が無いのでタイ
ミングを合わせることができない。従って、フレームが
長い場合にはデータ部の後半になるほどこのタイミング
誤差は大きくなる。このため、データ信号の後半部ほ
ど、位相誤差補正後のコンスタレーション結果に位相誤
差が大きくなる。
誤差補正を行うためには受信装置に供給されるクロック
の精度が良好であることが条件となる。図３のようなＯ
ＦＤＭ信号フォーマットで送受信する場合を考えると、
送信側と受信側でサンプリングクロックは独立してい
る。送受信間のサンプリング間隔に誤差が生じると、送
受信間のサンプル点の誤差が生じる。このため送信側の
サンプリングタイミングと受信側のサンプリングタイミ
ングをプリアンブル部でＦＦＴウインドウ位置の検出と
その位相誤差補正を行うことで合わせる。しかしデータ
部に関してはプリアンブル等の既知信号が無いのでタイ
ミングを合わせることができない。従って、フレームが
長い場合にはデータ部の後半になるほどこのタイミング
誤差は大きくなる。このため、データ信号の後半部ほ
ど、位相誤差補正後のコンスタレーション結果に位相誤
差が大きくなる。
【００１２】しかるに、従来の位相誤差補正装置には、
上記位相誤差に対処できる手段がなく、単に送受信側で
高精度の発信機を用いるしか無かった。高精度で高安定
な発信機は高価で通信機のコスト高となる問題があっ
た。また、他の回路的方法で対処することも考えられる
が、コスト面や回路規模の大型化の問題が生じてしま
う。
上記位相誤差に対処できる手段がなく、単に送受信側で
高精度の発信機を用いるしか無かった。高精度で高安定
な発信機は高価で通信機のコスト高となる問題があっ
た。また、他の回路的方法で対処することも考えられる
が、コスト面や回路規模の大型化の問題が生じてしま
う。
【００１３】本発明の目的は、高精度の発信機を用いる
ことなく、送受信側クロックの相対誤差に起因して残留
する位相誤差を補正することができるＯＦＤＭ受信装置
の位相誤差補正装置を提供することにある。
ことなく、送受信側クロックの相対誤差に起因して残留
する位相誤差を補正することができるＯＦＤＭ受信装置
の位相誤差補正装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＯＦＤＭ受信装置の位相誤差補正装置は、
ＯＦＤＭ受信装置において、データを伝送するシンボル
内のパイロット信号を抽出し、該パイロット信号に基づ
いて、送信側クロックと受信側クロック間の相対誤差に
起因する上記データの位相誤差を補正するための位相誤
差補正信号を生成し、該位相誤差補正信号により上記デ
ータの位相誤差を補正する第１の位相誤差補正手段を有
することを要旨とする。
め、本発明のＯＦＤＭ受信装置の位相誤差補正装置は、
ＯＦＤＭ受信装置において、データを伝送するシンボル
内のパイロット信号を抽出し、該パイロット信号に基づ
いて、送信側クロックと受信側クロック間の相対誤差に
起因する上記データの位相誤差を補正するための位相誤
差補正信号を生成し、該位相誤差補正信号により上記デ
ータの位相誤差を補正する第１の位相誤差補正手段を有
することを要旨とする。
【００１５】本発明において、前記第１の位相誤差補正
手段、前記位相誤差補正信号として前記パイロット信号
の共役信号を生成し、該共役信号を前記データを伝送す
るシンボルを構成する各サブキャリアに複素乗算する構
成にしてもよい。
手段、前記位相誤差補正信号として前記パイロット信号
の共役信号を生成し、該共役信号を前記データを伝送す
るシンボルを構成する各サブキャリアに複素乗算する構
成にしてもよい。
【００１６】また、本発明において、前記位相誤差補正
手段は、所定数のシンボル分のパイロット信号を平均し
て位相誤差補正用のパイロット信号とするようにしても
よい。
手段は、所定数のシンボル分のパイロット信号を平均し
て位相誤差補正用のパイロット信号とするようにしても
よい。
【００１７】或いは、本発明において、前記ＯＦＤＭ受
信装置は、前記プリアンブル部からＯＦＤＭ信号のＦＦ
Ｔ演算タイミングを検出するＦＦＴ演算タイミング検出
手段と、前記プリアンブル部からＯＦＤＭ信号の周波数
誤差を検出し補正する周波数誤差補正手段と、周波数誤
差を補正されたＯＦＤＭ信号を、前記タイミングに応答
してＦＦＴ演算するＦＦＴ演算手段と、該ＦＦＴ演算手
段のＦＦＴ演算タイミングの誤差に起因するの位相誤差
を検出する手段と、前記位相誤差を補正する第２の位相
誤差補正手段と、を備え、前記第１の位相誤差補正手段
が第２の位相誤差補正手段の出力に接続する構成として
もよい。
信装置は、前記プリアンブル部からＯＦＤＭ信号のＦＦ
Ｔ演算タイミングを検出するＦＦＴ演算タイミング検出
手段と、前記プリアンブル部からＯＦＤＭ信号の周波数
誤差を検出し補正する周波数誤差補正手段と、周波数誤
差を補正されたＯＦＤＭ信号を、前記タイミングに応答
してＦＦＴ演算するＦＦＴ演算手段と、該ＦＦＴ演算手
段のＦＦＴ演算タイミングの誤差に起因するの位相誤差
を検出する手段と、前記位相誤差を補正する第２の位相
誤差補正手段と、を備え、前記第１の位相誤差補正手段
が第２の位相誤差補正手段の出力に接続する構成として
もよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の位相誤差補正装置
をＯＦＤＭ受信装置に適用した一実施例を示す。同図に
おいて、１は受信アンテナ、２はダウンコンバータ、３
は直交復調器、４はＡ／Ｄコンバータ、５は周波数誤差
補正部、６は１次位相誤差補正部、７は本発明において
特に設けられた２次位相誤差補正部、８はＦＦＴ演算回
路である。
をＯＦＤＭ受信装置に適用した一実施例を示す。同図に
おいて、１は受信アンテナ、２はダウンコンバータ、３
は直交復調器、４はＡ／Ｄコンバータ、５は周波数誤差
補正部、６は１次位相誤差補正部、７は本発明において
特に設けられた２次位相誤差補正部、８はＦＦＴ演算回
路である。
【００１９】受信アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号
はダウンコンバータ２によりＩＦ信号に変換され、更に
直交復調器３でＩＦ信号からＩ，Ｑ成分のベースバンド
信号が復調される。このベースバンド信号はＡ／Ｄコン
バータ４によりディジタル信号に変換され周波数誤差補
正部５に入力される。図３に示したＯＦＤＭ信号フォー
マットの場合、周波数誤差補正部５において、セレクタ
５ａがディジタル変換されたＯＦＤＭ信号のプリアンブ
ル部のＡ，Ｂフィールド成分と、プリアンブル部のＣフ
ィールド及びデータ部（ペイロード部）を抽出する。プ
リアンブル部のＡ，Ｂフィールド成分はタイミング検出
回路５ｂに入力され、該回路によりＦＦＴタイミング信
号が検出され、また上記Ａ，Ｂフィールド成分が周波数
誤差検出回路５ｃに入力されて周波数誤差が検出され
る。ＦＦＴタイミング信号はＦＦＴ演算回路８に入力さ
れると共に周波数誤差補正信号生成回路５ｄは上記周波
数誤差に基づいて周波数誤差補正信号を生成し、該周波
数誤差補正信号を、複素乗算回路５ｅで、前記Ｃフィー
ルド成分及びデータ部に複素乗算することにより、周波
数誤差を補正する。
はダウンコンバータ２によりＩＦ信号に変換され、更に
直交復調器３でＩＦ信号からＩ，Ｑ成分のベースバンド
信号が復調される。このベースバンド信号はＡ／Ｄコン
バータ４によりディジタル信号に変換され周波数誤差補
正部５に入力される。図３に示したＯＦＤＭ信号フォー
マットの場合、周波数誤差補正部５において、セレクタ
５ａがディジタル変換されたＯＦＤＭ信号のプリアンブ
ル部のＡ，Ｂフィールド成分と、プリアンブル部のＣフ
ィールド及びデータ部（ペイロード部）を抽出する。プ
リアンブル部のＡ，Ｂフィールド成分はタイミング検出
回路５ｂに入力され、該回路によりＦＦＴタイミング信
号が検出され、また上記Ａ，Ｂフィールド成分が周波数
誤差検出回路５ｃに入力されて周波数誤差が検出され
る。ＦＦＴタイミング信号はＦＦＴ演算回路８に入力さ
れると共に周波数誤差補正信号生成回路５ｄは上記周波
数誤差に基づいて周波数誤差補正信号を生成し、該周波
数誤差補正信号を、複素乗算回路５ｅで、前記Ｃフィー
ルド成分及びデータ部に複素乗算することにより、周波
数誤差を補正する。
【００２０】そしてＦＦＴ演算回路８は、上記ＦＦＴタ
イミング信号に基づいて周波数誤差補正部５からのデー
タ部をＦＦＴ演算して１次位相誤差補正部６に出力す
る。１次位相誤差補正部６はＦＦＴ演算のタイミングの
ずれから生じる前記位相誤差を補正するもので、セレク
タ６ａによりＦＦＴ演算回路８の出力からプリアンブル
部のＣフィールド成分及びデータ部を抽出すると共に位
相誤差検出回路６ｂが上記Ｃフィールド成分に基づいて
位相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて位相誤差補
正信号生成回路６ｃが位相誤差補正信号を生成する。こ
の位相誤差補正信号は複素乗算回路６ｄで、上記データ
部に複素乗算され、前記位相誤差を補正する。
イミング信号に基づいて周波数誤差補正部５からのデー
タ部をＦＦＴ演算して１次位相誤差補正部６に出力す
る。１次位相誤差補正部６はＦＦＴ演算のタイミングの
ずれから生じる前記位相誤差を補正するもので、セレク
タ６ａによりＦＦＴ演算回路８の出力からプリアンブル
部のＣフィールド成分及びデータ部を抽出すると共に位
相誤差検出回路６ｂが上記Ｃフィールド成分に基づいて
位相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて位相誤差補
正信号生成回路６ｃが位相誤差補正信号を生成する。こ
の位相誤差補正信号は複素乗算回路６ｄで、上記データ
部に複素乗算され、前記位相誤差を補正する。
【００２１】而して前述したように送信側クロックと受
信側クロック間の相対誤差に基づく位相誤差は、１次位
相誤差補正部６によって補正することはできないので、
この位相誤差を補正するために本発明では２次位相誤差
補正部７を設けている。２次位相誤差補正部７は、送信
側クロックと受信側クロック間の相対誤差に起因して残
留する位相誤差を補正するもので、セレクタ７ａにより
１次位相誤差補正部６の出力からデータ部のパイロット
信号を含むＩ，Ｑ成分を分離する。上記成分はパイロッ
ト信号抽出部７ｂに入力され、これによりデータ部のシ
ンボル間のパイロット信号が抽出される。このパイロッ
ト信号は上記クロック間の相対誤差に起因して残留する
位相誤差に相当する位相を有しているので、位相誤差補
正信号生成回路７ｃにより上記パイロット信号の共役信
号を位相誤差補正信号として生成する。この共役信号は
複素乗算回路７ｄによりデータ部のパイロット信号に複
素乗算され、前記位相誤差を補正する。
信側クロック間の相対誤差に基づく位相誤差は、１次位
相誤差補正部６によって補正することはできないので、
この位相誤差を補正するために本発明では２次位相誤差
補正部７を設けている。２次位相誤差補正部７は、送信
側クロックと受信側クロック間の相対誤差に起因して残
留する位相誤差を補正するもので、セレクタ７ａにより
１次位相誤差補正部６の出力からデータ部のパイロット
信号を含むＩ，Ｑ成分を分離する。上記成分はパイロッ
ト信号抽出部７ｂに入力され、これによりデータ部のシ
ンボル間のパイロット信号が抽出される。このパイロッ
ト信号は上記クロック間の相対誤差に起因して残留する
位相誤差に相当する位相を有しているので、位相誤差補
正信号生成回路７ｃにより上記パイロット信号の共役信
号を位相誤差補正信号として生成する。この共役信号は
複素乗算回路７ｄによりデータ部のパイロット信号に複
素乗算され、前記位相誤差を補正する。
【００２２】例えば、ＭＭＡＣの場合、ＦＦＴ演算後の
ＯＦＤＭ復調スペクトルは図５に示すように、５３サブ
キャリアのスペクトルより構成される。クロック誤差に
よる位相誤差が生じる時の位相誤差は各サブキャリア間
で異なるが、隣接するサブキャリア間で比較した場合、
位相誤差量は比較的連続性を保つ特徴がある。つまり、
隣接するサブキャリア間で位相誤差量を比較した場合、
誤差の変化量は少ない。またパイロット信号は、１シン
ボル当たり１４サブキャリア毎に４キャリア存在する
が、パイロット信号は送信時に既知信号であるため、変
調後のパイロット信号と送信前のパイロット信号の位相
差から、該当パイロット信号の位相差を求めることがで
きる。これにより上記パイロット信号近辺のサブキャリ
アの位相誤差量も、近辺にあるパイロット信号の位相誤
差と近似するとみなすことができる。
ＯＦＤＭ復調スペクトルは図５に示すように、５３サブ
キャリアのスペクトルより構成される。クロック誤差に
よる位相誤差が生じる時の位相誤差は各サブキャリア間
で異なるが、隣接するサブキャリア間で比較した場合、
位相誤差量は比較的連続性を保つ特徴がある。つまり、
隣接するサブキャリア間で位相誤差量を比較した場合、
誤差の変化量は少ない。またパイロット信号は、１シン
ボル当たり１４サブキャリア毎に４キャリア存在する
が、パイロット信号は送信時に既知信号であるため、変
調後のパイロット信号と送信前のパイロット信号の位相
差から、該当パイロット信号の位相差を求めることがで
きる。これにより上記パイロット信号近辺のサブキャリ
アの位相誤差量も、近辺にあるパイロット信号の位相誤
差と近似するとみなすことができる。
【００２３】ただし、このパイロット信号については、
フェージングなどの伝搬環境の擾乱により欠落する恐れ
があるため、単一シンボルの補正だけでは上述した位相
補正を行えないことがある。そこで、かかる点を考慮し
て図６に示すような構成により該当シンボルを含めて、
例えば、その直近の１６シンボルのパイロット信号を平
均したものを、基準の補正信号にして、パイロット信号
近辺のサブキャリアについても、上記基準の補正信号か
ら位相誤差補正信号（上記パイロット信号の共役信号）
を作成する。該当シンボルがプリアンブル部の直後のシ
ンボルで、１６シンボルのパイロット信号の平均値算出
が不可能な場合は、シンボル数は取りうる最大値分を平
均して算出する。
フェージングなどの伝搬環境の擾乱により欠落する恐れ
があるため、単一シンボルの補正だけでは上述した位相
補正を行えないことがある。そこで、かかる点を考慮し
て図６に示すような構成により該当シンボルを含めて、
例えば、その直近の１６シンボルのパイロット信号を平
均したものを、基準の補正信号にして、パイロット信号
近辺のサブキャリアについても、上記基準の補正信号か
ら位相誤差補正信号（上記パイロット信号の共役信号）
を作成する。該当シンボルがプリアンブル部の直後のシ
ンボルで、１６シンボルのパイロット信号の平均値算出
が不可能な場合は、シンボル数は取りうる最大値分を平
均して算出する。
【００２４】図６において、位相誤差補正信号生成回路
７ｃは、パイロット信号のシンボル平均回路７１、パイ
ロット信号平均制御回路７２、セレクタ７３、セレクタ
動作制御回路７４から構成され、７５はデータ遅延回
路、７６は複素共役生成回路、７７はセレクタである。
まず、入力信号からパイロット信号を抽出する。ＭＭＡ
Ｃの場合パイロット信号は１つのシンボル内に４本存在
するのでこのパイロットにそのキャリアの位置に対応し
た１〜４までの番号をつけて類別する。勿論この番号は
異なるシンボル間でも整合性が取れている。こうして４
つのパイロットはそれぞれ別の経路を通り、パイロット
信号シンボル間平均回路に送られる。この回路はレジス
タを有し直近数シンボル分のパイロットデータを蓄積す
る機能を持っている。一方パイロット信号を抽出する度
に抽出回数をカウントし、このカウント信号をpilot平
均制御回路７２に送る。このカウント数と上記レジスタ
に蓄えられたデータ数が一致しているので、該レジスタ
に蓄えられた数値の累計値をパイロット平均制御回路７
２から出力される係数で除算することにより基準の補正
信号を作成する。複素共役生成回路７６によりこの基準
の補正信号の共役を取ったものを位相誤差補正信号とし
てセレクタ７３に送り、１〜４までのパイロット番号を
識別する。データ遅延回路７５を通した補正すべきデー
タ信号と、位相誤差補正信号を複素乗算することによ
り、２次位相誤差補正を終了する。この際補正すべき信
号とどの位相誤差補正信号を複素乗算するかについてで
あるが、サブキャリア番号０〜１２までがpilot１(サブ
キャリア番号５)、サブキャリア番号１３〜２５までがp
ilot２(サブキャリア番号１９)、サブキャリア番号２７
〜３９までがpilot３（サブキャリア番号３３）、サブ
キャリア番号４０〜５２までがpilot４（サブキャリア
番号４７）、となるように選択する。
７ｃは、パイロット信号のシンボル平均回路７１、パイ
ロット信号平均制御回路７２、セレクタ７３、セレクタ
動作制御回路７４から構成され、７５はデータ遅延回
路、７６は複素共役生成回路、７７はセレクタである。
まず、入力信号からパイロット信号を抽出する。ＭＭＡ
Ｃの場合パイロット信号は１つのシンボル内に４本存在
するのでこのパイロットにそのキャリアの位置に対応し
た１〜４までの番号をつけて類別する。勿論この番号は
異なるシンボル間でも整合性が取れている。こうして４
つのパイロットはそれぞれ別の経路を通り、パイロット
信号シンボル間平均回路に送られる。この回路はレジス
タを有し直近数シンボル分のパイロットデータを蓄積す
る機能を持っている。一方パイロット信号を抽出する度
に抽出回数をカウントし、このカウント信号をpilot平
均制御回路７２に送る。このカウント数と上記レジスタ
に蓄えられたデータ数が一致しているので、該レジスタ
に蓄えられた数値の累計値をパイロット平均制御回路７
２から出力される係数で除算することにより基準の補正
信号を作成する。複素共役生成回路７６によりこの基準
の補正信号の共役を取ったものを位相誤差補正信号とし
てセレクタ７３に送り、１〜４までのパイロット番号を
識別する。データ遅延回路７５を通した補正すべきデー
タ信号と、位相誤差補正信号を複素乗算することによ
り、２次位相誤差補正を終了する。この際補正すべき信
号とどの位相誤差補正信号を複素乗算するかについてで
あるが、サブキャリア番号０〜１２までがpilot１(サブ
キャリア番号５)、サブキャリア番号１３〜２５までがp
ilot２(サブキャリア番号１９)、サブキャリア番号２７
〜３９までがpilot３（サブキャリア番号３３）、サブ
キャリア番号４０〜５２までがpilot４（サブキャリア
番号４７）、となるように選択する。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭ受信装置において従来の周波数及び位相誤差補正
を実施しても残留する送受信側のクロック間の相対誤差
に起因する位相誤差を補正することができ、しかも高価
なクロック発信機を使用する必要がないので、安価に装
置を構成することができる。
ＦＤＭ受信装置において従来の周波数及び位相誤差補正
を実施しても残留する送受信側のクロック間の相対誤差
に起因する位相誤差を補正することができ、しかも高価
なクロック発信機を使用する必要がないので、安価に装
置を構成することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】位相誤差発生の原理説明図である。
【図３】ＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示す図である。
【図４】位相誤差量とＩＱ平面に展開した情報点との関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭ信号の復調スペクトルを示す図であ
る。
る。
【図６】位相誤差補正信号作成回路の一構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】送受信側間のクロックタイミング誤差の発生要
因の説明図である。
因の説明図である。
１ 受信アンテナ ２ ダウンコンバータ ３ 直交復調器 ４ Ａ／Ｄコンバータ ５ 周波数補正部 ６ １次位相誤差補正部 ７ ２次位相誤差補正部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 須永 徹 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 高田 宏正 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 盧 鋒 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 前山 利幸 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD44 5K047 AA03 BB01 CC01 GG13 GG32 GG45 HH53 MM13
Claims (4)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ受信装置において、データを伝
送するシンボル内のパイロット信号を抽出し、該パイロ
ット信号に基づいて、送信側クロックと受信側クロック
間の相対誤差に起因する上記データの位相誤差を補正す
るための位相誤差補正信号を生成し、該位相誤差補正信
号により上記データの位相誤差を補正する第１の位相誤
差補正手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置
の位相誤差補正装置。 - 【請求項２】 前記第１の位相誤差補正手段は、前記位
相誤差補正信号として前記パイロット信号の共役信号を
生成し、該共役信号を前記データを伝送するシンボルを
構成する各サブキャリアに複素乗算する構成となってい
ることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置の
位相誤差補正装置。 - 【請求項３】 前記位相誤差補正手段は、所定数のシン
ボル分のパイロット信号を平均して位相誤差補正用のパ
イロット信号とするようになっていることを特徴とする
請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置の位相誤差補正装置。 - 【請求項４】 前記ＯＦＤＭ受信装置は、前記プリアン
ブル部からＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算タイミングを検出
するＦＦＴ演算タイミング検出手段と、前記プリアンブ
ル部からＯＦＤＭ信号の周波数誤差を検出し補正する周
波数誤差補正手段と、周波数誤差を補正されたＯＦＤＭ
信号を、前記タイミングに応答してＦＦＴ演算するＦＦ
Ｔ演算手段と、該ＦＦＴ演算手段のＦＦＴ演算タイミン
グの誤差に起因するＯＦＤＭ信号の位相誤差を検出する
手段と、前記位相誤差を補正する第２の位相誤差補正手
段と、を備え、前記第１の位相誤差補正手段が第２の位
相誤差補正手段の出力に接続されていることを特徴とす
る請求項１，２又は３記載のＯＦＤＭ受信装置の位相誤
差補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400943A JP2002204215A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400943A JP2002204215A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002204215A true JP2002204215A (ja) | 2002-07-19 |
Family
ID=18865445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000400943A Pending JP2002204215A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002204215A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7586988B2 (en) | 2003-07-11 | 2009-09-08 | Nec Corporation | Transmitting apparatus, receiving apparatus, communication system, and multiplex timing compensation method |
| US7830970B2 (en) | 2003-06-11 | 2010-11-09 | Nxp B.V. | Receiver for a multi-carrier communication system |
| JP2021016138A (ja) * | 2019-07-16 | 2021-02-12 | アンリツ株式会社 | クロックエラー補正装置、それを備えた測定装置、クロックエラー補正方法、及び測定方法 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08265293A (ja) * | 1995-03-23 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
| JPH10290208A (ja) * | 1997-02-17 | 1998-10-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ信号伝送システム |
| JP2000049747A (ja) * | 1998-05-26 | 2000-02-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ伝送のための変調装置、復調装置および伝送システム |
| WO2000060805A2 (de) * | 1999-03-30 | 2000-10-12 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur synchronisation |
| JP2000286819A (ja) * | 1999-03-31 | 2000-10-13 | Nec Corp | 復調装置 |
| JP2000349735A (ja) * | 1999-03-26 | 2000-12-15 | Nec Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2001313624A (ja) * | 1999-04-22 | 2001-11-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍパケット通信用受信装置 |
-
2000
- 2000-12-28 JP JP2000400943A patent/JP2002204215A/ja active Pending
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| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100305 |
|
| A02 | Decision of refusal |
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